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Das Gebiet der Erfindung ist dasjenige der
Frequenzverdopplervorrichtungen. Genauer betrifft die vorliegende Erfindung einen
Frequenzverdoppler mit geringem Rauschen, der insbesondere mit
Frequenzen in der Größenordnung von einigen GHz, sogar einigen
10 GHz arbeiten kann.
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Die Frequenzverdopplervorrichtungen, die mit solchen Frequenzen
arbeiten können, werden insbesondere in den Radaren und in den
Geräten verwendet, die eine Frequenzerzeugung und -synthese
bewerkstelligen, um ausgehend von stabilen Niederfrequenzquellen
stabile hohe Frequenzen zu erzeugen.
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Das niederfrequente Signal kann beispielsweise mit Hilfe eines
Quarzes erhalten werden, womit eine sehr stabile Grundfrequenz
geschaffen werden kann. Die Anordnung von
Frequenzverdopplervorrichtungen in Serie ermöglicht die schnelle Erhöhung der
Frequenz des Signals sowie den Erhalt eines hochfrequenten
Signals mit stabiler Frequenz. Um die Anzahl der Multiplikationen
zu reduzieren, die erforderlich sind, um die gewünschte hohe
Frequenz zu erreichen, ist es nützlich, eine stabile NF-Quelle
mit relativ hoher Frequenz vorzusehen.
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Die meisten verwendeten Frequenzverdopplervorrichtungen
basieren auf der Einführung einer Verzerrung des mit der Frequenz F
eintreffenden sinusförmigen Signals, um das Spektrum
anzureichern und somit harmonische Frequenzen der Eingangsfrequenz zu
erzeugen: 2F, 3F, 4F usw. Eine selektive Filterung ermöglicht
dann, die gewünschte Harmonische aufzufangen, vorausgesetzt,
daß sie mit einem ausreichenden Wirkungsgrad erzeugt worden
ist. Im Fall von Frequenzverdopplern wird die Harmonische mit
der Frequenz 2F gewählt. Manchmal verwirklicht die
Verzerrungsschaltung
ihrerseits bei kluger Wahl der Charakteristiken eine
Autofilterung.
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Eine Beschreibung einer solchen Ausführung ist in einem Artikel
von "International Journal of Electronics", Bd. 65, Nr. 6,
Dezember 1988, Seiten 1203 bis 1208, beschrieben. Dieser
Artikel bezieht sich auf translineare Schleifen, die zwei
npn-Bipolartransistoren und zwei pnp-Bipolartransistoren enthalten. Der
Autor erläutert an dieser Stelle, daß es bei einer bestimmten
Wahl der Verzweigungen und einer bestimmten Wahl der
Vorspannung möglich ist, diese Schaltungen als
Halbwellen-Gleichrichter oder als Frequenzverdoppler zu verwenden. Was die
Verwendung als Frequenzverdoppler betrifft, zeigt der Autor, daß der
Wert des Ausgangsstroms Io, ausgedrückt in Form einer
beschränkten Entwicklung, bis auf einen Ausdruck, der einer
additiven Konstante und einem Multiplikationskoeffizienten
entspricht, im wesentlichen gleich der beschränkten Entwicklung
von cos 2ωt, ein Ausdruck, in dem ω die Kreisfrequenz des
Eingangssignals ist, gemacht werden kann. Hierzu genügt es, die
Konstanten der Schleifenschaltung so zu wählen, daß im Ausdruck
der beschränkten Entwicklung des Ausgangsstroms Io die
Koeffizienten, die den Ausdrücken der harmonischen Ströme
entsprechen, minimal sind.
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Entsprechend der ausgeführten Operation für die Verzerrung des
eintreffenden sinusförmigen Signals (Scheitelwertbegrenzung,
Gleichrichtung, Glättung, ...) und der Weise, in der sie
ausgeführt wird, können die gewünschten Harmonischen erzeugt werden.
Im allgemeinen wird diese Operation mit einem mehr oder weniger
zufriedenstellenden Wirkungsgrad verwirklicht, wobei eine mehr
oder weniger große Verschlechterung des Rauschspektrums, des
Phasenspektrums und/oder des Amplitudenspektrums erhalten wird.
