DE3331470A1

DE3331470A1 - Hochpassfilter mit geschalteten kondensatoren

Info

Publication number: DE3331470A1
Application number: DE19833331470
Authority: DE
Inventors: Veikko Reynold 07762 Spring Lake Heights N.J. Saari
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1982-09-02
Filing date: 1983-09-01
Publication date: 1984-03-08
Also published as: FR2532799A1; FR2532799B1; US4476448A; CA1206542A; GB8323220D0; JPS59131216A; NL8303048A; GB2126449B; GB2126449A; JPH0420283B2

Description

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Hochpaßfilter mit geschalteten Kondensatoren

Die Erfindung betrifft elektronische Hochpaßfilter für den Frequenzbereich und im einzelnen Präzisitonsfilter mit geschalteten Kondensatoren für integrierte Schaltungen. Ein bekanntes, grundlegendes Hochpaßfilter für.die Frequenzebene ist in Fig. 1 gezeigt. Es weist einen Signaleingangsanschluß IN, einen Gleichstromsperrkondensator C₁, einen Widerstand R und einen Signalausgangsanschluß OUT auf, der in typischer Weise an den Summierknoten eines Verstärkers mit negativer Rückkopplung angeschaltet wird. Das BeZi 0 zugssymbol C, das in den vorliegenden Unterlagen mit unterschiedlichen Indices zur Identifizierung speziller Kondensatoren benutzt wird, soll hier auch zur Bezeichnung des Kapazitätswertes des jeweiligen Kondensators verwendet werden. Bei großintegrierten MOS-(Metall-Oxid-Silicium)-Schaltungen ist es im allgemeinen nicht zweckmäßig, entweder einen Präzisitionswiderstand für R oder einen Kondensators zu verwenden, dessen Wert dem Kehrwert des Widerstands wertes bei Änderungen des Herstellungsprozesses nachläuft. Der Widerstand R kann jedoch durch einen Kondensator C₂ ersetzt werden, der durch ein Paar von elektronischen Umschaltern S₁, So mit Unterbrechung vor Kontaktherstellung geschaltet werden, welche durch sich nicht überlappende Schaltimpulsfolgen Φ₁, Φ₇ betätigt werden, so daß sich die bekannte Filterauslegung mit geschalteten Kondensator gemäß Fig.2 ergibt. Der dem Wert des Widerstands R entsprechende Wert des Kondensators C₉ beträgt 1/C₉f , wobei f die Frequenz

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der Schaltimpulsfolgen ist. Man beachte, daß größere Kapazitätswerte C, niedrigeren Sperrfrequenzen für ein solches Filter entsprechen. Die Sperrfrequenz eines Filters ist diejenige Frequenz, die der Knie der Übertragungskennlinie für das Filter zugeordnet i?t. Hinsichtlich weiterer bekannter

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Beispiele für Filter mit geschalteten Kondensatoren bei integrierten Schaltungen sei hingewiesen auf "Introduction to the Theory and Design of Active Filters " von L.P.Hülsman . und P.E. Allen (McGraw-Hill Book Company, New York, 1980, insbesondere Abschnitt 7.2, auf den Seiten 360-378.

Eine Schwierigkeit bei dem Filteraufbau mit geschalteten Kondensatoren des in Fig. 2 gezeigten Typs besteht darin , daß füpreinen gegebenen.Kapazitätswert. C₂, der für den Ausgangstreibstrom erforderlich ist, und eine gegebene Schaltimpulsfrequenz für die elektronischen Schalter S₁, So ein verhältnismäßig großer Wert des Kondensators C₁ erforderlich ist, um eine verhältnismäßig niedrige Sperrfrequenz zu erreichen. Das gilt deswegen, weil ein unterer Grenzwert für den Kondensator Co durch die Art der Lastschaltung bestimmt ist. Kondensatoren mit großem Kapazitätswert erfordern eine zusätzliche Fläche auf dem Halbleiterplättchen der integrierten Schaltung. Außerdem kann die Notwendigkeit, daß die Signalquelle den gesamten , zur Aufladung des Kondensators C2 erforderlichen Strom liefern muß, ebenfalls zu beträchtlichem zusätzlichem Aufwand führen.

