DE2722342C2 - Anschlußschaltung zur Verbindung einer Zweidraht- mit einer Vierdrahtleitung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anschlußschaltung zur Verbindung einer über ein Tiefpaßfilter mit einem Querkondensator angeschalteten Zweidrahtleitung mit einer Yierdrahtleitung, in Fernmelde-, insbesondere Fernsprech- Vermittlungsanlagen.

Die Zeitmultiplexübertragung beruht auf dem Prinzip, daß ein kontinuierlich sich änderndes Informationisignal getreu wiedergegeben werden kann, wenn seine Amplitude wenigstens mit dem doppelten Wert seiner höchsten Frequenz abgetastet wird. Wenn sehr viele Informationssignale abgetastet werden sollen, von denen jedes die gleiche minimale Abtastfrequenz für eine getreue Wiedergabe erfordert, wird die Dauer jeder einzelnen Abtastung, und folglich deren Energieinhalt, sehr klein. Es ist somit erforderlich, daß der Energieinhalt eines jeden Abtastwertes wirksam ausgenutzt wird.

Ein bekanntes Verfahren zur wirksamen Ausnutzung der Energie in einem Sprachabtastwert ist die Resonanzübertragung. Jede Anschlußschaltung in einer

ίο Zeitmultiplexvermittlungsanlage ist mit einem Tiefpaßfilter versehen, das einen Parallelkondensator, eine Serieninduktivität und einen Abtastschalter aufweist. Die Werte von Serieninduktivität und Parallelkapazität sind derart, daß die Dauer einer halben Periode (oder

is ungeraden Anzahl von Perioden)der Resonanzfrequenz gleich dem Schließintervall des Abtastschalters ist Dies erlaubt die Übertragung der gesamten Ladung des Parallelkondensators über die Serieninduktivität und den geschlossenen Schalter zum Parallelkond^nsator einer anderen Anschlußschaltung. Ein Vorteil dieser Resonanzübertragung besteht darin, daß die Ladungsübertragung von Natur aus doppelt gerichtet ist, d. h., die Ladungen der beiden Parallelkondensatoren werden vor dem Schließen des Schalters ausgetauscht. Die Resonanzübertragung hat aber den Nachteil, daß Serieninduktivitäten im Übertragungsweg verwendet werden müssen, die sich nicht mit Hilfe von integrierten Schaltungen verwirklichen lassen.

Bei einer bekannten Anschlußschaltung (DE-AS

JO 12 97 164) zur Verbindung einer Zweidrahtleitung mit einer Vierdrahtleitung ist die Zweidrahtleitung über einen Tiefpaßfilter mit einem Querkondensator angeschaltet. Der Aufwand an zu betätigenden Schaltern soll dadurch verringert werden, daß im Prinzip die Verbindung der Zweidrahtleitung mit der Vierdrahtleitung mittels wiederholt betätigter Schalter erfolgt, über die jeweils Energie impulsweise übertragen wird, wobei für einen Energieaustausch jeweils zwei Energieübertragungen durchgeführt werden. Bei den bekannten Anschlußschaltungen treten jedot',1 Signalübertragungsverzögerungen auf, die bei zunehmender Anzahl von Fernsprechgeräten einer Fernsprechanlage problematisch werden. Ferner können diese Schaltungen, wie bereits erwähnt, nicht als integrierte Schaltungen realisiert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die eingangs definierte Anschlußschaltung derart weiterzubilden, daß die Signalübertragungsverzögerungen reduziert werden und sich die Schaltung als integrierte Schaltung ausführen liißt.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine erste Schaltungsanordnung mit einem ersten schiltbaren Verstärker mit hoher eingangs- und niedriger Ausgangsimpedanz sowie vorzugsweise einer Spannungsverstärkung von etwa 1 zur periodischen Abtastung der Spannung des Querkondensators und mit einem ersten, dem Sendezweig der Vierdrahtleitung zugeordneten Kondensator, der durch den ersten Verstärker jeweils auf die Spannung des Querkondensa-

M) tors aufgeladen wird, und durch eine zweite Schaltungsanordnung mit einem zweiten schaltbaren Verstärker mit hoher Eingangs- und niedriger Ausgangsirnpedanz sowie vorzugsweise einer Spannungsverstärkung von etwa I zur periodischen Abtastung der Spannung eines zweiten, dem Empfangszweig der Vierdrahtleitung zugeordneten Kondensators und jeweiliger Aufladung des Querkondensators auf die Spannung des zweiten Kondensators.

Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei 'der erfindungsgemäßen Anschlußschaltung ist keine Serienresonanzinduktivität zur Übertragung von Ladungen an oder vom Parallelkondensator des Tiefpaßfilters mehr erforderlich. Die Anschlußschaltung kann daher wirtschaftlich als integrierte Schaltung realisiert werden. Ferner werden nur Verstärker mit einer Verstärkung 1 benötigt, wobei trotzdem übertragungsverluste oder Übertragungsverzögerungen kompensiert werden, die zwischen zwei miteinander verbundenen Anschlußschaltungen auftreten.