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Es sind verschiedene Typen von Vorrichtungen bekannt, die
vielfache Frequenzen eines NF-Signals erzeugen können.
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Es kann beispielsweise eine Speicherdiode ("snap-off"-Diode)
verwendet werden, die die gesamte Energie einer Periode eines
an sie angelegten sinusförmigen Signals der Frequenz F
speichert, um sie in Form eines Dirac-Impulses, d. h. während einer
sehr kurzen Zeit, wieder auszugeben. Da die Spektralbreite des
erhaltenen Signals sehr groß ist, ist es notwendig, dieses
Signal zu filtern, um aus ihm die Harmonische der gewünschten
Frequenz, z. B. 2F, zu entnehmen.
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Der Hauptnachteil dieses Vorrichtungstyps besteht darin, daß
der eingeführte Rauschpegel verhältnismäßig hoch ist und für
Anwendungen mit geringem Rauschen nicht geeignet ist.
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Ein weiteres Verfahren, das die Erhöhung der Frequenz eines
Signals ermöglicht, nutzt die Tatsache aus, daß ein eintreffendes
Signal der Frequenz F, das mit sich selbst multipliziert wird,
ermöglicht, ein Signal mit einer Amplitude, die gleich dem
Quadrat des eintreffenden Signals ist, und mit doppelter Frequenz
zu erhalten. Da die Multiplikation eines Signals mit sich
selbst die Erhöhung seiner Frequenz ermöglicht, ist es möglich,
ausgehend von einem niederfrequenten Signal mit einigen 10 MHz
ein Signal von einigen 10 GHz zu erhalten.
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Es kann beispielsweise ein Mischer verwendet werden, in den
zwei übereinstimmende Signale derselben Frequenz eintreffen,
die Multiplikationsoperation ist jedoch nicht linear, so daß
nicht ausschließlich die Harmonische zweiter Ordnung geschaffen
wird und das Spektrum daher umsonst angereichert wird.
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Ein weiterer Typ eines Frequenzverdopplers ist in Fig. 1
gezeigt. Diese Figur zeigt einen Frequenzverdoppler mittels
Vollweg-Gleichrichtung.
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Ein sinusförmiges Signal Ve der Frequenz F wird am Eingang der
Vorrichtung an die Primärwicklung eines Transformators 12
angelegt, dessen Ausgänge in bezug auf den mittleren Punkt der
Sekundärwicklung des Transformators 12, der mit der Anode einer
Diode D verbunden ist, deren Katode mit Masse verbunden ist,
symmetrisch differentiell sind. Von Diode D ist parallel ein
Kondensator C abgezweigt, wobei die beiden Bauelemente
zusammenwirken, um am mittleren Punkt der Sekundärwicklung des
Transformators 12 eine Spannung zu halten, die gleich der
Schwellenspannung der Diode ist. Die Diode D wird durch eine
Spannungsversorgung +V über einen Widerstand R mit Strom
gespeist. Die symmetrischen, differentiellen Ausgänge des
Transformators 12 sind jeweils mit der Basis eines
Bipolartransistors T&sub1; bzw. T&sub2; verbunden. Die Emitter der Transistoren T&sub1; und
T&sub2; sind mit Masse verbunden, während ihre Kollektoren mit einem
Ladungswiderstand Rc verbunden sind. Der gemeinsame Punkt der
zwei Transistoren T&sub1; und T&sub2; (Punkt A) ist mit dem Eingang eines
Filters 10 verbunden. Das Ausgangssignal Vb des Filters 10 ist
ein sinusförmiges Signal der Frequenz 2F.
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Die Funktionsweise des Frequenzverdopplers ist die folgende:
Wenn die an die Basen der Transistoren T&sub1; und T&sub2; angelegten
Signale gegenphasig sind, verstärkt jeder Transistor eine
Halbperiode des Eingangssignals, während der andere Transistor
gesperrt ist. Die Diode D und der Kondensator C bewirken eine
Beseitigung der Schwellenwerte der Transistoren, um die Vbe der
Transistoren zu kompensieren. Die Schwellenspannung der Diode
liegt im allgemeinen in der Größenordnung von 0, 6 bis 0,7 Volt.