Eine weitere Schwierigkeit betrifft eine parasitäre Kapazität C·^, die in Fig. 2 gestrichelt gezeigt ist. Sie ist auf der dem Schalter S- zugewandten Seite des Kondensators C₂ bei bekannten Schaltungen vorhanden. Diese zusätzliehe geschaltete Kapazität stört, da sie im allgemeinen spannungsabhängig ist und eine nichtlineare Übertragungsdämpfung einführt, die beträchtlich sein kann.

Während sich zwar eine niedrigere Sperrfrequenz auch bei dem bekannten Aufbau dadurch erreichen lassen könnte, daß die Frequenz der Schaltimpulse für die Schalter S^ und So erniedrigt wird, so würde dies Schwierigkeiten bei der Realisierung anderer Schaltungsfunktionen auf dem Halbleiterplättchen verursachen, wenn man annimmt, daß dabei die Haupttaktfrequenz erniedrigt wird. Es können außerdem neue Probleme dann auftreten, wenn die Umschaltimpulse eine weitere Frequenzunterteilung des Haupttakts darstellen.

Die Lösung der sich daraus ergebenden Aufgabe ist in Patentanspruch 1 angegeben.

Das Hochpaßfilter nach der Erfindung enthält also eine Puffereinrichtung zur Lieferung eines Ladestroms an einen Ausgangskondensator, so daß eine gegebene Sperrfrequenz für eine gegebene Umschaltfrequenz und ein Gegenwirkleitwert mit einem Eingangssperrkondensator mit verhältnismäßig niedrigen Wert erreichbar sind. Der Puffer erhöht außerdem ^±_e Eingangsimpedanz und verringert demgemäß die Belastung der Eingangsschaltung durch Abtrennung der Stromversorgung für den Ausgangskondensator vom Treibsignal. Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild eines bekannten, grundlegenden Hochpaßfilters;

Fig. 2 das Schaltbild einer bekannten Abwandlung 15. des Hochpaßfilters gemäß Fig. 1 mit ge

schalteten Kondensatoren;

Fig. 3 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels für ein Hochpaßfilter mit geschalteten Kondensatoren nach der Erfindung; Fig. 4 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels eines Hochpaßfilters nach der Erfindung mit geschalteten Kondensatoren, wobei ein Fehlerkorrekturzweig vorgesehen ist.

Das Filter 10 in Fig. 3 enthält einen Gleichstromsperrkondensator C₁, der eine Eingangssignalspannung von einem Eingangsanschluß IN aufnimmt. Der andere Anschluß des Sperrkondensators C, ist über einen mit der Frequenz £ betätigten Schalter S₁ mit der Gate-Elektrode eines MOS-Puffer· transistors T₁ verbunden. Die Drain-Elektrode des Puffertransistors T₁ liegt an einer stabilen Versorgungsspannung Vtjjj. Die Source-Elektrode des Puffertransistors T₁ ist mit einer Stromquelle in Form eines Verarmungstransistors T₂ verbunden, dessen Source- und Gate-Elektroden wiederum an einer verhältnismäßig negativen Spannungsversorgung -Vgo liegen. Ein Ausgangskondensator C₂ liegt mit einer Seite an der Source-Elektrode des Puffertransistors T₂ und mit der anderen Seite über tinen zweiten Schalter S₂ an einem

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Ausgangsanschluß OUT₁- Es ist zweckmäßig, den Source-Folgertransistor T- ebenfalls als Verarmungstyp zu wählen, um eine größere Gleichspannungspegelverschiebung zu vermeiden, die den linearen Signalbereich verringern würde. Die Schalter S^ und S2 sind einpolige Umschalter mit Unterbrechung, bevor Kontaktgabe, die sich einfach und auf zahlreiche Weise mit MOS-Feldeffekttransistoren verwirklichen lassen und durch sich nicht überlappende Schaltimpulsfolgen Φ- und Φ- betätigt werden. Die Schalter S- und S_? sind in allen Figuren in ihrer Umschaltphase Φ-. gezeigt. In der Umschaltphase Φ, würden sie sich im anderen Schaltzustand befinden.

