DE2129108A1

DE2129108A1 - Verstärkerschaltung

Info

Publication number: DE2129108A1
Application number: DE19712129108
Authority: DE
Inventors: Stefano New York N Y Graf (V St A)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1970-06-11
Filing date: 1971-06-11
Publication date: 1971-12-16
Also published as: CA942389A; FR2096267A5; JPS5436061B2; JPS5166755A; JPS5129626B1; DE2129108B2; GB1343329A; US3644838A; IT940423B

Description

2129109

7211-71/Kö/S
RCA Docket No. 62,2 62
Convention Date:
June 11, 1970

RCA Corporation, New York, N.Y., V.St.A.

Verstärkerschaltung

Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung, insbesondere einen Funktionsverstärker.

Die Sprunggeschwindigkeit (slew rate) (S) eines Verstärkers bestimmt die maximale Änderungsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung des Verstärkers bei einer großsprüngigen Eingangssignaländerung (Änderung des Eingangssignals in Form eines großen Sprunges oder einer großen Stufe) und ist somit ein Maß für den Großsignal-Frequenzgang des Verstärkers. Die Sprunggeschwindigkeit ist auf die Bandbreite für Kleinsignale bezogenj während jedoch letztere ein Maß für den Kleinsignal-Frequenzgang des Verstärkers ist, ist erstere weit mehr durch die Kapazität an .irgendeinem Schaltungspunkt und/oder die Sättigung (Spannung oder Strom) irgendeiner Stufe begrenzt. Während somit ein Verstärker eine Bandbreite in der Größenordnung von 1 bis 2 MHz haben kann, kann seine Sprunggeschwindigkeit in der Größenordnung von 1 bis 2 Volt pro Mikrosekunde betragen.

Eine Schwierigkeit ergibt sich daher, wenn Verstärker, besonders solche vom monolithischen Typ, mit Sprunggeschwindigkeiten •von mehr als 50 Volt pro Mikrosekunde erwünscht sind. Einige der Faktoren, die die Sprunggeschwindigkeit beschränken, und der daraus resultierenden Probleme, die durch die Erfindung gelöst werden, werden nachstehend erörtert.

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Damit die nötige Verstärkung erzielt wird, haben manche der derzeit gebräuchlichen Verstärkeranordnungen zwei oder mehr Verstärkungsstufen mit zwei oder mehr dazugehörigen Niederfrequenzpolen. Diese Verstärker werden normalerweise in geschlossener Schleifenschaltung und häufig mit Verstärkungsfaktor 1 betrieben, was im Hinblick auf Stabilität die ungünstigste Betriebsbedingung ist. Um die Stabilität bei einem in Schleifenschaltung mit Verstärkungsfaktor 1 arbeitenden Mehrpol-Funktionsverstärker sicherzustellen, muß man gewöhnlich irgendwelche Maßnahmen zur Frequenzkom pensation treffen. Für die Kompensationsnetzwerke braucht man normalerweise zusätzliche Kondensatoren, durch welche die Eigenbandbreite und die Sprungeschwindigkeit des Verstärkers beschränkt werden.

Ein weiteres schwerwiegendes Problem ergibt sich bei herkömmlichen monolithischen Differenzverstärkern hoher Arbeitsgeschwindigkeit aufgrund des Pegelschiebernetzwerks, das die Differenzeingangsstufe (differentielle Eingangsstufe) mit dem übrigen Teil des Verstärkers koppelt. Das Pegelschiebernetzwerk arbeitet normalerweise mit entweder einem lateralen Bipolartransistor (gewöhnlich pnp), wie z.B. in der USA-Patentschrift 3 451 001 beschrieben, oder einem R-Teilernetzwerk.

Der laterale Bipolartransistor ist in seinem Frequenzgang beschränkt. Er hat einen niedrigen Verstärkungsgrad, und damit er die erforderlichen Stromstärken verarbeiten kann, muß er in seinen · Abmessungen groß dimensioniert sein. Dadurch vergrößert sich die Sperrschichtkapazität und wird eine Phasenverschiebung sowie ein Niederfrequenzpol in den Verstärker eingeführt. Wie groß das Problem ist, ersieht man am besten aus der Tatsache, daß die Durchlaßstromverstärkung (ä) solcher Transistoren normalerweise 1 bei ungefähr 5 MHz beträgt. Der Transistor kann daher im oberen interessierenden Frequenzbereich praktisch durch einen Draht (Kurzschluß) ersetzt werden.

Bei Verwendung eines R-Teilernetzwerkes sollte eine Emitterfolgerstufe vorgesehen sein, damit die Differenzeingangsstufe nicht belastet wird und damit Kapazität sowie eine Phasenverschiebung in den Signalweg eingeschaltet wird.

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Ein weiteres bei den meisten bekannten Schaltungsausführungen .^ auftretendes Problem ergibt sich in Verbindung mit der Lastanord- [J^ nung der Differenzeingangsstufe. Besteht sie aus lateralen Bipolartransistorenj so gelten die obigen Ausführungen in noch stärkerem Maße, da durch die effektive Abnahme des Ausgangswiderstandes dieser Transistoren mit zunehmender Frequenz das Signal praktisch kurzgeschlossen wird. Bei Verwendung von Widerständen (wie in der ^ oben genannten USA-Patentschrift) ergeben sich zusätzliche Probleme.-/^ Sind die Widerstände verhältnismäßig niederohmig, in der Größenordnung von Kiloohm, so erhöht sich die Verlustleistung, und ein Teil des Signals wird durch die Widerstände effektiv kurzgeschlossen* Sind sie dagegen verhältnismäßig hochohmig, so erniedrigt sich der zur ersten Stufe gelangende Strom, wodurch sich die Transkonduktanz '- und die Verstärkung der Eingangsstufe erniedrigen. Außerdem beanspruchen die größeren Widerstände (zusätzliche Länge zwischen iden * "** Anschlußenden) entsprechend mehr Platz auf der verhältnismäßig kleinen Fläche des Schaltungsplättchens, und ferner wird durch sie eine zusätzliche Parallel- oder Nebenschlußkapazität an einem empfindlichen Punkt der Schaltung eingebracht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, welche die oben erörterten Schwierigkeiten behebt.