Der Betrieb des Frequenzverdopplers ist daher ein
Push-Pull-Betrieb (d. h. symmetrisch) der Klasse B. Das Signal Va im Punkt
A ist aus nebeneinanderliegenden, gleichgerichteten Sinusbögen
gebildet, wobei die Transistoren T&sub1; und T&sub2; abwechselnd einen
Sinusbogen erzeugen. Der Übergang von einem Sinusbogen zum
nächsten ist scharfkantig, wobei das Signal Va Umkehrpunkte 11
aufweist, die Träger von Spektren mit sehr hohen Frequenzen
sind. Das Filter 10 beseitigt die Grundfrequenz F und liefert
am Ausgang das Signal Vb der Frequenz 2F. Die Verstärkung der
Anordnung ist konstant, weil die Emitter mit Masse verbunden
sind und weil sie von den Transistoren T&sub1; und T&sub2; (vom Wert des
dynamischen Widerstandes des Emitters) abhängt.
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Die Verwendung mehrerer Module dieses Typs in Serie ermöglicht
eine beträchtliche Erhöhung der Frequenz eines eintreffenden
Signals, wobei der Ausgang des ersten Moduls 2F liefert, der
Ausgang des zweiten 4F liefert, der dritte 8F usw.
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Da jedoch die Vollweg-Gleichrichtung Umkehrpunkte 11 mit sehr
reichem Spektrum erzeugt (es werden für eine Frequenz des
Eingangssignals Ve in der Größenordnung von 150 MHz Spektrallinien
mit mehreren GHz beobachtet), ist es nicht möglich, dieses
Spektrum vollständig zu überwachen, wobei Streuungen beobachtet
werden, die ihren Ursprung in parasitären Phänomenen haben.
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Diese parasitären Phänomene machen die Vorrichtung für
Schwingungen empfindlich, wenn sie in einem Behälter angebracht ist,
der beispielsweise einen Teil einer Kette (Serienanordnung) von
Frequenzverdopplern bildet. Darüber hinaus können die
parasitären Frequenzen im Behälter stationärer Wellen erzeugen, wobei
Schwingungen in der mechanischen Größenordnung diese Wellen
modulieren können. Die Form des Ausgangssignals Vb wird daher
stark beeinflußt.
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Außerdem nimmt ein Filter, das dazu vorgesehen ist, eine
Harmonische auszuwählen, in den Behältern, die eine Kette von
Frequenzverdopplern bilden, einen nicht vernachlässigbaren Raum
ein, wobei die Probleme des Platzbedarfs in den Geräten, die
solche Frequenzverdoppler verwenden, zahlreich sind.
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Es ist auch nicht mehr möglich, die Frequenz des
Eingangssignals auch nur gering abzuwandeln, weil das Filter auf eine
feste Frequenz zentriert ist. Wenn daher eine andere
Ausgangsfrequenz einer Kette von Frequenzverdopplern erhalten werden
soll oder wenn die Grundfrequenz F des eintreffenden Signals
einer solchen Kette modifiziert werden soll, ist es notwendig,
sämtliche in den Frequenzverdopplern einer solchen Kette
vorhandenen Filter zu verändern.
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Ein zusätzlicher Nachteil, der sich aus dem Vorhandensein eines
Filters ergibt, ist die Erhöhung des Selbstkostenpreises eines
solchen Frequenzverdopplers.
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Die vorliegende Erfindung gemäß Anspruch 1 hat insbesondere zur
Aufgabe, diese Nachteile zu beseitigen.
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Genauer ist es eine der Aufgaben der vorliegenden Erfindung,
eine Frequenzverdopplervorrichtung zu schaffen, die wenige oder
keine Harmonischen hoher Ordnung erzeugt und bei der die Pegel
dieser Harmonischen klein sind, derart, daß sie kein Filter für
die Wahl der Frequenz 2F oder zumindest ein weniger selektives
Filter als die im Stand der Technik verwendeten Filter benötigt
und daher einen geringeren Selbstkostenpreis besitzt.
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Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, einen
solchen Frequenzverdoppler zu schaffen, der in einem sehr großen
Frequenzbereich arbeiten kann, der von der Niederfrequenz bis
zu einigen GHz, sogar einigen zehn GHz reicht.