Ferner kann die Ladung, die dem Paraüelkondensator des Tiefpaßfilters vom Fernsprechgerät aufgeprägt wird, während der Übertragungszeitlage passiv abgetastet werden, anstatt wie bei der Resonanzübertragung durch einen geschlossenen Schalter übertragen zu werden. Überdies kann während der Empfangszeitlage derselbe Kondensator zwangsweise auf einen neuen Wert aufgeladen werden, der als Vorbereitung auf die nächste 'Zeitlage erhalten bleiben werden kann, was bei Verwendung von Klemmschaltungen nicht möglich ist. Der Parallelkondensator des Tiefpaßfilters dient auch zur Informationsübertragung. In Richtung zum zugeordneten Fernsprechgerät hin wird er zwangsweise impulsmäßig betrieben, während er für Signale, die das Filter in der entgegengesetzten Richtung durchlaufen, passiv abgetastet werden kann. Auf diese Weise ist die Notwendigkeit für die Serieninduktivität beseitigt.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Rampensignale zum Decodieren des empfangenen digitalcodierten Sprachsignals bei entsprechenden Zeitpunkten steiler, d. h., von größerer augenblicklicher Amplitude, sein kann als die Steigung der Rampe, die verwendet wird, um den analogen Sprachabtastwert in digitaler Form zu codieren. Dadurch, daß Rampenwellenformen mit unterschiedlicher Amplitude vorgesehen sind, brauchen nur Verstärker der Verstärkung 1 verwendet zu werden.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine Zeitmultiplexanschlußschaltung zusam- 4-, men mit Generatoren für Sende- und Empfangsrampensignalen und Sende- und Empfangstaktgebern eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 2 die Codierungs- und Decodierungs-Kurvenformen und die in Fig. 1 zugeführten Sende- und Empfangsimpulse;

Fig.3 ein Schaltbild eines speziellen schaltbaren Verstärkers, der bei dem Ausführungsbeispiel der Zeitmultiplexanschlußschaltung verwendet werden kann;

Fig.4 die idealisierte Impulsantwort des Tiefpaßfilters der Anschlußschaltung;

Fig.5 und 6 Einzelheiten zweier alternativer Arten von schaltbaren Verstärkern, die beim Ausführungsbeispiel der Anschlußschaltung verwendet werden können, wi

Ein üblicher Fernsprechapparat 101 auf der linken Seite der Fig. 1 ist über die a- und £>-Adern mit Primärwicklungen 102-1, 102-2 eines Leitungsübertragers 102 verbunden. Das andere Ende einer jeden Primärwicklung ist über einen Widerstand 103 bzw. 104 h^r> mit der üblichen Batterie- und Erdzuleitung verbunden. Die Sekundärwicklung 102-3 des Leitungsübertragers 102 ist mit einem TiefDabiliter 108 verbunden, das einen Eingangsquerkondensaior 105, eine Serienspule 106 und einen Ausgangsquerkordensator 107 aufweist. Vorteilhafterweise können das Tiefpaßfilter 108 und der Leitungsübertrager 102 als eine einheitliche Anordnung hergestellt werden, und die Spulen des Tiefpaßfilters 108 und des Leitungsübertragers 102 sind die einzigen Spulen, die für die Anschlußschaltung erforderlich sind. Das Tiefpaßfilter 108 ist so ausgelegt, daß es die höchste Tonfrequenz, deren Übertragung erwünscht ist, durchläßt.

Die sprachfrequenten Wechselspannungen, die den Wickluagen des Übertragers 102 vom Fernsprechgerät 101 aufgeprägt werden, werden dem Tiefpaßfilter 108 zugeführt Im Abtastmoment weist der Kondensator 107 eine momentane Ladung auf, die den momentanen Wert des Sprachsignals vom Fernsprechgerät 101 wiedergibt. Der Kondensator 107 ist mit einer integrierten Anschlußschaltung 100 verbunden, und die momentane Spannung am Kondensator 107 wird von einem schpltbaren Verstärker 300-3 in der Schaltung 100 abgetastet. Der Verstärker 300 3 wird an seinem Steueranschluß eingeschaltet, und zwei· unter Steuerung eines in F i g. 2 gezeigten Sende-Abtasttaktimpulses 131, der dem Anschluß 31-3 von einem Sendeabtasttaktgeber 130 zugeführt wird. Der Verstärker 300-3 enthält vorteilhnfterweise zwischen seinem Eingangsanschluß 30-3 und seinem Ausgangsanschluß 39-3 Emitterfolger, so daß er eine extrem hohe Eingangsimpedanz für den Kondensator 107 und eine ziemlich niedrige Ausgangsimpedanz für den Kondensator 106 bildet. Vorteilhafterweise kann der Kondensator 109 eine Kapazität haben, die viel kleiner ist als jene des Kondensators 107, um seine Aufladezeit und auch den Treibstrom vom Verstärker 300-3 zur Aufladung des Kondensators 109 auf die gleiche Spannung wie der Kondensator 107 möglichst klein zu machen. Damit der Kondensator 109 die gleiche Spannung annimmt wie der Kondensator 107, sollte der Verstärker 300-3 zwischen seinen Anschlüssen 30-3 und 39-3 im wesentlichen eine Verstärkung Eins aufweisen. Bei einer praktischen Ausführungsform hatten die Kondensatoren 109 und 107 Werte von 0.088 bzw. 0,001 μF. Sie waren nicht in dem die Schaltung 100 aufweisenden Chip integriert, sondern es handelte sich um diskrete Komponenten.