Erfindungsgemäß ist eine Verstärkerschaltung mit einer Eingangs stufe mit mindestens einem Bipolartransistor, deren Ausgang über · eine Spannungsfolger-Ausgangsstufe an die vom Verstärker ausgesteuerte Last angekoppelt ist, vorgesehen, die gekennzeichnet ist durch einen in Gitterschaltung arbeitenden Feldeffekttransistor, dessen Quellen-Abflußstrecke den Ausgang der Eingangsstufe mit der Spannungsfolger-Ausgangsstufe verbindet und der den Gleichstrompegel am Ausgang der Eingangsstufe verschiebt und den Signalstrom am Ausgang der Eingangsstufe zur Ausgangsstufe Überträgt.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen im ' einzelnen erläutert. Es zeigen: "

Figur 1 das Schaltschema eines Eintakt-Differenzverstärkers· gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

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Figur 2 das Schaltschema eines Zweitakt-Differenzverstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

In den nachstehend beschriebenen Ausführungsformen der erfiadungsgemäßen Verstärkerschaltung werden Flächentransistoren (Bipolartransistoren) des einen Leitungstyps und gitterisolierte. Feldeffekttransistoren eines zweiten Leitungstyps verwendet. Und zwar sind die Bipolartransistoren npn-Transistoren (wegen ihrer hohen Arbeitsgeschwindigkeit) und sämtlich vom vertikalen Typ. Die Feldeffekttransistoren sind MOS-Transistoren mit p-Kanal (weil sie funktionell und herstellungsmäßig am besten mit den npn-Transistoren verträglich sind). Ein weiterer Grund für die Verwendung gitterisolierter Feldeffekttransistoren ist ihre ausgezeichnete Frequenzcharakteristik sowie ihre niedrige Elektrodenkapazität. Man kann stattdessen auch pnp-Bipolartransistoren vom Vertikaltyp in Verbindung mit geeigneten Typen von Feldeffekttransistoren verwenden. Ein wichtiges Merkmal der erfindungsgemäßen Schaltung ist die Verwendung von Bipolartransistoren vom Vertikaltyp in Verbindung mit gitterisolierten Feldeffekttransistoren bei weitmöglichster Vermeidung von lateralen Bipolartransistoren.

Einer der Hauptgründe für die Verwendung von gitterisolierten Feldeffekttransistoren an Stelle von lateralen Bipolartransistoren liegt darin, daß aufgrund von Laufzeitüberlegungen ein gitterisolierter Feldeffekttransistor mit ähnlichen räumlichen Abmessungen wie ein Bipolartransistor einen Eigenfrequenzbereich hat, der nahezu 40 mal so groß ist wie der eines entsprechenden Bipolartransistors. Vernachlässigt man die Elektrodenkapazität , so kann man voraussetzen, daß der Frequenzbereich des Bipolartransistors durch die Basislaufzeit ( T:) und der Frequenzbereich des gitterisolierten Feldeffekttransistors durch die Quellen-Abflußlaufzeit (T ) begrenzt ist. Die Basislaufzeit eines Bipolartransistors ist durch die folgende Gleichung gegeben:

2
f, = —jT— Gleichung ( 1)

worin: W = Basisbreite

D= Diffusionskoeffizient für Minoritätsträger in der Basis

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BAD OFUGtNAL

η = Konstante (sss2, 4)

Die entsprechende Gleichung für die Kanallaufzeit eines gitterisolierten Feldeffekttransistors vom p-Typ ist:

τ²

r = Gleichung (2)

C· 11 I V — V I "

^C /^Xp Λ ¹G V

worin: L = Kanallänge

u = effektive Mobilität der Löcher im Kanal, die einen konstanten Wert hat (bei Transistoren vom η-Typ ist u. ^ die effektive Mobilität der Elektronen im Kanal)

\^T„ - angelegte Gitterspannung

VfJ₁ = Schwellenspannangj und zwar diejenige Gitter-Ouellenspannung, unterhalb der kein Abflußstrom fließt.

Das sich aus den Gleichungen (l) und (2) ergebende Verhältnis von T zu TL ist:

CD

f „ _f,,2 n„ (Y, - V)

r, nD

Ii IV - V
χ Gleichung (3)

V_n - V ist eine Konstante und kann annähernd gleich η gesetzt (j JL

werden. Die Zonen des lateralen Bipolartransistors werden in ähnlicher Weise hergestellt wie die Quellen- und die Abfluß-Zone eines gitterisolierten Feldeffekttransistors, so daß die Abmessungen und Toleranzen für W und L als aanähernd gleich angenommen werden können. Das Verhältnis von T :r.ix T^ läßt sich daher durch die folgende Gleichung ausdrücken:

O /^ Ti

——' ~ -sr*- Gleichung (4)

^rb

(Um den Vt'.rgle.! ch zu verdeutlichen, "wird "der gitterisolierte Feldeffekttransistor vom p-Typ mit dem pnp-"ipolartransistor verglichen.) Der Diffusionskoeffixient D eines php-Bipolartransistors läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:

D = η. ~ Gleichung (5)