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Eine zusätzliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, einen
solchen Frequenzverdoppler zu schaffen, der eine Struktur
besitzt, die derjenigen des oben mit Bezug auf Fig. 1
beschriebenen Frequenzverdopplers ähnlich ist, derart, daß es möglich
ist, die bereits verwendeten Frequenzverdoppler dieses Typs
einfach zu modifizieren, um sie an die Vorrichtung der
Erfindung anzupassen.
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Diese Aufgaben sowie andere, die im folgenden deutlich werden,
werden gelöst kraft eines Frequenzverdopplers, der insbesondere
im Höchstfrequenzbereich arbeitet, des Typs mit
Phasenverschiebungsmitteln, die ermöglichen, ausgehend vom Eingangssignal der
Frequenz F2 um 180º phasenverschobene Signale zu erhalten, und
Mitteln zum Verstärken jedes der um 180º phasenverschobenen
Signale, wobei das Ausgangssignal der Frequenz 2F durch die
Summation der verstärkten Signale gebildet wird, wobei die
Verstärkungsmittel mit Mitteln zum Verändern der Verstärkung der
Verstärkungsmittel zusammenwirken, um die Verstärkung der
Verstärkungsmittel zur Amplitude der Signale im wesentlichen
proportional zu machen.
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Die Mittel für die Verstärkungsänderung sind aus Dioden
gebildet, deren dynamischer Widerstand sich mit der Spannung
verändert, die an sie angelegt wird.
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Vorteilhaft sind die Verstärkungsmittel ausBipolartransistoren
gebildet.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung werden die um 180º
phasenverschobenen Signale an die Basen der Transistoren
angelegt, wobei die Kollektoren dieser Transistoren miteinander
verbunden sind und die Emitter der Transistoren jeweils mit der
Anode einer der Dioden verbunden sind, während die Katoden der
Dioden miteinander verbunden sind.
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Vorteilhaft wirken die Transistoren mit Mitteln zusammen, die
die Kompensation der Schwellenspannungen der Transistoren
ermöglichen.
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Vorzugsweise wirken die Mittel, die die Kompensation der
Schwellenspannungen der Transistoren ermöglichen, mit einer
Diode zusammen.
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Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die
Phasenverschiebungsmittel durch einen Transformator gebildet,
in dessen Primärwicklung das Eingangssignal der Frequenz F
eingegeben wird, während die Sekundärwicklung des Transformators
zwei symmetrische, differentielle Ausgänge enthält.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung sind die
Phasenverschiebungsmittel durch einen
180º-Phasenverschiebungsmodul für das Eingangssignal der Frequenz F gebildet, wobei der
Eingang und der Ausgang des Phasenverschiebungsmoduls mit der
Basis des einen bzw. des anderen der Transistoren verbunden
sind.
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Vorzugsweise sind die Bipolartransistoren und die Dioden
Breitbandkomponenten.
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Vorteilhaft wird der Frequenzverdoppler gemäß der Erfindung in
einer Frequenzvervielfachungskette verwendet.
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Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
deutlich beim Lesen der folgenden Beschreibung einer
bevorzugten Ausführungsform, die anhand eines nicht beschränkenden
Beispiels gegeben wird, sowie der beigefügten Figuren, in denen:
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- Fig. 1 einen Frequenzverdoppler durch
Vollweg-Gleichrichtung des bekannten Typs zeigt;
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- Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsformen eines
Frequenzverdopplers gemäß der Erfindung zeigt;
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- Fig. 3 die an die Basen der Transistoren T&sub1; und T&sub2;
angelegten Signale sowie das Ausgangssignal eines
Frequenzverdopplers gemäß der Erfindung zeigt;
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- Fig. 4 mit Bezug auf Fig. 3 die Ausgangssignale der
Transistoren T&sub1; und T&sub2; zeigt.
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Wie bereits mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben, ermöglicht die
Vollweg-Gleichrichtung eines sinusförmigen Eingangssignals der
Frequenz F die Erzeugung von Harmonischen, wobei ein Signal der
Frequenz 2F durch Filterung wiederhergestellt wird.
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Der Hauptnachteil der Vorrichtungen dieses Typs besteht darin,
daß die Harmonischen des hohen Spektrums durch Filterung nicht
wirksam beseitigt werden können und Anlaß für parasitäre
Phänomene geben.