Der Schalter S- verbindet die Gate-Elektrode des

Puffertransistors T, ,abwechselnd mit dem Sperrkondensator

C. und dem Erdpotential. Der zweite Schalter S₂ verbindet die Ausgangsseite des Kondensators C₂ abwechselnd mit dem Ausgangsanschluß OUT- und Erdpotential.

In Fig. 2 ist gestrichelt ein Kondensator C₃ gezeigt, der die Gate-Drain-Kapazität des Transistors T₁ zuzüglich der parasitären Kapazität des Schalters S₁ darstellt. Es ist ein besonders zweckmäßiges Merkmal des Filters 10, daß die geschaltete Kapazität,das die an den Kondensator C₁ angeschlossene, geschaltete Kapazität bestimmt, auf den verhältnismäßig niedrigen Wert C, begrenzt werden kann, wodurch sich ein verhältnismäßig hoher äquivalenter Widerstandswert und entweder eine relativ niedrige Sperrfrequenz oder ein niedriger Wert für C₁ ergeben.

In Fig. 3 ist gestrichelt ein zweiter Äusgangszweig mit einem Kondensator C. gezeigt, der über einen dritten Umschalter S₃ mit einem weiteren Ausgangsanschluß OUT₂ verbunden ist. Dadurch soll gezeigt werden, daß durch Einsatz weiterer Kondensatoren und Schalterpaare so viele Ausgangssignale wie gewünscht von der Source-Elektrode des Puffer transistors T₁ abgeleitet werden können.

Während zwar selbstverständlich die speziellen Werte der Kondensatoren C₁, C₂, C₃, C^ usw. für eine bestimmte Anwendung des Filters im Hinblick auf die Schaltimpulsfrequenz und weitere Überlegungen geeignet gewählt

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werden müssen, wird angenommen, daß der Sperrkondensator C₁ so groß ist, daß sich seine Ladung während der Periode der niedrigsten Signalfrequenzkomponente nicht wesentlich ändert, die vom Filter 10 durchgelassen werden muß, damit es einen so niedrigen Dämpfungspegel oberhalb der Sperrfre-. quenz besitzt, wie nötig.

Beim Betrieb des Filters 10 leitet die verhältnismäßig kleine Kapazität C-, die zwischen der Ausgangsseite des verhältnismäßig großen Eingangskondensators C. und der

IQ Bezugsspannung (Erde) hin- und hergeschaltet wird, langsam eine Signalladung von dem rechten Anschluß des Eingangskondensators C. ab. Signalfrequenzkomponenten unterhalb der durch die Kapazitätswerte C,, C, und die Umschaltfrequenz f bestimmten Sperrfrequenz werden im wesentlichen gegen

IQ Erde kurzgeschlossen. Der Umschalter S₁ dient außerdem als linksseitiger Umschalter der Kondensatoren C₂ und C,. Es wird in typischer Weise davon ausgegangen, daß der erste und zweite Ausgangszweig als Eingangswiderstand von Ver-^ stärkern (nicht gezeigt) dienen. Der Puffertransistor T^ , der ein Source-Folger und kräftig genug ist, um seine Last während der Leitzeit der Schalter S₁, S₂ voll aufzuladen, überträgt seine Gate-Spannungsänderungen ungedämpft auf die linken Anschlüsse der Kondensatoren C₂ und C₄. Praktisch ist die nichtlineare parasitäte Kapazität C·^ zwischen dem Knotenpunkt, an den die Source-Elektrode des Puffertransistors T» und der Kondensator C₂ angeschaltet sind, und Erde unwesentlich, ebenso wie der Gleichspannungspegel an diesem Knotenpunkt, mit Ausnahme seines Einflusses auf den Signalspannungsbereich. Der Gleichspannungspegel an der Source-Elektrode des Puffertransistors T₁ hat ebenfalls keinen wesentlichen Einfluß auf die Ausgangs-Offset-Spannung.