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BAD ORIGINAL

— ν* " —

Setzt man Gleichung (5) in Gleichung (4) ein, so or.tibt sich:

■ψ- — ^ ^u AQ Gleichung (t)

^rb ^Ki ' ' ■

Unter diesen vereinfachten Voraussetzungen sieht man, daß ein gitterisolierter Feldeffekttransistor, dessen Kaxiallänge gleich der Basisbreite eines Bipolartransistors ist, ' einen, annähernd 40 mal größeren Eigenf rerruenzbereieb. hat als der Scuivaiente Bipolartransistor» . "■"'"'

Aus den Gleichungen (l) und (2) wird der unterschiedliche Ar-. beitsmechanismus von Bipolar- und gitterisolierten Feldeffekttransistör en ersldhtliuh. Beim Bipölartransistosr erfolgt eine Biffixsion von Minoritatsträgern durch die Basis hindurch;. Reim FeldeffekttransiLstör wandern Majoritätsträger unter dem EirifluiV eines elektrisca-en Feldes durch den Kanal hindurch. Es wird also beim Feldeffekttransistor den wandernden Ladungen ein wesentlich größeres Bewegung-srtioinent erteilt, so daß die Laufzeiten entsprechend kurzer sind..

Die Resul"tate der Gleichung (5) beruhen auf der Voraussetzung daß die 3asisbreite des Bipolartransistors gleich der Kanallänge ist. Diene - Voraussetzung gilt für der. Vergleich des lateralen Transistortyps mit dem gitterisolierten Feldeffekttransistor. Dagegen ist die Basisbreite (V,⁷) von typischen vertikalen Bipolartransistoren durch die Differenz zweier gut kontrollierbarer Vertikalabmessungen im Siliciumkörper bestimmt, während die Kanallärge (I ) eine Ober flächenabmessungist, die durch das Auflösungsvermögen der derzeitigen lithographischen Verfahrenstechniken beschränkt ist.

So ist die Basisbreite von gegenwärtig verfügbaren Bipolartransistoren vom Vertikaltyp wesentlich kleiner als die Kanaliänge von derzeit verfügbaren gitterisolierten Feldeffekttransistoren.. Wenn man jedoch die Kanallänge (L) durch geeignete Diffusionsverfahren kontrollieren kann, erhält man äußerst schnelle Transistoren.

Die oben erörterten Prinzipien sind bei der Ausführung der erfindungsgemäßen Schaltung berücksichtigt.

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"^ BAD ORIGINAL

Der Verstärker nach Figur 1 enthält eine Differenzeingangsstufe mit npn-Bipolartransistoren 10 und 12, die mit ihren Basen an Signal-Eingangsklemmen 3 bzw. 2 angeschlossen sind. Die Eingangsklemme 2 stellt den Umkehreingang dar, da die ihr zugeführten Signale bewirken, daß an der Klemme 6 ein gegenphasiges Sigr^al erzeugt wird. Die Eirigangsklemme 3 stellt den Direkteingang dar, da die ihr zugeführten Signale bewirken, daß arv der Ausgangsklemrae ein gleichphasiges Signal erzeugt wird. Die Transistoren. 10 und sind beide mit ihren Emittern an den Kol3.ektar eines npn-Bipolartransistors 14 angeschlossen. Letzterer sorgt als Stromquelle dafür, daß der gemeinsame Emitteranschluß der Differenzeingangsstufe mit einem relativ konstanten Strom gespeist wird. Der Kollektor des, Transistors 10 ist an eine Betriebsspannungsklemme 7 angeschlossen, ' während der Kollektor des Transistors 12 mit dem Schaltungspunkt 22, dem eintaktigen Ausgang der Differenzstufe, verbunden ist.

Eine positive Spannung der Amplitude V (typischerweise 10

CC

Volt) kann der Klemme 7 zugeleitet werden, und eine negative Spannung der Amplitude V (ebenfalls typischerweise 10 Volt) kann der Klemme 4 zugeleitet werden. Vorzugsweise, jedoch nicht notwendigerweise, sind V und V von gleicher Größenordnung, damit sich

CCGC ^ι

symmetrische Gleichstromverhältnisse ergeben (d.h. die Nullspannung in der Mitte zwischen V und V liegt).

Die aktive Last der Differenzeingangsstufe enthält einen gitterisolierten Feldeffekttransistor 16. Er ist mit seinem Abfluß an | den Schr.ltungspunkt 22 und mit seiner Quelle über den Widerstand l8 an die Klemme 7 angeschlossen. Der als Stromquelle arbeitende Transistor 16 ist durch einen Transistor 34 durchlaßgespannt, so daß er den Transistor 12 und das an den Schaltungspunkt 22 angeschaltete Pegelschiebernetzwerk mit einer festen Strommenge speist. Ein wichtiges Merkmal dieser Stromquelle ist ihre extrem hohe Ausgangsimpedanz, die über einen breiten Frequenzbigreich von null bis oberhalb 10 MHz relativ konstant bleibt. Im Gegensatz hierzu müßte bei Verwendung eines ohmschen Widerstands (wie im Falle der bekannten Schaltung nach der USA-Patentschrift 3 851 001) dieser, um die gleiche dynamische Impedanz aufzuweisen wie der gitterisolierte Feldeffekttransistor, außerordentlich hochohmig sein, so daß er

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/S -

eine übermäßig große Parallelkapazität bilden und, bei Ausführungin monolithischer Form, so viel Platz beanspruchen würde, daß diese Lösung unpraktikabel wäre. Ferner wäre, um den gleichen Vorspannstrom bereitzustellen, ivie er mit dem gitterisolierten Feldeffekttransistor erhalten wird, eine äußerst hohe Betriebsspannung er-· forderlich, was für integrierte Schaltungen unpraktikabel ist. BeiVerwendung eines lateralen Transistors wäre der Frequenzbereich verhältnismäßig eng und müßte der Transistor, damit er die erforderlichen Stromstärken verarbeiten kann, so groß ausgebildet werden, daß er im oberen Teil des intereaäerenden Frequenzbereiches praktisch einen Kurzschluß bilden itfürde. Ferner ist selbst im nutzbaren Arbeitsfrequenzbereich der Ausgangswiderstand des lateralen pnp-Transistors erheblich niedriger als der eines entsprechenden gitterisolierten Feldeffekttransistors.