Die Spannung am Kondensator 109 wird dem oberen Eingang eines Komparator 112 zugeführt, der irgendeinen bekannten Aufbau haben kann und sich zur Integration eignet. Der untere Eingang des Komparators 112 empfängt ein Senderampensignal 151, das von einem Senderampengenerator 150 zugeführt wird. Vorteilhafterweise kann das Senderampensignal 151 die in Fig. 2 gezeigte, nichtlineare Wellenform aufweisen, um eine Signalkompandierung zu bewirken, d. h. um während der Codierung kleiner Signale einen mehr als proportionalen Anteil der gesamten Rampendauer zuzuordnen. Dann werden kleine Signale mit einem besseren Rauschabstand als größere Signale versehen so daß sowohl für große als auch für kleine Signale ein im wesentlichen konstantes Signal/Rausch-Verhältnis aufrechterhalten wird. Wenn die Amplitude des Senderampc^jns!gnals 151 der Spannung am Kondensator 109 gleich ist, ändert der Komparator *\2 den Zustand seines Ausgangssignals auf Leitung 115. Demgemäß ist das Intervall zwischen dem Einsetzen des Senderampensignals 151 und der Änderung des Zustandes auf Leitung H5 ein Intervall, das den Spannungsabtastwert am Kondensator 109 repräsentiert, d. h. eine Zeitdauercodierung dieses Spannungsab-

tastwertes ist. Leitung 115 ist mit einem Koppelfeld verbunden, bei dem es sich vorteilhafterweise um einen Typ handeln kann, der zur Verteilung an (nichlgezeigte) andere Anschlußschaltiingen verwendet wird, die ihrerseits zeitdauercodierte Abtaslwerte zum Empfang durch die Anschlußschaltung 100 erzeugen.

In gleicher Weise liefern ein (nicht gezeigter) entfernter Fernsprechapparat und eine diesem zugeordnete Anschlußschaltung, die vorteilhafterweise der in Fig. 1 gleicht, eine Zeitdauer-Codierung eines dort erzeugten .Sprachabtastwertes an die ankommende Leitung 113 der Anschliißschaltung 100. Das auf Leitung 113 erscheinende Signal wird auf den Stcucriinschluß .31-1 eines schaltbarcn Verstärkers 300-1 gegeben. Der Verstärker 300-1 weist vorteilhafterweise einen ähnlichen Aufbau wie der Verstärker 300-3 auf und unterscheidet sich lediglich in einer geringen Einzelheit, wie nachfolgend in Verbindung mil Fig. 5 erläutert ist. Der rechts liegende Signaleingangsanschluß 30-1 des Verstärkers JOO-1 ist mit einem Empfangsrampengenerator 160 verbunden, der das in Fig. 2 gc/eigte Empfangsrampensignal IhI liefert. Vorteilhafterweise kann das Signal 161 um den Betrag Δ gegenüber dem Senderampensignal 151 verzögert sein. Diese Verzögerung J kompensiert die Verzögerung bei der Übertragung des zeitdauercodierten Signals vom entfernten Fernsprechapparat (dessen Sendeschaltungsanordnung der im Zusammenhang mit Leitung 115 gezeigten ähnlich ist) zum Anschluß 31-1. Der Betrag der Verzögerung kann bei einer typischen Anlage im Bereich von einigen Nanosekunden bis zu einer Mikrosekunde oder dergleichen liegen.

Ferner kann entsprechend dem erfindungsgemäßen 'Xusführungsbeispiel die augenblickliche Steigung des Empfangsrampensignals 161 vorteilhafterweise eiwas großer sein als diejenige des Senderampensignals 151. Wenn das zeitdauercodierte Signal auf Leitung 113 seinen 7. jstand ändert, ist demzufolge die Größe des am Ausgangsanschluß 39-1 des Verstärkers 300-1 erscheinenden Signals entsprechend größer als die Amplitude des Rampensignals, das dem Sendekomparator der (niciit gezeigten) Anschlußschaltung am entfernten Ende der Leitung 113 zugeführt wird. Die größere Amplitude des Empfangsrampensignals 161 kompensiert somit jeglichen Verlust auf dem Übertragungsweg vom Verstärker 300-1 zum Fernsprechapparat 101. Der Verstärker 300-1 gibt somit an den Kondensator 110 ein Signal, dessen Amplitude ein kompensierter decodierter Wert des auf Leitung 113 erscheinenden zeitdauerendienen Signals ist. Vorteilhafterweise kann der Kondensator 110 die gleiche Größe wie der Kondensator 109 haben, d. h. beide können viel kleiner sein als der Kondensator 107.