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Die vorliegende Erfindung schlägt vor, direkt ein
Ausgangssignal zu erzeugen, das Sinusform und die doppelte Frequenz des
eintreffenden Signals besitzt, ohne ein Ausgangsfilter zu
erfordern.
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Deshalb zielt die vorliegende Erfindung darauf, eine lineare
Operation zu verwirklichen, in der das eintreffende Signal
quadriert wird.
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Mathematisch besteht diese Operation darin, ein Signal
Ve = k V sin wt, mit w = 2 π F, wobei F die Frequenz
des Signals Ve ist, mit sich selbst zu multiplizieren. Das
Ausgangssignal lautet daher:
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Das Ausgangssignal enthält daher zwei Komponenten: Eine
Gleichstromkomponente mit Wert k' V²/2 und eine Komponente mit der
Frequenz 2F mit Wert (k' V² cos2wt)/2.
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Das Produkt eines Signals mit sich selbst muß daher ebenfalls
so linear wie möglich sein, um keine Spektrallinien in der
Größenordnung größer als 2 mit signifikanten Pegeln zu erzeugen,
was im Gegensatz dazu steht, was in einem Ringmischer
geschieht.
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Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines
Frequenzverdopplers gemäß der vorliegenden Erfindung.
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Das eintreffende Signal Ve mit der Frequenz F wird an die
Primärwicklung eines Transformators 12 angelegt, der zwei
symmetrische, differentielle Ausgänge aufweist. Der mittlere Punkt
der Sekundärwicklung des Transformators 12 ist mit Masse
verbunden. Die Speisung der Anordnung wird durch eine positive
Spannung +V und durch eine negative Spannung -V gewährleistet.
Diese zwei Spannungen können sich in ihrem Absolutwert
unterscheiden. Die differentiellen Ausgänge des Transformators 12
sind jeweils mit der Basis der Verstärkungsmittel verbunden,
die durch NPN-Bipolartransistroren T&sub1; und T&sub2; gebildet sind. Die
Kollektoren der Transistoren T&sub1; und T&sub2; sind mit demselben
Ladungswiderstand Rc verbunden. Die Transistoren sind durch einen
geeignet gewählten Ruhestrom vorgespannt, damit die
Verstärkerstufe linear ist. Zwei Widerstände R1 und R2 legen einen
mittleren Strom in den Transistoren T&sub1; und T&sub2; fest.
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Da eine der Aufgaben der Erfindung ist, die Umkehrpunkte zu
unterdrücken, die unerwünschte Frequenzen erzeugen, enthält der
Frequenzverdoppler Mittel für die Veränderung der Verstärkung,
die mit den Transistoren T&sub1; und T&sub2; in der Weise zusammenwirken,
daß die an die Basen der zwei Transistoren angelegten Signale
Vb1 und Vb2 in der Abhängigkeit von ihrer Amplitude verstärkt
werden. Somit ist die Verstärkung zur Amplitude des Signals
proportional, so daß gilt Vs/Ve = k'Ve, weil Vs/Ve = G = k'Ve.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die
Mittel für die Verstärkungsänderung aus zwei PIN-Dioden D1 und
D2 gebildet, bei denen das Merkmal des dynamischen Widerstandes
ausgenutzt wird. Der dynamische Widerstand einer Diode fällt
nämlich ab, wenn die Spannung, die an sie angelegt wird,
ansteigt.
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In Fig. 2 sind die Anoden der Dioden D1 und D2 mit den Emittern
der Transistoren T&sub1; und T&sub2; verbunden, während ihre Katoden
miteinander verbunden sind. Die Dioden D1 und D2 sind geeignet
vorgespannt, wobei ihre Schwellenwerte durch die durch R3
vorgespannte Diode D3 beseitigt sind. Die Widerstände R1 und R2
legen einen mittleren Strom in den Transistoren T&sub1; und T&sub2; fest.