Zwischen den Ausgangspunkt 22 und den Schaltungspunkt 24 ist die Quellen-Abflußstrecke eines gitterisolierten Feldeffekttransistors 20 geschaltet. Ferner sind an den Schaltungspunkt 24 die Basis eines Transistors 30 und der Kollektor eines Stromquellentransistors 26 angeschaltet. Der stationäre oder Ruhestrom des Transistors 20 fließt im wesentlichen vollständig in den "Senken"-Transistor 2 6, der als eine an den Schaltungspunkt 24 angeschaltete hohe Ersatzimpedanz (l bis 2 Megohm) erscheint. Das Gitter des Transistors 20 ist mit dem Gitter und dem Abfluß eines Transistors 36 zusammengeschaltet. Die Gleichspannung an den Gittern der Transistoren 20 und 36 wird (wie nachstehend gezeigt) auf einem verhält nismäßig festen Wert·gehalten, der gleich dem Wert der Spannung an der Klemme 7 (V ) minus der Summe des Spannungsabfalls am Widerstand 32 plus der Summe der Schwellenspannungsabfälle der Transistoren 34 und 36 ist.

Der Transistor 20 verschiebt den Pegel der Spannung am Ausgangspunkt 22 der Differenzstufe auf einen anderen Wert am Schaltungspunkt 24, so daß, wenn die differentiellen Eingangssignale 0 Volt betragen, die Spannung am Verstärkerausgang 6 ebenfalls 0 Volt ist. Dieses wichtige Erfordernis eines FunktionsVerstärkers macht - * es gewünsehtenfalls möglich, zwischen die Eingangsklemmen (2, 3) und die Ausgangskl.emme 6 des Verstärkers ein Rückkopplungsnetzwerk-

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-O-

(nicht gezeigt) ~u schalten. Da ferner der Transistor 20 mit seinem Gitter an einer festen Gleichspannung; liegt, d.h. in Gatterschaltung ausgelegt ist, überträgst er den Signalstrom vom Ausgangspunkt 22 auf den Schr.ltungspunkt 24. Ein wichtiges Merkmal dieser Schaltungsausführung besteht darin, daß der effektive Eingangswiderstahd, reflektiert in die fhielle des Transistors 20, verhältnismäßig niedrig (1-10 Kiloohm) ist, während sein Ausgangswiderstand am Schr.ltungspunkt 24, d.h. reflektiert in den Abfluß des Transistors 2Ö, sehr hoch (größer als 5 Megohm) ist.

Die Emitterfolger-Ausgangsstufe enthält den npn-Bipolartransistor 30, der mit seiner Basis an den Schaltungspunkt 24, mit seinem Emitter an die Ausgangsklemme 6. und mit seinem Kollektor an | die Klemme 7 angeschlossen ist. An der Ausgangsklemme 6 erzeugt, der Verstärker entsprechend den den Eingangsklemmeη 2 und 3 zugeführten Signalen ein eintaktiges Ausgangssignal, das an einem Lastelement Z_T erscheint. Der übrige Teil der Ausgangsstufe enthält einen npn Bipolartransistor 44, der mit seinem Kollektor an die Klemme6 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 48 an die Klemme 4 angeschlossen ist. Der Transistor 44 ist normalerweise durchlaßgespannt und \«;irkt als Stromsenke, deren Stromwert, bei symmetrischen Eingangsverhältnissen, gleich dem zur Klemme 6 fließenden Emitterstrom des Transistors 30 ist. Wenn der Emitterstrom des Transistors 30 gleich dem Kollektorstrom des Transistors 4 4 ist, fließt in der Lastimpedan? ."% keia Strom, und die Spannung an det* Ausgangsklemme 6 1st im wesentlichen gleich 0 Volt. ™

Das die Gitterspannung der Transistoren l6 und 20 und die iiuheströme des Verstärkers" bestimmende Vorspannetswerk ist zwischen die Klemmen "J und 4 geschaltet und besteht aus dem Widerstand 32, den gitterisolierten Feldeffekttransistoren 34 und 36, den Widerständen 38 und 42 und dem npn-Bipolartransistor 4ύ· Letzterer ist als Diode geschaltet, d.h. sein Kollektor ist mit seiner Basis verbunden, jjcr Widerstand 32 ist mit seinem einen Ende an die Klemme und mit seinem anderen Ende an den Verbindungspunkt zwischen der Klemme 5 und der Ouelle des Transistors 34 angeschlossen. Abfluß und Güter des Transistors 34 sind gemeinsam mit dem Gitter des Transistors IG und der Quelle des Transistors 36 verbunden. Abfluß

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und Gitter des Transistors 3t' sind gemeinsam mit dem Gitter des Transistors 20 und dem einen Ende des Widerstands 3'3 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 3 8 ist mit dem Sch^ltungspunkt 40 verbunden, an den das eine Ende des Widerstands 4-2 und die :3asis öc.f. Transistors 44 angeschlossen sind. Das andere .Ende des Widerstands 42 ist an den Schaltungspunkt 28 angeschlossen, an den außerdem ciie_; Basis und der Kollektor des Transistors 4t sowie die Basen der Transistoren 14 und 26 - angeschlossen sind. Die Emitter der Transistoren 14, 20 und 4£ sind gemeinsam an die Klemme 4 angesc-hlossen.