Die Spannung am Kondensator 110 wird vom schaltbaren Verstärker300-2 währenddes Empfangstorsteuerungsimpulses 141 abgetastet, der von einem Empfangsabtastiaktgeber 140 geliefert wird. Der Verstärker 300-2 kann einen ähnlichen Aufbau wie der Verstärker 300-1 haben, er sollte jedoch vorteilhafterweise eine etwas höhere Nenndauerleistung haben und eine noch niedrigere Ausgangsimpedanz aufweisen. Der Verstärker 300-2 tastet die Spannung im Kondensator 110 ab (ändert diese jedoch nicht) und liefert eine äquivalente Spannung an den Kondensator 107. Die Aus^aan2S!m"edanz des Verstärkers 300-2 ist ausreichend niedrig ausgelegt, so daß die Spannung am Kondensator 107 unabhängig davon, welcher Spannungswert zuvor existierte, während des Impulses 141 auf den Wert am Kondensator 110 umgestellt werden kann.

Faßt man die Arbeitsweise der Anschlußschaltung der F i g. I zusammen, sieh! man, daß die dem Kondensator 107 vom Fernsprechapparat 101 zugeführte Ladung vom Verstärker 300-3 einer passiven Spannungsabtastung unterzogen wird, ohne geändert zu werden, und daß eine dementsprechende Spannung auf den Kondensator 109 gegeben wird. Die Spannung am Kondensator 109 wird zur Übertragung an entfernte (nicht gezeigte) Fernsprechapparate vom Komparator 112 codiert. Zeitdauercodierle Signale von (nicht gezeigten) entfernten Fernsprechapparaten werden dem Steueranschiuß des schallbaren Verstärkers 300-1 zugeführt, und ein ganzzahliger Bruchteil des Empfangsrampensignals 161 gelang! durch den Verstärker 300-1. um eine Spannung am Kondensator 110 zu bewirken, die dem zeitdauercodierten Signal von der entfernten Fernsprechstelle entspricht. Die am Kondensator 110 erscheinenden Spannungen werden mit einer Wiederholungsfrequenz abgetastet, die zweimal so hoch ist wie die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 108, und der Verstärker 300-2 liefert .Stromimpulse zum dynamischen Laden des Parallelkondensators 107. Die Spannung, die am Parallelkondensator 107 aufgrund des Treibimpulses vom Verstärker 300-2 erscheint, ist gemäß Fig. 4 bei ganzzahligen Vielfachen des Zeitintervalls r, das dem Kehrwert der doppelten Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 108 entspricht, sehr niedrig, ideal Null. Ein Zeitintervall r, nachdem der Verstärker 300-2 den Parallelkondensator 107 zwangsweise impulsmäßig auf einen Spannungswert aufgeladen hat, der das auf Leitung 113 erscheinende empfangene Signal repräsentiert, ist die Spannung demgemäß effektiv Null, so daß der Parallelkondensator 107 lediglich jene Spannung aufweist, welche vom Sprechstrom aufgeprägt ist. der vom Fernsprechapparat 101 geliefert worden ist. Folglich kann der Verstärker 300-3 vom Sendeabtasttaktgeber 130 um ein Zeitintervall r nach Einschalten des schaltbaren Verstärkers 300-2 eingeschaltet werden. Das Zeitintervall r entspricht dem Reziprokwert der doppelten Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters.

In Fig. 2 ist die Zeitbeziehung zwischen dem (codierenden) Senderampensignal 151 und dem (decodierenden) Empfangsrampen 161 gezeigt. Es wird angenommen, daß die am Kondensator 109 erscheinende Spannung bei einer willkürlichen Zeitabszisse T, gleich der momentanen Amplitude des Senderampensignals 151 ist. Der Komparator 112 (Fig. 1) ändert zu dieser Zeit den Zustand seiner Ausgangsleitung 115. um auf dieser ein dauercodiertes Digitalsignal zu liefern. Wenn angenommen wird, daß ein (nicht gezeigter) entfernter Fernsprechapparat auf der Leitung 113 den Codewert eines Signals zuführt der die gleiche Amplitude wie das Empfangssignal für den Fernsprechapparat 101 aufweist, so läßt der Verstärker 300-1 zum Kondensator 110 einen ganzzahligen Bruchteil des Empfangsrampensignals 161 durch. Die momentane Amplitude des Empfangsrampensignals 161 ist jedoch für gleiche Zeitpunkte größer als die des Senderampensignals 151, und daher ist bei der Abszisse Tr die Amplitude des Empfangsrampensignals um den Betrag λ größer.

Folglich wird jegliche Dämpfung bei der Übertragung durch das Rampensignal kompensiert, und nicht durch eine Einstellung der Verstärkung des Verstärkers 300-1.

