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Die Erfindung betrifft einen Frequenzverdoppler
laut Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Frequenzverdopplerschaltungen für den kHz-Bereich
sind beispielsweise aus UKW-Stereo-Radioempfängern bekannt in denen ein 19-kHz-Pilotsignal über einen
gewickelten Übertrager
mit einer sekundären
Mittelpunktanzapfung einer Schaltung von zwei Dioden zugeführt wird.
Vornehmlich zur Verringerung der Baugröße und der Herstellungskosten
wurden Schaltungen entwickelt, die insbesondere auf den gewickelten Übertrager
verzichten. Beispielsweise offenbart die
GB 1 084 507 eine Frequenzverdopplerschaltung
mit einer Gegentaktendstufe mit zwei Transistoren an deren Kollektoranschlüssen Dioden
zur Signalgleichrichtung dienen. Die
DT
21 33 806 offenbart eine Frequenzverdopplerschaltung auf
der Basis eines Differenzverstärkers mit
zwei Transistoren, wobei die an den Kollektoranschlüssen der
Transistoren erzeugten Signale durch ein aus Transistoren bestehendes
Gleichrichterelement gleichgerichtet werden, bevor sie am Ausgang zusammengeführt werden.
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Nachteilig ist bei beiden bekannten
Lösungen,
daß das
Schaltverhalten, insbesondere das zeitliche Schaltverhalten, jeweils
eines der verwendeten Transistoren, wesentlich vom jeweils anderen
Transistor abhängt.
Dabei folgt der nicht dem Eingang der Frequenzverdopplerschaltung
direkt zugeordnete Transistor jeweils den geänderten elektrischen Bedingungen
des direkt dem Eingang der Frequenzverdopplerschaltung zugeordneten
Transistors, wodurch es durch den Halbleiterbauelementen anhaftende
Schaltzeiten bzw. Reaktionszeiten zu verzögerter Schaltung bzw. Ansteuerung
kommt. Dies führt
insbesondere zu einer Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Halbwellen im Ausgangssignal.
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Bei Einsatz in einem unteren Frequenzbereich,
beispielsweise VLF, ist die Periodendauer der Signale relativ groß. Eine
Signalverzögerung
zwischen Ein- und Ausgang eines Bauelements führt bedingt durch die große Periodendauer
nur zu einer geringen Phasendifferenz zwischen Ein- und Ausgangssignal.
Bei zunehmender Frequenz des Eingangssignal bleibt der Wert der
Signalverzögerung des
jeweiligen Bauelements in der Regel etwa gleich, die Periodendauer
nimmt jedoch ab. Dies führt
zu einer vergrößerten Phasendifferenz
zwischen Ein- und Ausgangssignal bei höheren Frequenzen des Eingangssignals.
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Dieser Zusammenhang gilt auch für die aus den
Dokumenten
GB 1 084 597 und
DT 21 33 806 bekannten Vorrichtungen.
Die Abhängigkeit
des zeitlichen Schaltverhaltens, eines Transistors von dem jeweils
anderen, führt
dabei zu einer Phasenverschiebung zwischen den am Verdopplerausgang
entstehenden Halbwellen. Ein ideales Ausgangssignal, das nur aus
positiven oder negativen Halbwellen mit einheitlichem Spitzenwert
besteht, enthält
im Frequenzspektrum nur Anteile bei ganzzahligen Vielfachen der
Grundfrequenz. Die Hauptenergie liegt beim Frequenzverdoppler idealerweise
beim Doppelten der Grundfrequenz. Insbesondere die Grundfrequenz
selbst und das dreifache der Grundfrequenz sind idealerweise vollständig unterdrückt. Spektrale Anteile,
die das Dreifache der Grundfrequenz übersteigen, beispielsweise
das Vierfache der Grundfrequenz, lassen sich wegen des relativ großen Frequenzabstandes
zum Doppelten der Grundschwingung relativ leicht unterdrücken, beispielsweise durch
einen Tiefpass-Filter. Werden Phasenverschiebungen zwischen den
Halbwellen am Ausgang des Frequenzverdopplers nicht vermieden, so
treten insbesondere am Ausgang des Frequenzverdopplers auch spektrale
Anteile der Grundschwingung und der dreifachen Grundschwingung auf.
Dies erfordert den Einsatz von aufwendigen, steilflankigen und signaldämpfenden
Bandpaß-Filtern.