Beim Betrieb des Filters 10 führt das Umschalten der Steuerspannung des Schalters S₂ zwischen seinem niedrigen und hohen Logikpegel zu einem Umschaltkoppelfehler, der charakteristisch für MOS-Bauteile ist. Im Ergebnis bedeutet dies, daß die Spannung am Knotenpunkt 12 eine Fehlerspannung ^Fehler ^m^ ^^er ^ase ^φι besitzt, so daß die Spannung des Knotenpunktes 12 von Erde auf einen Wert springt, der für

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die Phase Φ- beträgt:

¹ V„. , + V₁

C₁ + C₃ Signal Fehler'

Bei der Phase *2 springt die Spannung zurück auf Erdpotential oder 0 V. Obwohl dieser Fehler sehr klein ist, kann es für gewisse Anwendungsfälle des Filters 10 zweckmäßig sein, ihn zu beseitigen.

Ein weiteres Beispiel eines Filters nach der Erfindung ist das Filter 14 in Fig. 4, das eine Abwandlung des Filters 10 in Fig. 3 dahingehend darstellt, daß eine Einrichtung zur Kompensation des Ausgangssignals hinsichtlich der oben beschriebenen, eingekoppelten Fehlerspannung ^VFehler ^auf^weist- ^Das abgeänderte Filter 14 enthält einen oberen Filterzweig 16 und einen unteren Kompensationszweig 18, die beide innerhalb gestrichelter Rechtecke dargestellt sind. Der Filterzweig 16 ist scheinbar identisch mit dem Filter 10 gemäß Fig. 3 und weist daher die gleichen Bezugs Symbole wie die entsprechenden Bauteile in Fig. 3 auf. Der Kompensationszweig 18 ähnelt dem Filterzweig 16, Hinsichtlich seines Aufbaus und seiner Bauteileigenschaften. Der Anschluß auf der linken Seite des Kondensators C₁, der dem Eingangsanschluß IN des Filterzweiges entspricht, ist jedoch geerdet. Der Ausgangsanschluß OUT₁ ¹ des Schalters S₉ ¹ ist mit dem Ausgangsanschluß OUT₁ des Schalters S2 im Filterzweig 16 verbunden. Die Bauteile sind durch gestrichene Bezugssymbole gekennzeichnet, die den ungestrichenen Bauteilen im oberen Filterzweig 16 entsprechen. Man beachte, daß das Umschalten des Schalters S₁' im Kompensationszweig 18 im wesentlichen um 180° außer Phase mit dem Umschalten des Schalters S₁ im Filterzweig 16 erfolgt. Es wird jedoch der gleiche Gleichspannungsfehler ^νρ_β^^_ΘΓ am Knotenpunkt 12' wie am Knotenpunkt 12 erzeugt. Da die Spannung der Gate-Elektrode des Puffertransistors T₁' bei der Phase φ₁ von einem Wert Vp ,, auf Erde springt, führt der Kompensationszweig 18 zum Ausgangsknotenpunkt nur eine Umschalt-Korrektur ladung, die entgegengesetztes Vorzeichen, aber genau die gleiche Größe wie die Fehlerladung (aufgrund von

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hat, die bei der Phase φ^ im Filterzweig 16 zum Ausgang OUT-geführt wird. Da die Ausgangssignale der Zweige 16 und 18 kombiniert werden, ergibt sich dadurch eine vollständige Auslöschung des Fehlers am Anschluß OUT₁.

Die Stromquelle für den Puffer T₁ kann irgendeine von zahlreichen Stromquellenschaltungen sein, beispielsweise ; eine Stromspiegelschaltung.

Die Funktion des Puffertransistors T₁ läßt sich durch einen Verarmungs- oder einen Anreicherungs-Feldeffekttransistor oder durch einen Operationsverstärker oder einen anderen Verstärker verwirklichen. Im Falle des Puffertransistors T₁ entspricht der Knotenpunkt 12 einem Puffereingangsanschluß, und die Source-Elektrode entspricht einem Pufferausgangsanschluß.

Das Filter gemäß Fig. 4 kann außerdem mit einer Vielzahl von Äusgangsanschlüssen OUT auf ähnliche Weise,wie oben für das Filter 10 in Fig. 3 beschrieben, ausgestattet werden. Die Kapazität CL kann darüberhinaus eine verhältnismäßig stabile, zusätzliche Kapazität enthalten, die Konstruktionsbedingt zur Gate-Drain-Kapazität des Transistors T₁ hinzugefügt worden ist, um ein Filter mit kleinerer Amplitudenverzerrung zu erhalten.