Der schaltbare Verstärker der Fig.3 arbeitet

folgendermaßen. Es sei zunächst angenommen, daß dem Eingangsanschluß 30 kein Signal zugeführt wird und daß an den Steueranschluß 31 kein Abtastsignal angelegt ist. Der Taktgeber 130 oder 140 (Fig. I), je nachdem, welche mit dem Anschluß 31 verbunden ist. hält normalerweise diesen Anschluß im hohen Signalzustand, d.h. in H-Signalzustand (siehe Fig. 2). Befindet sich (¹T Anschluß 31 im H-Signalzustand, wird der Emitter des Transistors 34 durch Inverter 33 auf niedrigem Wert, d.h. L-Wert, gehalten, und der Transistor 34 sperrt. Wenn der Sende- oder Empfangsabtasttaktimpuls 131 oder 141 an den Steueranschluß 31 angelegt wird, werden beide Transistoren 34 und 37 leitend. Die Transistoren 34 und 37 sind effektiv als kaskadicrte Emitterfolgerstufen geschaltet und stellen somit für den Eingangsanschluß 31 eine hohe Eingangsimpedanz und für den Ausgangsanschluß 39 eine niedrige Ausgangsimpedanz dar. Vorteilhafterweise kann die Schaltung der F i g. 3 zwischen dem Eingangsanschluß 30 und dem Ausgangsanschluß 39 eine Spannungsverstärkung von etwa Eins erzeugen.

In F i g. 5 ist als Alternative zum Verstärker der F i g. 3 eine beispielsweise Ausfühningsform eines schaltbaren Verstärkers gezeigt, der mit besonderem Vorteil für die Verwirklichung des Verstärkers 300-1 der Fig. 1 verwendet werden kann. Der Emitter eines Transistor 508 und die Basis-Kollektor-Strecke eines Transistors 513 werden von einer Konstantstromquelle gespeist. Die Schaltung wird eingeschaltet, wenn das dem Steueranschluß 31 zugeführte zeitdauercodierte Signr¹ auf L geht und das Empfangsrampensignal dem Eingangsanschluß 30 zugeführt wird. Der Tor wird gesperrt, wenn das dem Steueranschluß 31 zugcfuhrte Signal auf H geht und den Transistor 512 aus- und den Transistor 511 einschaltet. Wenn der Transistor 511 eingeschaltet ist. führt er praktisch den gesamten Strom von der Konstantstromquelle. Zu diesem Zweck ist der Widerstand 577 so ausgewählt, daß — wenn er den gesamten Wert des gelieferten Konstantstroms führt — sein Spannungsabfall ausreicht, um die Transistoren 508 und 513 in Sperr-Richtung vorzuspannen.

Ist der Verstärker eingeschaltet (Transistor 511 sperrt) und wird angenommen, daß die Spannung am Anschluß 30 gleich der Spannung am Ausgangsanschluß 39 ist. teilt sich der an den Verbindungspunkt der Transistoren 508 und 513 gelieferte Konstantstrom auf zwischen dem linken Zweig, der den als Diode geschalteten Transistor 508, den Transistor 507 und eine Parallelschaltung aus Transistoren 509 und 515 umfaßt, und dem rechten Zweig, der den Transistor 513, einen als Diode geschalteten Transistor 514 und einen Transistor 515 umfaßt. Die Spannung am Emitter des als Diode geschalteten Transistors 508 ist um ein Potential, das der Summe der Anoden-Kathoden-PotentialabfäNe (nachfolgend Diodenabfälle genannt) der leitenden effektiven Dioden entspricht, positiver als die Eingangsspannung am Anschluß 30 (an der Basis des Transistors 507). während die Ausgangsspannung am Anschluß 39 zwei Diodenabfälle negativer ist als das Potential am Emitter des Transistors 508. Demgemäß gleicht die Ausgangsspannung nahezu der Eingangsspannung, und es wird kein Strom am Anschluß 39 abgegeben. Der Betrag der Gleichstromversetzungsspannung zwischen den Anschlüssen 30 und 39 kann dadurch möglichst klein gemacht werden, daß im integrierten Chip für die Transistoren 507 und 508 kleinere Flächen als für die Transistoren 513 und 514 verwendet werden.

Was den linken Stromzweig betrifft, teilt sich der

Kollektorstrom des Transistors 507 zwischen dem Transistor 509 (in Diodenschaltung gezeigt) und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 515 auf. Das Teilungsverhältnis wird durch die Größe eines Widerstandes 555 bestimmt, dessen Spannungsabfall zusammen mit dem Diodenabfall durch den Transistor 509 die Basis-Emitter-Vorspannung des Transistors 515 steuert. Bei der beispielsweisen Ausführungsform lieferte die Konstantstromquelle 333 μΑ an den Verbindungspunkt zwischen der Basis des Transistors 513 und dem Emitter des Transistors 508, wobei 300 μΑ in den genannten linken Zweig und etwa 33 μΑ in die Basis des Transistors 513 flössen. Der Widerstand 555 ist so gewählt, daß ein Dauerstrom von etwa 4 niA durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 513 fließt.