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Die verlängerte Signallaufzeit der Halbwelle, welche
durch den nicht direkt mit dem Eingang verbundenen Transistor bzw.
von dem vom Schaltverhalten des direkt mit dem Eingang verbundenen Transistors
abhängigen
Transistors erzeugt wird, kann, beispielweise im GHz-Bereich, auch
nicht durch den Einsatz besonders reaktionsschneller und teuerer
Transistoren auf ein vertretbares Maß reduziert werden.
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Im Weiteren ist bei der
GB 1 084 507 nachteilig, daß eine Kombination
aus komplementären NPN-
und PNP-Transistortypen
Verwendung findet, die bislang für
den GHz-Bereich nicht zur Verfügung steht,
da im GHz-Bereich, wegen der besseren Hochfrequenzeigenschaften,
vorzugsweise nur NPN-Typen zum Einsatz kommen. Außerdem ist
aufgrund des gemeinsamen Emitterstroms ein Halbwellenbetrieb der
Transistoren
T1 und
T2, bei dem die Dioden D1
und D2 eingespart werden könnten,
nicht möglich.
Der dadurch bedingte erhöhte
Schaltungsaufwand, führt
gerade bei Hochfrequenzanwendungen zu Unwägbarkeiten und schlechter Reproduzierbarkeit
beim Betriebsverhalten der Frequenzverdopplerschaltung, insbesondere
bei diskretem Schaltungsaufbau. Außerdem erhöhen die Dioden den Kostenaufwand
der Schaltung.
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Weiterhin nachteilig ist bei der
DT 21 33 806 , daß bei Differenzverstärkern eine
feste thermische Kopplung und eine gute Übereinstimmung der Stromverstärkungsfaktoren
der Transistoren notwendig ist. Beides kann bei einem diskreten
Schaltungsaufbau, der beispielsweise bei Kleinserien ökonomischer
ist, nur unzulänglich
erfüllt
werden. Zusätzlich weisen
Differenzverstärkerschaltungen
typischerweise hohe Eingangswiderstände auf, die nur mit zusätzlichem
Aufwand eine Widerstandsanpassung zulassen.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung,
einen Frequenzverdoppler aufzuzeigen, der auch im GHz-Bereich die
Eingangsfrequenz ohne unzulässige
Phasenverschiebungen zwischen aufeinanderfolgenden Halbwellen, mit
geringer Dämpfung
und geringem, störunanfälligem Schaltungsaufwand
bzw. mit einer geringen Anzahl von Bauelementen verdoppelt. Weiterhin
soll eine kostengünstige
Realisierbarkeit der Frequenzverdopplerschaltung auch für Kleinserien
möglich
sein. Die vorliegende Erfindung soll außerdem ermöglichen, auf gekoppelte Hochfrequenzleitungen
und Hybride zu verzichten.
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Die Aufgabe wird in Verbindung mit
den gattungsbildenden Merkmalen des Oberbegriffs durch die kennzeichnenden
Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
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Der erfindungsgemäße Frequenzverdoppler weist
zwei schaltungstechnisch vollständig
getrennte Signalpfade auf, die lediglich an einem gemeinsamen Eingang
und Ausgang des Frequenzverdopplers verbunden sind, wobei einer
der beiden Signalpfade eine Phasenverschiebung einer Halbwelle des Eingangssignals
um 180° verursacht.
Die sich dadurch ergebende Unabhängigkeit
der Signallaufzeiten in einem Pfad von den Signallaufzeiten im jeweils anderen
Pfad ermöglicht,
bei entsprechender Bauteiledimensionierung, eine relativ leicht
herzustellende Gleichheit der Signallaufzeiten beider Signallaufpfade
und damit ein Ausgangsignal mit einem geringen Anteil an unerwünschten
Oberschwingungen und subharmonischer Schwingungen. Durch den sehr geringen
Anteil an unerwünschten
Oberschwingungen und subharmonischen Schwingungen im Ausgangsignal
kann der Einsatz von stark signaldämpfenden, aufwendigen, voluminösen und
kostenintensiven Frequenzfiltern entfallen. Die Umsetzdämpfung des
Frequenzverdopplers wird wesentlich verbessert. Ggf. auftretende
Amplitudenunterschiede zwischen den von den jeweiligen Signalpfaden
verarbeiteten Halbwellen, können
unabhängig
voneinander angepaßt
werden. Auch der Einsatz von kostenbehafteten gewickelten Übertragern
zur Phasendrehung, sog. Baluns, deren Verhalten im GHz-Frequenzbereich außerordentlich
schwer zu beherrschen ist, kann entfallen.