Die Widerstände..13 und 32 sowie die Klemmen 1 und 5, -.zwischen die ein Potentiometer 50 (in Figur 1 gestrichelt dargestellt), gefe schaltet sein kann, dienen zur Feineinstellung der. Ströme in dei.i . , verschiedenen -Schal-turags zweigen des . Verstärkers. Um die nachstehende Erläuterung zu vereinfachen, sei jedoch angenommen, daß die Klemmen 1 und 5 mit der Klemme 7 verbunden, also die Transistoren 1.8 und 32 kurzgeschlossen sind. -":-_..

Die Transistoren 34 und 3<3 sind so geschaltet, daß sie als "MOS"-Dioden arbeiten. Ihr Gitter ist jeweils mit dem Abfluß verbunden, so daß die Spannung (Vp„) zwischen Quelle und Gitter .jeweils gleich der Quellen-Abflußspannung (V^) ist, die ihrerseits gleich der Schwellenspannung ( Y₁-^₁) ist. Obwohl V_„ sich in Abhängigkeit vom Ouellen-Abfluftstrom (l__Q) ändert, kann es als konstant angenommen werden, wenn man in erster Näherung den Wert des Stromes X-, _Q (der Einfachheit halber als I_p bezeichnet) im Vor spannet rwerk, errechnet.

— ~.t ( T "ί ο-v-T tr

B cc ee TIi Bi, ,-,, . . ... r^·.

Gleica-ung (7) ■

'^VTOTAL . . - ' .

xvorin: a) V und V die Werte der Betriebsspannung an den Klemmen cc ee . . ι _ <■■>

7 bzw. 4 sind,

b) 2xV die Schwellenspannungen der Transistoren 34 und 36, die vorausset?;ungsgemäß gleich sein sollen, enthält,

c) V der Basis-EmitterSpannungsabfall des Transistors 3 6 ist und

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- 11 d) Iv ,_T der Gesamtwiderstand im ReihenschaltungS/'weig ist,

J U J. AIj

und /-war (bei kur^peschlossenein Widerstand 32) ungefähr pleich der Summe dor ohmschen Werte der V/iderstände 33 und 42.

Da das Gitter des Transistors 16 mit dom Gitter und Abfluß des Transistors 34 und die Quelle des Transistors 16 mit der Ouelle des Transistors 34 .■'usanunengesehaltet sind, ist die Gitter-Ouellenspannung iV_„) des Transistors 16 gleich der Gitter-Quellenspannung \^r„ des Transistors 34. '

Der Wert von V für einen gegebenen Abfluß-Quellenstrom hängt von der Flächengröße des Transistors ab. Bemißt man die Fläche "des Transistors 16 so, daß sie in einem gegebenen Verhältnis 7ur Fläche des Transistors 34 steht, so kann man den Strom des Transistors 16 kontrollieren und durch den Strom des Transistors 34 bestimmen. Gitterisolierte Feldeffekttransistoren, die sparmungsverstärkende Bauelemente sind, können mithin dazu verwendet vier den, Ströme in verschiedenen der anderen Schaltungszweige zu erzeugen. In der Schal tungsausfiihrung nach Figur 1 sind die Flächen der Transistoren 16 und 34 gleich, so daß der Strom im Transistor 16 gleich dem Strom Ip im Transistor 34 ist.

Der übrige Teil des Vorspannetzwerks besteht aus den Widerständen 38 und 42 und dem als Diode geschalteten Transistor 46. Der Strom I₁, bildet den Kollektorstrom für den Transistor 46 sowie den Basisstrom für die Transistoren I4, 26, 46 und 44· Der Emitterstrom der Transistoren 14» 26 und 46 ist der Fläche des jeweiligen Basis-Emitterübergangs direkt proportional. Indem man die Flächen der Übergänge dieser Transistoren entsprechend bemißt, kann man erreichen, daß die Emitterströme der Transistoren 14 und 26 in einem gegebenen bekannten Verhältnis zum Kollektorstrom des Transistors 46 stehen. Ferner kann man diese Transistoren so ausbilden, daß sie eine verhältnismäßig hohe Durchlaßstromverstärkung (ß) haben, so daß ihre Kollektorströme einen im voraus bekannten festen Wert haben, der auf den Wert von I„ bezogen ist.

Man kann ferner zeigen, daß der Emitterruhestrom I„ des Transistors 44 in wesentlichen gleich dem Strom I im üeihenschaltungs-

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zweig ist. Der Spannungsabfall am Widerstand 42 (I₇₃ χ 1^₉) plus dem Basis-Emitterspannungsabfall (V„p) des Transistors 46 ist gleich dem Basis-EmitterSpannungsabfall (V_n^) des Transistors 44

ijCi

plus dem Spannungsabfall am Widerstand 48 (Ip x R,n)· Mathematisch ausgedrückt: I R^, + V = IgK^ 0 + ^V _PE· ^Da das-Y ' des Transistors 46 im wesentlichen gleich dem V_n_ des Transistors 44 ist, folgt, daß das Produkt I_R x R,„ gleich dem Produkt I_p χ R.η ist. Da bei der Schaltung'nach Figur 1 der Widerstand 48 im wesentlichen gleich dem Widerstand 42 ist, ergibt sich, daß die beiden Ströme im ^T.vesentlichen gleich sind (I = I ). -

Es sei jetzt angenommen, daß die Fläche der Transistoren 14 und 46 im wesentlichen gleich und die Fläche des Transistors 26 W halb so groß ist, so daß der Kollektorstrom des Transistors 2 6 im wesentlichen gleich I_n/2 ist, während der Kollektorstrom des Transistors 14 im T^esentlichen gleich I₀ ist. Außerdem kann beim gegen-

±5

wärtigen Stand der Kalbleitertechnologie das differentielle Transistorpaar 10 und 12 ohne weiteres so hergestellt v/erden, daß die beiden Transistoren in ihren Eigenschaften gleich sind, so daß bei symmetrischen Betriebsverhältnissen (d.h. bei gleichem Sig-ir.l am Umkehr- und am Direkteingang) im wesentlichen der gleiche Strom I_p/2 in jedem Transistor fließt.