Unter der Annahme, daß das an den Eingangsanschluß 30 angelegte Rampensignal positiver ist als die Spannung am Kondensator 110, von dem angenommen ist, daß er an den Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist. kann Strom am Anschluß 39 nur dann abgegeben werden, wenn der Emitterstrom des Transistors 513, welcher gleich dem Emitterstrom des als Diode geschalteten Transistors 514 ist, größer als der Kollektorstrom des Transistors 515 ist. Da die Spannung an der Basis des Transistors 513 zwei Diodenabfälle positiver ist als die Rampenspannung am Eingangsanschluß 30. neigt sie dazu, die Durchlaßvorspannung an den Transistoren 513 und 514 zu vergrößern und die Durchlaßvorspannung an den Transistoren 507 und 508 zu verringern. Die Verringerung der Durchlaßspannung am Transistor 507 reduziert den Betrag des Basistreibstroms, den Transistors 507 an Transistor 515 liefert. Dies reduziert den Kollektorstrotn durch den Transistor 515 und bedeutet, daß der Emitterstrom des Transistors 514 vom Transistor 515 weggeleitet und über den Ausgangsanschluß 39 zur Last geführt wird. Ein Effekt, der sich zusammensetzt aus einem erhöhten Ausgangsstrom aufgrund der Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen 30 und 39. was den Treibstrom für den Transistor 513 erhöht, und einem erhöhten Ausgangsstrom aufgrund des Abschaltens des Stromabzweigweges durch den Transistor 515. bewirkt eine rasche Erhöhung des an den Ausgangsanschluß 39 gelieferten Laststroms.

Wenn nun angenommen wird, daß das dem Eingangsanschluß 30 zugeführte Signal augenblicklich negativer ist als die Spannung am Kondensator 110 (von dem angenommen ist. daß er an den Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist), wird der Emitter des als Diode geschalteten Transistors 508 um die augenblickliche Atiplitude dieses Signals negativer. Die negative Spannungszunahme verringert die Durchlaßvorspannung des Transistors 513, was sich darin ausdrückt daß aus dem Transistor 513 ein reduzierter Emitterstrom fließt Jener Teil des Konslantstroms, der nicht länger durch den Transistor 513 fließen kann, wird so abgezweigt, daß er nun durch den als Diode geschalteten Transistor 508 und die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 507 fließt Der erhöhte Kollektorstrom des Transistors 507 erhöht den Basistreibstrom des Transistors 515. Demgemäß ist der Emitterstrom des Transistors 513 zur selben Zeit reduziert worden, zu welcher ein erhöhter Bruchteil davon vom Ausgangsanschluß 39 weg durch den Nebenschlußtransistor 515 abgezweigt worden ist Dieser zusammengesetzte Effekt reduziert rasch die Ladung des Kondensators 110 (von dem angenommen

ist, daß er am AusgangsanschluB 39 angeschlossen ist).

In Verbindung mit Fig. I wurde zuvor erwähnt, daß die Verstärker 300-1 und 300-1 eine im wesentlichen ähnlichen Aufbau haben. Die Schaltung gemäß F i g. 5 kann zur Verwirklichung des Verstärkers 300-1 verwendet werden, indem der Emitterwiderstand 555 des Transistors 509 einfach durch einen Kurzschluß ersetzt wird. D'os verringert die Dauerbasisvorspannung für den Transistor 515, was zu einer Verringerung des Emitterstroms des Transistors 515 führt. Diese Stromreduzierung im rechten Tiansistorweg bedeutet eine vorteilhafte Auslegung aufgrund der unterschiedlichen Arbeitsbedingungen für die Verstärker 300-1 und 300-3. F.s sei daran erinnert, daß der Verstärker 300-3 lediglich die am Nebenschlußkondensator 107 erscheinende Spannung abtastet und diese Spannung dem Kondensator 109 während des Abtastimpulses 131 zuführt, dessen Dauer im Bereich von 6.25 jis liegen kann. Andererseits lädt der Verstärker 300-1 clrn Kondensator HO während eines Bruchteils des Intervalls r, der ein beträchtlicher Bruchteil von 62,5 ns sein kann. Da der Verstärker 300-1 dem Rampensignal 161 während eines langen Zeitintervalls »folgen« muß. während der Verstärker 300-3 lediglich eine Spannung während eines kurzen Zeitintervalls »abtastet«, braucht der Verstärker 300-3 nicht so viel Treibstrom an seine Last (Kondensator 109) zu liefern, und folglich kann der Dauerstrom in dessen rechtem Transistorweg niedriger sein.

In Fig. 6 ist eine Schaltung für einen noch stärker erhöhten Treibstrom gezeigt, die zur Verwirklichung des schaltbaren Verstärkers 300-2 geeignet ist In dieser Figur arbeiten die Transistoren 621 und 623 und die ihnen zugeordneten Widerstände im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Transistoren 511 und 512 in F i g. 5. Die für den Verstärker 300-2 geltenden Anforderungen sind noch strenger als jene für die Verstärker 300-1 oder 300-3. Der Verstärker 300-2 wird nur eingeschaltet während des Empfangsabtasttaktes 141, der etwa 10% der Dauer des Zeitintervalls r aufweist. Die Eingangsimpedanz des Anschlusses 30 der Fig. 6 muß ausreichend ^Koch sein, damit sie keine merkliche Änderung der Spannung des Kondensators UO bewirkt, von dem angenommen ist, daß er an den Anschluß 30 angeschlossen ist (siehe Fig. I). Trotzdem muß der am Anschluß 39 abgegebene Treibstrom den Kondensator 107 während der Zeitdauer des Abtastimpulses 141 auf jene Spannung zwingen. Deshalb muß die Ausgangsimpedanz des Ausgangsanschlusses 39 extrem niedrig sein.