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Vorteilhafte Weiterbildungen gehen
aus den Unteransprüchen
hervor.
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Der vollständig unabhängige und galvanisch getrennte
Schaltungsaufbau der Transistoren eines Signalpfades von den Transistoren
des anderen Signalpfades, ermöglicht
eine Realisierung des Betriebsverhaltens der Transistoren eines
Signalpfades unabhängig
vom Betriebsverhalten der Transistoren des anderen Signalpfades.
Schalt- bzw. Betriebsverhalten können
so unabhängig
voneinander eingestellt werden. Mit geringem Aufwand lassen sich
so insbesondere gleiche Signallaufzeiten in den beiden Signalpfaden
erreichen. Insbesondere ist es mit nur geringem Aufwand möglich, in
einer oder beiden Signalpfaden definierte Phasenverschiebungen einzustellen.
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Insbesondere ist eine vorteilhafte
Weiterbildung dadurch zu erreichen, daß der zumindest eine Transistor
im ersten Signalpfad keinen gemeinsamen Emitterstrom und/oder Emitterwiderstand
mit dem zumindest einen Transistor im zweiten Signalpfad aufweist.
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Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung
ist dadurch möglich,
daß der
zumindest eine Transistor des jeweiligen Signalpfads, zusätzlich zur
Funktion als beispielsweise Laufzeitglied und 99f. Phasenverschiebglied,
die jeweils im zugehörigen
Signalpfad auftretenden unerwünschten
Signalanteile, insbesondere die jeweils unerwünschte Halbwelle, gleichrichtet,
also zusätzlich
als Einweggleichrichter funktioniert. Dadurch entstehen am Ausgang
des jeweiligen Signalpfads nur positive oder negative Halbwellen.
Der Einsatz von zusätzlichen,
kostenbehafteten, gleichrichtenden Dioden kann so entfallen. Die
Hochfrequenzeigenschaften des Frequenzverdopplers werden durch die
reduzierte Anzahl der Bauteile verbessert.
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Weist der Signalpfad, welcher die
Phasendrehung einer Halbwelle um 180° vornimmt, eine Emitterschaltung
auf, und weist der nichtinvertierende Signalpfad eine Kollektorschaltung
auf, so stellt dies ebenfalls eine vorteilhafte Weiterbildung der
vorliegenden Erfindung dar. Dadurch kann der Frequenzverdoppler
besonders einfach realisiert werden.
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Durch ein Widerstandsnetzwerk an
Eingang und Ausgang des erfindungsgemäßen Frequenzverdopplers, welches
die Signalpfade voneinander entkoppelt, kann eine Eingangs– und Ausgangswiderstandsanpassung
der Frequenzverdopplerschaltung erfolgen. Außerdem können die Signalstärken in
und aus den jeweiligen Signalpfaden eingestellt werden.
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Nachfolgend werden die Erfindung
und weitere durch sie erzielbare Vorteile anhand von vorteilhaften
Ausgestaltungsmerkmalen eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Übereinstimmende Bestandteile
sind dabei mit übereinstimmenden
Bezugszeichen versehen. In der Zeichnung zeigen:
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- 1 ein
Prinzipblockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels des Frequenzverdopplers;
- 2 ein Beispiel eines
am Ausgang der erfindungsgemäßen Frequenzverdopplerschaltung anliegendenden
idealen Ausgangsignals;
- 3 ein Schaltbild
eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels
und
- 4 Spannungsverläufe des
erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels
von 3.
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l zeigt
eine schematische Darstellung in Form eines Blockschaltbilds eines
Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung. An einem Eingang 2 liegt ein
Hochfrequenzeingangssignal 3 an, welches auf zwei Signalpfade 6, 7 aufgeteilt
wird, von denen der erste Signalpfad 6 mittels eines Phasenverschiebglieds 9 eine
Invertierung (Phasenverschiebung 180°) einer Halbwelle des Hochfrequenzeingangssignals
3 bewirkt. Signallaufzeitglieder 8 bestimmen in den jeweiligen
Signalpfaden 6, 7 die Signallaufzeiten, wobei
jeder Signalpfad 6, 7 eine Gleichrichtung durch
ein Gleichrichtglied 10 vornimmt. Am Ende jedes Signalpfades 6, 7 werden
die resultierenden Signale am Ausgang 5 zusammengeführt und
sind als Ausgangsignal 4 verfügbar.