Der Schaltungspunkt 22 wirkt als Stromsummierer. Der Transistor 16 schickt einen Strom I_R in diesen Schaltungspunkt, während der Transistor 12 einen Strom I_R/2 aus dem Schaltungspunkt entnimmt, W und der restliche Strom I_p/2 fließt durch die Ouellen-Abflußstrecke des Transistors 20 in den Stromsenkentransistor 26.

Das Gitter des Transistors 20 ist mit dem Gitter und Abfluß des Transistors 36 verbunden. Die Spannung am Gitter-Abflußpunkt des - Transistors 36 (bei kurzgeschlossenem Widerstand 32) liegt um zwei Schwellenspannungsbeträge unter der Spannung an der Klemme 7. Dies stellt sicher, daß die Gitter-Quellenspannung des Transistors 20 mindestens gleich dem V_m„ dieses Transistors ist, so daß der Tran-

iri

sistor 20 in den leitenden Zustand gespannt wird. So v/erden durch das Vorspannetswerk mit zwei gitterisolierten Feldeffekttransistoren,· einem als Diode geschalteten Transistor und den dazugehörigen

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Impedanzen die Ruheströme für den gesamten Verstärker bereitgestellt. Außerdem wird die Symmetrie -wischen den Stromquellen und den Stromsenken im rtuhezustand, d.h. bei fehlender Eingangssparvmng der Differenzstufe, sichergestellt. Ferner liefert das Vorspannnetzwerk zwei Gleichspannungswerte ram Vorspannen des aktiven Lastelements l6 und der Pegelschieberstufe 20 in den leitenden Zustand.

Zur Erläuterung der Arbeitsitfeise des Verstärkers sei vorausgesetzt, daß zwischen den Eiigangsklemmen 3 und 2 ein differentielles Signal (AV„) liegt und die Spannung an der Klemme 3 positiv in bezug auf die Spannung an der Klemme 2 ist. In diesem Fall erhöht sich der Strom in der Kollektor -Emitterstrecke des als Emitterfalger arbeitenden Transistors 10, während der Strom im Transistor 12 um den gleichen Betrag abnimmt. Die Stromänderung (Al,-) im Transistor 12 ist gleich der effektiven Transkonduktans (gm ) der Differenzeingangsstufe, multipliziert mit dem differentiellen Eingangssignal (Δ^νη) > d.h. Al_r = gm χ AV . Da der Transistor 16 einen relativ konstanten Strom liefert, ergibt sich eine resultierende Erhöhung von des in den Transistor 20 fließenden Stromes.

Die Transistoren 10 und 12 können daher ersatzweise als ein Stromerzeuger aufgefaßt werden, der ein Signal mit der Amplitude £Ί-_η liefert, das am Schaltungspunkt 22 der Quelle des Transistors 20 zugeführt wird. Der Stromerzeuger speist drei effektiv parallel mit ihm geschaltete Impedanzen: die Ausgangsimpedanz des Transistors 12, die Ausgangsimpedanz des Transistors l6 und die Eingangsimpedanz \ des in Gitterschaltung arbeitenden Transistors 20. Da die Eingangsimpedanz des in Gitterschaltung arbeitenden Transistors extrem niedrig gegenüber der hohen Ausgangsimpedanz der Transistoren 12 und Iu ist, fließt praktisch der gesamte Signalstrom (Δΐ_Γ) in diesen Transistor und wird r.ur wenig oder gar kein Signalstrom durch die Transistoren 12 und Ii abgeleitet. Da die Einpangsimpedanz (Einganp-swiderstand) des Transistors 20 in Gitterschalt-unfr verhältnismäßig uiedrif ist, werden am Schrltungspunkt 22 keine großen Signalschwingungen erzeugt. Ferner wird eine etwaige Kapazität, gleichgültig wie groß, durch die niedrige Impedanz des Transistors nebenp-eKciilos.se:). ^:)io>^c;e iaktoren minimal is ieren deti Einfluß der ohnehin :i i edr i pcm Kapazität am Schaltunfspurikt 22, so daß dieser

. ;;. -.,.... 1 09851/173 1

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Schaltungspunkt als möglicher Niederfrequenzpol ausfällt.

Der am Schaltungspunkt 22 der Ouelle-des Transistors 20 zugeleitete Strom fließt durch die Quellen-Abflußstrecke dieses Transistors zum Schaltungspun'rt 24. Wegren der Isolation zwischen Gitter urd Ouelle geht kein Vorspenngleichstrom verloren, und wegen der extrem niedrigen Elektrodenkapazität des Transistors hält der Signal stromftiß von der °,uelle zum Abfluß über einen weiten Frequenz bereich an. Bei einem typischen gitterisolierten Feldeffekttransistor liegt der Signalstrom bei 20 MIIz um 3 dB unter (d.h. 0,707) dem Signalstromwert für Niederfrequenz (Gleichstrom).