Es sei angenommen, daß die Spannungen an den Kondensatoren 110 und 107 gleich sind, wenn der Empfangsabtasttaktgeber 140 den Impuls 141 an den Steueranschluß 31-2 gibt Unter diesen Umständen sollte die Schaltung keinen Laststrom am Anschluß 39 abgeben. Der Spannungsabfall, den der Kollektorstrom des Transistors 625 am Widerstand 614 während dieses Ruhe- oder Dauerzustandes erzeugt, spannt den Transistor 624 in Durchlaßrichtung vor, der dann einen ausreichenden Strom durch den Widerstand 610 führt, um einen Transistor 618 einzuschalten. Der Transistor 618 nimmt somit den Platz des Widerstandes 555 in F i g. 5 ein, wobei ein als Diode geschalteter Transistor 617 eine ähnliche Funktion wie der als Diode geschaltete Transistor 509 hat Anders als der Widerstand 555 wird der Transistor 618 jedoch durch den Strom im rechten Zweig gesteuert

Für eine beispielshafte Ausführungsform ist ange-

nominen, daß die Konstantstromquelle der F i g. 6 einen Eingangsstrom vuii I mA liefert, der zwischen der Basis des Transistors 622 und dem Emitter des Transistors 619 aufgeteilt wird. Der Kollektorstrom des Transistors 619 teilt sich auf zwischen dem Weg, der eine Serienschaltung aus dem als Diode geschalteten Transistor 617 und der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 618 umfaßt, einerseits und dem Basistreibstrom für einen Transistor 626 andererseits. Der Emitterwiderstand 655 des Transistors 626 erzeugt einen Ruhekollektorstrom des Transistors 626, der bei einer beispielsweisen Ausführungsform 10 mA war, genauso groß, wie der Emitterstrom des Transistors 626 im Dauerzustand, el. h. stabilen Zustand. Der Transistor 619 in F i g. 6 befindet sich nicht in Diodenschaltung nach Art des Transistors 508 der Fig. 5. so daß der Emitterstrom des Eingangstransistors 616 und damit der für diesen erforderliche Basistreibstrom stark reduziert sind.

F.* sri nun angenommen. HaB dip Spannung am Kondensator 110 (von dem angenommen ist. daß er an den Eingangsanschluß 30 der F i g. 6 angeschlossen ist) dann, wenn der Impuls 141 an den Steueranschluß 31 angelegt wird, positiver ist als die Spannung am Kondensator 107 (von dem angenommen ist, daß er an den Ausgangsanschluß 39 angeschlossen ist). Die Basis des Transistors 622 ist dann um zwei Diodenabfälle positiver als die Alisgangsspannung am Anschluß 39. was die Durchlaßspannung des Transistors 625 erhöht und die Vorwärtsspannung des Transistors 619 verringert. Ein entsprechender Teil des Konstantstroms wird vom Transistor 619 weg und durch den als Diode geschalteten Transistor 622 und demzufolge in die Basis des Transistors 625 gelenkt. Der entsprechend erhöhte Treibstrom für den Transistors 625 wirkt sich in einem erhöhten Stromabfall im Widerstand 614 aus. Dies verursacht einen erhöhten Kollektorstrom im Transistor 624, der den Basistreibstrom für den Transistor 618 erhöht. Der Transistor 618 führt daher mehr vom Kollektorstrom, der noch vom Transistor 619 geliefert wird, von der Basis des Transistors 626 weg. Wenn der Transistor 626 weniger leitet oder sperrt, 'vird mehr vom Emitterstrom des Transistors 625 über den Anschluß 39 der Last ausgezwungen.

Wenn nun angenommen wird, daß die dem Anschluß 30 der F i g. 6 zugeführte Spannung negativer ist als die am Anschluß 39 erscheinende Spannung, ist der Basistreibstrom für den Transistor 625 reduziert, was bewirkt, daß ein geringerer Emitterstrom des Transistors 625 zur Last fließt und den Basistreibstrom für den Transistor 619 erhöht. Eine Reduzierung des Kollektorstroms des Transistors 625 verringert den Basiss-'.rom für den Transistor 624 und damit für den Transistor 618. Der erhöhte Basistrom für den Transistor 619 bewirkt, daß dieser an seinem Kollektor einen erhöhten Basisstrom für den Transistor 626 liefert, und es wird weniger vom Basisstrom vom Transistor 618 entnommen. Demgemäß lenkt der Transistor 626 im wesentlichen den gesamten Emitterstrom des Transistors 626 vom Anschluß 39 weg, und außerdem wird die Spannung am Kondensator 107 (von dem angenommen ist daß er an den Anschluß 39 angeschlossen ist) auf die gleiche Spannung »abgesenkt«, wie sie dem Eingangsanschluß 30 zugeführt worden ist.