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2 zeigt
ein am in l gezeigten Ausgang 5 abgreifbares
ideales Ausgangsignal 4, wobei die Amplituden aufeinanderfolgender
Halbwellen gleiche Größe haben
und die Halbwellen keinen Versatz bzw. keine Phasenverschiebung
aufweisen und somit "nahtlos" ineinander übergehen.
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Ein in 3 in
seiner Gesamtheit mit 1 bezeichneter erfindungsgemäßer Frequenzverdoppler, weist
einen Eingang 2 auf, an dem ein Hochfrequenzeingangssignal 3 anliegt.
Zwei Widerstände RA und RB sind
jeweils mit einem Pol mit dem Eingang 2 verbunden. Der
andere Pol des Widerstands RA führt über einen Koppelkondensator C3 in
einen ersten Signalpfad 6. Der andere Pol des Widerstands RB führt über einen
Koppelkondensator C1 in einen zweiten Signalpfad 7.
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Die Basis eines im ersten Signalpfad 6 in Emitterschaltung
ausgeführten
Transistors T1, ist über
eine Parallelschaltung von einem Widerstand R7 und einer
Kapazität C4 mit
dem nicht von R1 belegten Anschluß von C3 verbunden.
Zwischen dem Kondensator C3 und der Parallelschaltung von
Kondensator C4 und Widerstand R7 sind zwei Widerstände R5 und R6 angeschlossen.
Widerstand R6 führt
von dort auf eine Masseverbindung und direkt auf den Emitteranschluß von Transistor T1. R5 ist
andererseits über
einen weiteren Widerstand R8 mit der Betriebsspannung UB von
beispielsweise 7 Volt verbunden. Zwischen dem Widerstand R5 und R8 sind jeweils
einpolig weitere Kapazitäten C8 und C9 angeschlossen,
die auf Masse geführt
sind. Ebenfalls zwischen den Widerständen R5 und R8 einpolig
angeschlossen ist ein Widerstand R9, der über eine
dazu in Reihe befindliche Induktivität L1 auf den Emitteranschluß des Transistors T1 geführt ist.
Zwischen Widerstand R9 und Induktivität L1 sind jeweils
einpolig Kondensatoren C7 und C6 angeschlossen,
welche zusammengeführt
ebenfalls auf Masse geführt
sind. Der Emitteranschluß des
Transistors T1 ist über
eine Kapazität C5 und
einen dazu in Reihe liegenden Widerstand RC auf den Ausgang 5 geführt.
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Die Basis eines im zweiten Signalpfad 7 in Kollektorschaltung
ausgeführten
Transistors T2 ist direkt mit dem nicht von RB belegten
Anschluß von Kondensator Cl verbunden.
Zwischen dem Kondensator C1 und dem Transistor T2 sind
zwei Widerstände R1 und R2 jeweils
einpolig angeschlossen. Widerstand R2 führt auf eine Masseverbindung
und direkt auf einen Widerstand R3, welcher andererseits
mit dem Emitteranschluß des
Transistors T2 verbunden ist. Widerstand R1 führt über einen
Widerstand R4, welcher mit der Betriebsspannung UB verbunden
ist, auf zwei Kapazitäten C10 und C11,
welche auf Masse geführt
sind, und auf den Kollektoranschluß des Transistors T2.
Zwischen dem Emitteranschluß des Transistors T2 und
dem Widerstand R3, ist ein Kondensator C2 angeschlossen,
welcher über
einen Widerstand RD mit dem Ausgang 5 in Verbindung
steht.
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Die Kondensatoren C8, C9, C7, C6, C10 und C11,
dienen zur Ableitung von unerwünschten
Hochfrequenzanteilen gegen Masse. Die Induktivität L1 dient zur Abblockung
unerwünschter
Hochfrequenzanteile. R7 dient zur Basisstrombegrenzung
um schnellere Schaltzeiten zu erreichen, wobei die Kapazität C4 ihn
hochfrequenzmäßig überbrückt.
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Die Funktion des durch 3 beschriebenen beispielhaften
Ausführungsbeispiels
ist wie folgt:
Ein Hochfrequenzeingangssignal 3, welches
am Eingang 2 auftritt, liegt über die beiden Widerstände RA und RB an
den beiden Signalpfaden 6, 7 an. Die Kondensatoren C3 und C1 sind
Koppelkondensatoren. Das Hochfrequenzeingangssignal 3 wird
im ersten Signalpfad 6 im wesentlichen über den Kondensator C4 der
Basis des Transistors T1 zugeführt, wobei sein Arbeitspunkt
im wesentlichen durch die Widerstände R5 und R6 so
eingestellt ist, daß er
an der Sättigungsgrenze
betrieben wird. Eine an der Basis anliegende positive Halbwelle
bewirkt somit nur eine sehr geringfügige Spannungsänderung
zwischen dem Kollektoranschluß und
dem Emitteranschluß von T1.