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Die Dioden D1 und D2 leiten umso mehr, je größer die Spannung
ist, die an sie angelegt wird. Der Abfall ihres dynamischen
Widerstandes erhöht die Verstärkung der Verstärkerstufe. Somit
wird die Verstärkung durch die Wirkung der Dioden D1 und D2,
deren dynamischer Widerstand sich mit dem angelegten Pegel
verändert, veränderlich und zum Pegel des eintreffenden Signals Ve
proportional gemacht. Im Ruhezustand, d. h. ohne angelegtes
Eingangssignal, ist an den Anschlüssen von R1 und R2 keine
Spannung vorhanden, wobei nur der Pegel des angelegten Signals
den dynamischen Widerstand der Dioden und somit die Verstärkung
der Stufe modifiziert. Im Betrieb sind wegen des Vorhandenseins
des Kondensators C die Katoden dynamisch mit Masse verbunden.
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In erster Ordnung, d. h. ohne Harmonische, wird das
Ausgangssignal, das am gemeinsamen Punkt der Kollektoren von T&sub1; und T&sub2;
abgegriffen wird, zum Quadrat des eintreffenden Signals der
Frequenz F proportional, so daß das Ausgangssignal direkt eine
Frequenz 2F besitzt. Die Einfügung eines (nicht gezeigten)
Kondensators in Serie in der Ausgangsleitung ermöglicht die
Beseitigung der am Ausgang erhaltenen Gleichspannung.
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Selbstverständlich können andere Ausführungsformen in Betracht
gezogen werden. Es kann beispielhaft die Tatsache erwähnt
werden, daß der Transformator 12 durch eine
180º-Phasenverschiebungsschaltung ersetzt sein kann, die dazu vorgesehen ist, ein
Signal zu erhalten, dessen Phase derjenigen des eintreffenden
Signals entgegengesetzt ist. Der Eingang und der Ausgang einer
solchen Phasenverschiebungsschaltung sind dann mit den Basen
der Transistoren T&sub1; bzw. T&sub2; verbunden. Ein T-Hybrid, das auch
magisches T genannt wird, kann ebenfalls diese Funktion
erfüllen, wenn sich die Frequenz des Eingangssignals in
Höchstfrequenz-Wellenleitern fortpflanzen kann. Gleiches gilt für einen
Hybridring.
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Die Transistoren T&sub1; und T&sub2; können z. B. auch PNP-Transistoren
sein. In diesem Fall ist es notwendig, daß insbesondere die
Speisespannungen der Schaltung und die Vorspannungen der
Transistoren modifiziert werden.
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Die Vorspannung der Dioden D1 und D2 durch C und D3 kann
vorteilhaft durch eine Strom-Vorspannung ersetzt sein, indem die
Diode D3 weggelassen wird. Durch eine solche Strom-Vorspannung
kann ein Wirkungsgrad des Frequenzverdopplers erhalten werden,
der größer als derjenige ist, der durch eine
Spannungs-Vorspannung erhalten wird.
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Die Widerstände R1 und R2 besitzen je nach Ausführungsform der
Erfindung einen Wert in der Größenordnung von einigen kΩ,
ferner hängt der Wert des Kondensators C von der Frequenz F des
Eingangssignals Ve ab. Je größer die Frequenz F ist, umso
geringer ist die Kapazität des Kondensators, wobei diese
Komponente das Nutz-Frequenzband begrenzt.
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Der Betrieb eines Frequenzverdopplers gemäß der Erfindung ist
ein Klasse-B-Betrieb, in dem der Übergang vom gesperrten
Zustand eines Transistors in den leitenden Zustand progressiv
erfolgt.
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Fig. 3 zeigt die Signale Vb1 und Vb2, die an die Basen der
Transistoren T&sub1; und T&sub2; angelegt werden, sowie das
Ausgangssignal Vs eines Frequenzverdopplers gemäß der Erfindung. Die
Signale Vb1 und Vb2 werden vom Transformator 12 von Fig. 2
ausgegeben und sind gegenphasig.
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Das gezeigte Ausgangssignal Vs entspricht einem Signal, dessen
Gleichspannungskomponente unterdrückt ist, beispielsweise mit
Hilfe eines Kondensators, der am Ausgang des
Frequenzverdopplers in Serie geschaltet ist.