Es ist eine Zeitmultiplexleitungs-Anschlußschpltung H°schrieben worden, die vorteilhafterweise vollständig integriert sein kann, da sie keine Serieninduktivität benötigt die mit der Parallelkapazität des Tiefpaßfilters in Resonanz ist Ferner können innerhalb der schaltba-

ren Verstärker jeweils emittergekoppelte Stufen mit einer Verstärkung von etwa Eins verwendet werden, so daß keine genauen Widerstände erforderlich sind. Eine erforderliche Verstärkung zum Kompensieren eines Verlustes oder einer Verzögerung bei der Über'.ragung -. wird dadurch erzielt, daß den Verstärkern eine Empfangsrampensignal-Kurvenform zugeführt wird, die steiler als die des Senderampensignals ist und deren Anfangspunkt gegenüber dem der Senderampe verzögert ist. Man beachte, daß der Sende- und der n> Empfangsrampengenerator 150 und 160 eine Anzahl von Anschlußschaltungen 100 versorgen können, so daß die Kosten der Einrichtungen zur Erzeugung der Signale nach F i g. 2 über das gesamte Koppelfeld amortisiert werden können, und es nicht erforderlich ist, wie im Fall individuell eingestellter Verstärker, die Kosten pro Anschlußschaltung zu betrachten. Obwohl bipolare Transistoren beschrieben worden sind, kann eine äquivalente Schaltungsanordnung aufgebaut werden, bei der vollständig integrierte unipolare Transistoren verwendet sind. Ferner könnun die Abtastschaltungen und Sendeschaltkreise auf andere als die dargestellte Weise realisiert werden. Der Verstärker 300-3 braucht keinen Aufbau mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer niedrigen Ausgangsimpedanz; ein einfacherer bilateraler Schalter reicht aus, wenn der Kondensator 109 etwas kleiner als der Kondensator 107 ist. Kleinere Verluste aufgrund der Verwendung eines bilateralen Schalters können dadurch kompensiert werden, daß die Empfangsrampe 161 etwas größer gemacht wird. Es wurden zwar dauercodierte Signale f'jr die Leitungen 115 und 113 beschrieben, aber es können auch andere Formen einer digitalen Codierung, wie cmc Pulscodemodulation, verwendet werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Anschlußschaltung zur Verbindung einer über ein Tiefpaßfilter mit einem Querkondensator angeschalteten Zweidrahtleitung mit einer Vierdrahtleitung, in Fernmelde-, insbesondere Fernsprech-Vermittlungsanlagen, gekennzeichnetdurch
eine erste Schaltungsanordnung mit einem ersten schaltbaren Verstärker (300-3) mit hoher Eingangsund niedriger Ausgangsimpedanz sowie vorzugsweise einer Spanrwngsverstärkung von etwa 1 zur periodischen Abtastung der Spannung des Querkondensators (107) und mit einem ersten, dem Sendezweig (115) der Vierdrahtleitung zugeordneten Kondensator (109), der durch den ersten Verstärker (300-3) jeweils auf die Spannung des Querkondensators (107) aufgeladen wird,

und durch eine zweite Schaltungsanordnung mit einem zweiten schaltbaren Verstärker (300-2) mit hoher Eingangs- und niedriger Ausgangsimpedanz sowie vorzugsweise einer Spannungsverstärkung von etwa 1 zur periodischen Abtastung der Spannung eines zweiten, dem Empfangszweig (113) der Vierdrahtleitung zugeordneten Kondensators (110) und jeweiliger Aufladung des Querkondensalors (107) auf die Spannung des zweiten Kondensators (110).

2. Anschlußschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Komparator (112), dem als ein Eingangssignal die Spannung des ersten Kondensators (109) ui'1 als zweites Eingangssignal ein periodisches, von einem Generator (150) geliefertes Senderampensignal (Fig. 2: 151) zugeführt ist und dessen Ausgang ein pulsdauirrmorfuiiertes Signal an den Sendezweig (115) der Vierdraiitleitung gibt, und durch einen dritten schaltbaren Verstärker (300-1), an dessen Eingang (30-1) ein von einem Generator (160) geliefertes, periodisches Empfangsrampensignal (Fig. 2: 161) und an dessen Steueranschluß (31-1) ein impulsdauermoduliertes Signal vom Empfangszweig (113) der Vierdrahtleitung angelegt ist und dessen Ausgang (39-1) mit dem Kondensator (110) verbunden ist.

3. Anschlußschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steigung des Empfangsrampensignals (F i g. 2: 161) größer als die Steigung des Senderampensignals (F i g. 2:151) ist.

4. Anschlußschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangsrampensignal (F i g. 2: 161) um ein vorbestimmtes Zeitintervall (Δ) gegenüber dem Senderampensignal (Fig. 2: 151) verzögert ist.