Im Gegensat.? dazu liegt der Stromfluß in einem typischen lateralen Bipolartransistor bei Signalfrequenzen im Bereich von MHz um 3 dB unter dem Niederfrequenjwert (Gleichstromwert). Der gitterisolierte Feldeffekttransistor überträgt daher den seiner Ouelle zugeleiteten Signalstrom über einen breiten Frequenzbereich (l bis 20 MHz), während der laterale Bipolartransistor einen zunehmend größeren Anteil des Signalstroms in seinen Basiskreis ableitet, so daß der Signalstrom dem Lastelement teilweise oder ganz entzogen wird.

Das in den Abfluß des Transistors 20 reflektierte Ersatrschaltbild ist das eines Stromerzeugers, der den Scha3.tungspunkt 24 mit einem Signal beliefert, dessen Amplitude im wesentlichen immer noch gleich Δΐ_η ist. Dieser Stromerzeuger wird jetzt durch drei ebenfalls effektiv parallelliegende Impedanzen nebengeschlossen: Die Ausgangsimpedanz des Transistors 20, die Ausgangsimpedanz des Transistors 26 und die Lastimpedanz Z, multipliziert mit dem ß des Transistors 30. Die Ausgangsimpedanz (Ausgarigswiderstand) des Transistors 20 ist extrem hoch (ungefähr 5 Megohm) und hat wenig Einfluß auf das am Schaltungspunkt 24 erzeugte Signal. Die Ausgangs impedanz (Ausgangswiderstand) des Transistors 2 6 liegt in der Größenordnung von 1 Megohm und darüber. Die am S chill tun 4.73 puhkt reflektierte Lastimpedanz ist gleich der Lastimpeclarr.-, multipliziert mit dem Durchlaßstromverhältnis des Transistors 30, und kann ■/IS. ebenfalls in der Größenordnung von 1 Hegohm betragen. Das am Schaltiiügspunkt 24 erzeugte Signal ist somit ungefähr gleich dem

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Produkt von &Ί_r) multipliziert mit der Parallelkombination der Ausgangsimpedanz des Transistors 26 und der reflektierten I.astimpe-

danz. Dieses Signal wird dann über die Emitterfolgerstufe 30 auf die Ausgangsklemme 6 gekoppelt.

Die Kapazität am Schaltungspunkt 24 enthält die Abfluß-Gitter^ kapazität (C_n.-,) und die Abfluö-Substratkapazität (C_nc) des Transistors 20 sowie die Kollektorkapazität des Transistors 26 und die (tatsächliche und reflektierte) Kapazität der Ausgangsstufe 44· Aufgrund dieser summierten Kapazitäten ist der Schaltungspunkt 24 der vorherrschende Kapazi'fcätspunkt der Schaltung. Obwohl dieser Punkt der a m meisten kapazitive Punkt der Schaltung ist, liegt seine Kapazität nur in der Größenordnung von 2 pF, was sehr niedrig , ist.

Da der Schaltungspunkt 24 der Hauptkapazitätspunkt der Schaltung ist und keine anderen hohen Kapazitäten aufzuladen oder zu entladen sind, kann der Verstärker mit extrem hohen Geschwindigkeiten arbeiten. Ferner hat die Emitterfolgerausgangsstufe 30, die für die Aussteuerung der Last Z, gebraucht wird, mit der Kapazitäten gekoppelt sein können, eine Strombelastbarkeit gleich dem Betawert (Durchlaßstromverstärkung) mal dem Signalstrom . Wenn also möglicherweise eine größere Kapazität vorhanden ist, sieht man für den Verstärker eine stärkere Stromerzeugerquelle vor, was ebenfalls dazu beiträgt, daß der' Verstärker schnell und mit hoher Sprunggeschwindigkeit arbeitet. j

Man sieht also, daß mit Hilfe einer einzigen Stromverstärkung^ stufe (der Differenzieingangsstufe) in Verbindung mit einer einzigen Spannungsverstärkerstufe (der in Gitterschaltung ausgelegten Stufe 20) ein schneller und hochverstärkender Verstärker aufgebaut werden kann. In der Praxis erprobte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verstärkers haben eine Offenkreisverstärkung von 3000 und eine Sprunggeschwindigkeit bei Verstärkungsfaktor 1 von 8ö Volt pro Mikrosekunde» Die vorstehend erläuterte Merkmalskombination ergibt also eine Schaltungsanordnung, die außerordentlich gut für schnelles Arbeiten mit hoher Sprunggeschwindigkeit geeignet ist.

Figur 2 jreigt einen zweita!etigen Differenzverstärker gemäß

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einer Ausführungsform der Erfindung. Der Verstärker ist gleichartig aufgebaut wie der nach Figur 1, wobei jedoch zusätzlich ein zweiter aktiver Lasttransistor 17 zwischen den Kollektor des Transistors 10 und die Klemme 7 geschaltet ist, eine zweite Pefelschieber- und Signalübertragungsstufe mit einem Transistor 21 mit dessen Quellen-Abflußstrecke zwischen den Schaltungspunkt 19 und den Kollektor-Basisanschluß des Transistors 27 am Schaltungspunkt 23 geschaltet ist und der Transistor 27 als Diode geschaltet ist, indem sein Kollektor und seine Basis an die Basis des Transistors 26 und sein Emitter an die Klemme 4 angeschlossen sind. Der Transistor 27 wirkt als Stromquelle, die den Ruhestrom des Transistors 21 aufnimmt. Die Transistoren 26 und 27 sind so geschaltet, daß sie ein differentielles Signal in ein eintaktiges Ausgangssignal umwandeln. Ihre Kollektor-Emitterströme sind gleich. Aufgrund der Verwendung zweier Ausgänge an den Schrltungspunkten 10 und 2 2 in Verbindung mit den Übertragungstransistoren 20 und 21 und den Stromsenkentransistoren 26 und 27 kann der zweitaktige Verstärker die doppelte Verstärkung der Schaltung nach Figur 1 haben.