Es erfolgt also eine Gleichrichtung der positiven Halbwelle im ersten
Signalpfad 6. Eine an der Basis anliegende negative Halbwelle
bewirkt jedoch eine deutliche Kollektor-Emitter-Spannungsänderung,
wobei der Signalverlauf der negativen Halbwelle am Kollektor des
Transistors T1 invertiert wird und somit dort eine positive
Halbwelle entsteht, die naturgemäß entsprechend
der Reaktionszeit des Transistors T1 auch eine Phasenverschiebung
zur erzeugenden negativen Halbwelle aufweist. Das Signal wird durch
die Emitterstufe typischerweise verstärkt.
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Im zweiten Signalpfad 7 wird
der Arbeitspunkt des Transistors T2 im wesentlichen durch
die Widerstände R1 und R2 so
eingestellt, daß der
Transistor T2 knapp unterhalb der Diffusionsspannung von
Basis zu Emitter betrieben wird, beispielsweise bei 0,6 Volt. Eine
an der Basis anliegende positive Halbwelle steuert den Transistor T2 durch
und legt somit ein von der Betriebsspannung UB kommendes positives
Potential an den Emitteranschluß des
Transistors T2, wo die positive Halbwelle mit der dem Transistor T2 anhaftenden
Reaktionsträgheit,
die Idealerweise der des Transistors T1 entspricht, nachgebildet
wird. Eine an der Basis von Transistor T2 anliegende negative
Halbewelle bewirkt nur eine sehr geringfügige Reaktion am Emitterausgang
des Transistors
T2, was einer Gleichrichtung der negativen Halbwelle
im zweiten Signalpfad 7 entspricht.
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Der in der beschriebenen Weise betriebene Frequenzverdoppler 1 aus 3 erzeugt am Ausgang 5 nur
positive Halbwellen. Alternativ dazu kann der in 3 beschriebene Frequenzverdoppler 1 mit nur
geringen Änderungen
im Schaltungsaufbau bzw. in der Bauteiledimensionierung auch so
betrieben werden, daß am
Ausgang 5 nur negative Halbwellen auftreten. Dazu werden
die Widerstände R5 und R6 so
bemessen, daß der
Arbeitspunkt von Transistor T1 knapp unterhalb der Basis-Emitter-Diffusionsspannung
liegt. Im zweiten Signalpfad 7 werden die Widerstände R1 und R2 so
eingestellt, daß sich
der Transistor T2 im Sättigungsbetrieb
befindet. Die Parallelschaltung von C4 und R7 vor
dem Basisanschluß von
Transistor T1 wird durch eine einfach Verbindung ersetzt.
Eine Parallelschaltung, ähnlich
der von C4 und R7, von einem nicht dargestellten
Kondensator und einem nicht dargestellten Widerstand wird vor den
Basisanschluß von
Transistor T2 geschaltet.
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Die Widerstände RC und RD sowie RA und RB dienen
zum Ausgleich unterschiedlicher Verstärkungsfaktoren der Signalpfade 6, 7,
zur Widerstandsanpassung und zur Entkopplung.
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4 zeigt
verschiedene Spannungsverläufe
des beispielhaften Ausführungsbeispiels
von 3 Das Hochfrequenzeingangssignal 3,
welches an dem in 3 gezeigten
Eingang 2 anliegt, bewirkt einen Spannungsverlauf des Ausgangssignals 4 am in 3 gezeigten Ausgang 5,
mit der doppelten Frequenz des Hochfrequenzeingangssignals 3,
wobei das Ausgangssignal 4 nur vergleichsweise wenig gegenüber dem
Hochfrequenzeingangssignal 3 bedämpft ist. Der T1-Kollektor-Spannungsverlauf 12 und
der T2-Emitter-Spannungsverlauf 11,
treten jeweils gleichstrombereinigt nach den in 3 gezeigten Koppelkondensatoren C5 und C2 auf
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Die Erfindung ist nicht auf das in 3 dargestellte Ausführungsbeispiel
beschränkt
und kann auch mit anderen als in 3 dargestellten
Bauelementen, beispielsweise mit Feldeffekt-Transistoren vorzugsweise
gleichen Kanaltyps (n-Kanal oder p-Kanal), ausgeführt werden.