Der hier verwendete Ausdruck "Erdpotential" bedeutet ein Bezugspotential, das im wesentlichen konstant ist.

In den Fig. 2, 3 und 4 wird zwar das gleiche Symbol zur Darstellung eines solchen Potentials an verschiedenen Punkten der Schaltung benutzt, es sei aber darauf hingewiesen, daß die verschiedenen Potentiale für eine gegebene Schaltung nicht notwendigerweise gleich sein müssen.

Claims

Patentansprüche

.1.1 Hochpaßfilter zur Verwendung in integrierten Schaltungen (Fig. 3) mit einem ersten (C₁) und einem zweiten (C₉) Kondensator, die in Reihe zwischen einen Eingangsanschluß (IN) und einen Ausgangsanschluß (OUT) geschaltet sind, einem ersten Umschalter (S^) , der zyklisch zwischen einen Anschluß des zweiten Kondensators (C,) und entweder ein Bezugserdpotential oder ein Anschluß des ersten Kondensators einschaltbar ist, und mit einem zweiten Umschalter (S2)> der zyklisch zwischen den anderen Anschluß des zweiten Kondensators und entweder das Bezugserdpotential oder den Ausgangsanschluß (OUT) einschaltbar ist, wobei der erste und der zweite Umschalter synchron betrieben werden, dadurch gekennzeichnet, daß

ein aktiver Puffer (T

der zwischen den ersten und

den zweiten Kondensator (C,, C₉) geschaltet ist, einen Ladestrom an den zweiten Kondensator (C₉) liefert.
2. Hochpaßfilter nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß der aktive Puffer ein erster MQS-Feldeffekttransistor (T-) ist, dessen Drain-Elektrode (D) an eMe feste Spannungsquelle (V™) einer Polarität, dessen Gate-Elektrode (12) an den ersten Umschalter (S^) und dessen Source-Electrode (S) an den zweiten Kondensator (C₉) angeschaltet sind.
3.- Hochpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter MOS-Feldeffekttransistor (T₂) vorgesehen ist, dessen Drain-Elektrode mit der Source-Elektrode (S) des ersten Transistors (T-) und einem Anschluß des zweiten Kondensators (C₉) und dessen Gate- und

Lt

Drain-Elektrode miteinander und einer Spannungsquelle (V_sg) entgegengesetzter Polarität wie die feste Spannungsquelle verbunden sind.
4. Hochpaßfilter nach Anspruch 1, das einem Spannungs-Offset-Fehler unterliegt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensationsanordnung, die diesen Fehler im wesentlichen beseitigt, folgende Bauteile aufweist:
einen dritten (C.,') und einen vierten (C₂ ¹) Kondensator, die an den ersten (C-) und zweiten (C₂) Kondensator angepaßt sind und mit einem Anschluß an dem Bezugserdpotential liegen,

einen dritten Umschalter (S-¹) mit einem Kontakt, der mit dem anderen Anschluß des dritten Kondensators (C₁ ¹) und mit einem zweiten Kontakt, der mit dem Bezugserdpotential verbunden ist, sowie mit einem dritten Umschaltkontakt, einen aktiven Puffer (T-¹^ T₂') , der zwischen den dritten und einen vierten Kondensator (C₇') eingeschaltet ist und einen Ladestrom an den vierten Kondensator (C₉A) über den

' Lt dritten Umschaltkontakt des dritten Umschalters (S-') und einen Anschluß des vierten Kondensators (C₉') liefert, und einen vierten Umschalter (S₉') , dessen Umschaltkontakt an den anderen Anschluß des vierten Kondensators (C₂') und dessen übrige Kontakte an das Bezugserdpotential bzw. den Ausgangsanschluß (OUT) angeschaltet sind, und daß der erste, zweite und vierte Schalter synchron und in Phase und der dritte Schalter synchron , aber außer Phase zu den anderen Schaltern betrieben werden.