Es sei angenommen, daß an den Klemmen 2 und .3 ein dif'ferentielles Signal liegt und die Spannung an der Klemme 2 jetzt positiver als die Spannung an der Klemme 3 ist. Der in den Transistor 12 fließende Strom erhöht sich um einen gegebenen Betrag AI^. · Dadurch erniedrigt sich der Strom in der Quellen-Abflußstrecke des Transistors 20 um Δϊ_. Entsprechend erniedrigt sich der vom Transistor

20 zum Schaltungspunkt 24 fließende Strom um^I^· Gleichzeitig ersieh ^u . niedrigt/der in den Transistor 10 fließende Strom um Δΐ_Γ, d.h. um den gleichen Betrag, um den sich der Strom zum Transistor 12 erhöht hat. Dies hat zur Folge, daß der in der Ouellen-Abflußstrecke des Transistors 21 und in die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 27 fließende Strom sich um Δίρ erhöht. Die Stromerhöhung im Transistor 27 (um 4l_r) ruft eine gleiche Erhöhung des Kollektor-Emitterstromes des Transistors 26 hervor. In den Transistor 26 fließt jetzt ein zusätzlicher Strom Δΐ_Γ· Die resultierende Abnahme des in die Pufferstufe über den Schaltungspunkt 24 fließenden Stromes beträgt jetzt 2 &X„. Der Verstärkungsgrad des zweitaktigen Dif ferenzVerstärkersist somit doppelt so groß wie der Verstärkungsgrad der eintaktigen Ausführung» Typischerweise kann der Verstärker nach Figur 2 ".

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- 17 mit einer Emitterf olgerausgarigsstufe wie der nach Figur 1 eine

Offenkreisverstärkung· in der Größenordnung von 6000 haben.

Als Pufferstufe kann ,jedoch eine beliebige Schaltungsanordnung verwendet werden, die das am Schaltungspunkt 24 erzeugte Signal übernehmen und an die Ausgangsimpedanz Z. übertragen kann.

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Claims

P at ent an Sprüche

Iy Verstärkerschaltung mit einer Eingangsstufe mit mindestens einem Bipolartransistor, deren Ausgang über eine Spannunpsfolger-Ausgangsstufe an die vom Verstärker ausgesteuerte Last angekoppelt ist, gekennzeichnet durch einen in Gitterschaltung arbeitenden Feldeffekttransistor (20), dessen Quellen-Abflußstrecke den Ausgang (22) der Eingangsstufe (10, 12) mit der Spannungsfolger-Ausgangsstufe (30) verbindet und der den Gleichstrompegel am Ausgang der Eingangsstufe verschiebt und den Signalstrom am Ausgang der Eingangsstufe zur Ausgangsstufe überträgt.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch g eken η zeichnet , daß der Bipolartransistor (10, 12) einen gegebenen Leitungstyp (npn) und der Feldeffekttransistor (20) den entgegengesetzten Leitungstyp (p) hat.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, g e k e η η-zeichnet durch eine Konstantstromquelle mit einem zweiten Feldeffekttransistor (16), der mit seiner Quellen-Abflußstrecke an den Kollektor des Bipolartransistors (10, 12) angeschlossen ist, derart, daß er mehr Strom liefert, als der Bipolartransistor leiten kann, wobei die Quellen-Abflußstrecke des ersten Feldeffekttransistors (20) denjenigen Anteil des Stromes von der Konstantstromquelle an die Ausgangsstufe (30) leitet, der vom Bipolartransistor nicht aufgenommen wird.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß. an den Eingang (24) der Ausgangsstufe (30) eine Konstantstromsenke (26) angeschlossen ist, die denjenigen Anteil des von der Konstantstromquelle gelieferten Stromes aufnimmt, der nicht vom Bipolartransistor (10, 12) aufgenommen wird.

5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe

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(30) einen zweiten Pipolartransistor vom gegebenen Leitungstyp in Emitterf olf/erschaltung enthält, an dessen Basis die Ouellen-Abfluft · strecke des ersten Feldeffekttransistors (20) angeschlossen ist.

r*. Verst.'» r!:erschaltunf nach einem der vorhergehenden Ansprüche, g e k e η η -- e i c h η e t durch eine Vorspannungsquelle (32, 34, 3<^;, 38, 42, 4¹ ), die zwischen Gitter und Quelle des ersten Feldeffekttransistors (20) gekoppelt ist, derart, daß dieser Feldeffekttransistor in den leitenden Zustand gespannt und seine Gitter^ spannung auf einem festen Gleichspannungswert gehalten wird.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsquelle die i Reihenschaltung der Ouellen-Abflußstrecken eines dritten (34) und eines vierten (3M Feldeffekttransistors, deren Gitter .-jeweils mit dem Abfluß verbunden ist, enthält, daß das Gitter und die Quelle des dritten Feldeffekttransistors (34) mit dem Gitter bzw. der Quelle des !'weiten Feldeffekttransistors (16) verbunden sind und daß das Gitter des vierten Feldeffekttransistors (36) mit dem Gitter des ersten Feldeffekttransistors (20) verbunden ist.

8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , dao jeder der Feldeffekt-transistoren ein gitterisolierter Feldeffekttransistor vom Stromerhöhungstyp mit ρ-Kanal ist und daß jeder der Bipolartransistoren ein npn- , Transistor vom Vertikaltyp ist. "

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