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Gemäß der Erfindung wird der Übergang von einer Periode zur
nächsten des Ausgangssignals "weich" ausgeführt, was im
Gegensatz zum scharfen Übergang steht, der in den bekannten
Frequenzverdopplern Harmonische mit hoher Ordnung erzeugt
(Umkehrpunkte 11, Fig. 1). Dieser weiche Übergang ermöglicht, daß
keine störenden Harmonischen erzeugt werden. Er wird durch
progressive Verringerung der Verstärkung des leitenden Transistors
nach Maßgabe der Abnahme der an die Basis dieses Transistors
angelegten Spannung bewerkstelligt.
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In Fig. 3 ist das Ausgangssignal Vs in vier aufeinanderfolgende
Zeitperioden unterteilt.
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Während der Periode 30 ist die an die Basis des Transistors T&sub2;
angelegte Spannung Vb2 negativ, während die Spannung Vb1
positiv ist und abnimmt. Der leitende Transistor ist dann der
Transistor T&sub1;, während der Transistor T&sub2; gesperrt ist. Wenn sich
Vb1 dem Potential von 0 Volt annähert, nimmt die Verstärkung
des Transistors T&sub1; ab, während der dynamische Widerstand der
Diode D1 ansteigt. Wenn Vb1 das Potential von 0 Volt erreicht,
ist der Transistor T&sub1; gesperrt, während der Transistor T&sub2; zu
leiten beginnt, wobei die Spannung Vb2 positiv ist und
ansteigt.
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Während der Periode 31 ist der Transistor T&sub1; gesperrt, während
der Transistor T&sub2; progressiv das an seine Basis angelegte
Signal Vb2 verstärkt, wobei die Verstärkung umso größer ist, je
weiter das Signal Vb2 ansteigt. Wenn Vb2 abnimmt und sich dem
Potential von 0 Volt annähert, nimmt die Verstärkung des
Transistors T&sub2; aufgrund der Veränderung des dynamischen
Widerstandes der Diode D2 linear mit Vb2 ab. Beim Übergang von Vb2 zum
Potential 0 wird T&sub2; gesperrt, während T&sub1; wieder leitend wird
(Periode 32). Dieser Zyklus wird in der Periode 33 fortgeführt,
in der T&sub1; gesperrt und T&sub2; leitend ist, usw., bis die
Eingangsspannung Ve verschwindet.
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Es wird daher festgestellt, daß jeder der Transistoren T&sub1; und
T&sub2; während einer Halbperiode des Eingangssignals Ve leitend
ist, wobei der Beginn und das Ende einer Halbperiode jeweils
dem Zeitpunkt entsprechen, in dem das Eingangssignal Ve durch 0
geht. In diesem Zeitpunkt besitzen die zwei Transistoren T&sub1; und
T&sub2; eine Verstärkung Null, wobei die Umschaltung mit
horizontaler Tangente 34 erfolgt. Dieser Punkt entspricht dem früheren
Umkehrpunkt 11 (Fig. 11).
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Fig. 4 zeigt mit Bezug auf Fig. 3 die Ausgangssignale der
Transistoren T&sub1; und T&sub2;.
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Das Signal 40 ist dasjenige, das am Kollektor des Transistors
T&sub1; erhalten wird, während das Signal 41 dasjenige ist, das am
Kollektor des Transistors T&sub2; erhalten wird. Wenn einer der zwei
Transistoren nicht mehr leitet, ist er im Sperrzustand, während
der andere Transistor leitet. Da die zwei Kollektoren der
Transistoren T&sub1; und T&sub2; miteinander verbunden sind, wird das
Ausgangssignal durch eine Gleichspannungskomponente beeinflußt,
die durch einfache Filterung, z. B. mit Hilfe eines mit dem
Ausgang in Serie geschalteten Kondensators, beseitigt werden
kann.
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Die zwei Verstärkungswege sind voneinander vollkommen
unabhängig, wobei jeder Transistor während einer Halbperiode arbeitet,
ohne daß der Zustand des anderen Transistors irgendeinen
Einfluß auf seine Funktion hat.
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Die Transistoren T&sub1; und T&sub2; sind vorteilhaft gepaarte
Transistoren, d. h., daß sie die gleichen Charakteristiken aufweisen,
damit das Ende des Durchlaßzustandes eines der Transistoren den
Beginn des Leitungszustandes des anderen der Transistoren
entspricht und damit ihre Verstärkung gleich ist. Gleiches gilt
für die Dioden mit in Abhängigkeit von der Spannung
veränderlichem dynamischen Widerstand (PIN-Dioden), die dazu dienen, die
Transistoren progressiv in den leitenden oder in den gesperrten
Zustand zu versetzen.
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Die Charakteristiken der verwendeten Transistoren und Dioden
hängen von der in Betracht gezogenen Betriebsfrequenz ab. Je
größer die Frequenz F des Eingangssignals ist, umso schneller
müssen die Transistoren T&sub1; und T&sub2; sowie die Dioden D1 und D2
sein.
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Einer der Vorteile des Frequenzverdopplers gemäß der Erfindung
besteht darin, daß das Verhältnis der Leistung des
Ausgangssignals Vs zur Leistung des Eingangssignals Ve angenähert
gleich 1 ist, d. h., daß der Verdoppler einen ausgezeichneten
Wirkungsgrad besitzt. Dies ermöglicht, mehrere Stufen mit den
gleichen Charakteristiken in Kaskade zu schalten,
selbstverständlich mit Ausnahme der Charakteristiken der Transistoren
und der Dioden, die von der Betriebsfrequenz jeder Stufe
abhängen.
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Die progressive Versetzung in den leitenden Zustand der
Transistoren ermöglicht die Befreiung von einem Filter für die Wahl
einer Harmonischen, wobei das Ausgangssignal ohne Filterung
Harmonische mit Pegeln aufweist, die um 25 dB unter demjenigen
der Spektrallinie der Frequenz 2F liegen. Das Ausgangssignal
hat einen Verlauf, der demjenigen eines sinusförmigen Signals
sehr nahe kommt.
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Selbstverständlich kann das Eingangssignal Ve auch ein nicht
sinusförmiges Signal, z. B. dreieckig, quadratisch usw. sein.
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Der Frequenzverdoppler gemäß der Erfindung findet in
zahlreichen Gebieten Anwendung. Er kann z. B. in den
Frequenzstandardisierungen, in den Meß-Synthetisierern (Erzeuger von festen
Frequenzen), in den Netz-Analysatoren, in den Frequenzmessern,
in den Radaren, beim Senden und Empfangen in der
Telekommunikation, in den Spektrumsanalysatoren und im allgemeinen immer
dann verwendet werden, wenn die Frequenz einer Welle unter
besten Bedingungen hinsichtlich des Wirkungsgrades und der
spektralen Qualität sowohl im Hinblick auf das Rauschen als auch
die Spektrallinien verdoppelt werden soll.
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Darüber hinaus ist der Frequenzverdoppler der Erfindung im Fall
von Anwendungen, die kein Filter erfordern, vorteilhaft so
beschaffen, daß er immer dann verwendet werden kann, wenn sich
Probleme hinsichtlich des Platzbedarfs stellen, wobei er
einfach in eine integrierte Schaltung in MMIC-Technologie
(monolithische, integrierte Mikrowellenschaltung) implantiert werden
kann.
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Dieses Fehlen des Filters ermöglicht insbesondere die
Verwendung des Frequenzverdopplers gemäß der Erfindung für
Frequenzen, die von denen verschieden sind, für die er berechnet
worden ist, wobei er dennoch in einem Eingangsfrequenzbereich
bleibt, der ermöglicht, ein Ausgangssignal mit doppelter
Frequenz zu erhalten, das gute Charakteristiken besitzt. Dieses
Merkmal ist nützlich, wenn eine bestimmte Veränderung der
Ausgangsfrequenz erhalten werden soll, ohne daß die gesamte Kette
der Frequenzverdoppler modizifiert werden muß.
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Außerdem ermöglicht seine Struktur, die derjenigen des Standes
der Technik (Fig. 1) ähnlich ist, die bereits vorhandenen
Frequenzverdoppler dieses Typs auf einfache Weise zu modifizieren,
um sie an die vorliegende Erfindung anzupassen. Es ist
selbstverständlich möglich, die vorliegende Erfindung in jede bereits
vorhandene Kette von Frequenzverdopplern zu integrieren, indem
andere Verdoppler ersetzt oder ergänzt werden.