JPH04290301A - 周波数倍増装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、周波数倍増装置に関す
る。より詳細には、本発明は、数ＧＨｚから数十ＧＨｚ
のオーダの周波数で機能し得る低ノイズ周波数倍増装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】これら
の周波数で作動できる周波数倍増装置は、安定している
低周波数源から安定した高周波数を発生するために、特
に、レーダや周波数発生及び周波数合成を行う機器に用
いられる。

【０００３】低周波数（ＬＦ）信号は、例えば、非常に
安定した低周波数を提供する水晶振動子から得られるか
もしれない。直列接続された周波数倍増装置を使用する
ことにより、信号周波数が急速に増大し、安定した周波
数の高周波数信号を提供する。所望の高周波数に達する
のに必要とされる逓倍数を減少させるため、比較的高い
周波数を有する安定したＬＦ源を利用できるようにする
ことは有利である。

【０００４】用いられる周波数倍増装置の大部分は、ス
ペクトルを増やすため、これにより入力周波数の高調波
周波数２Ｆ、３Ｆ、４Ｆ等を生成するために、周波数Ｆ
の入力正弦波信号の歪みを導入することを基本としてい
る。充分な振幅を有しつつ生成された場合は、選択的な
フィルタリングによって所望の高調波を再生させること
ができる。周波数倍増装置の場合には、２Ｆ高周波が選
択される。

【０００５】入力正弦波信号に歪みを与えるために行わ
れる動作（頂部のチョッピング、整流、底部のチョッピ
ング）及びこの動作が行われる方法に応じて、所望の高
調波が発生するかもしれない。一般的にこの動作の効率
は多かれ少なかれ十分であり、ノイズスペクトルの位相
及び／又は振幅においていくらかの減衰が達成される。

【０００６】ＬＦ信号から多重周波数を発生することが
可能な異なる種類の装置が公知である。

【０００７】例えば、その１つは、それに印加される周
波数Ｆの正弦波信号の１周期における全てのエネルギを
蓄え、ディラック（Ｄｉｒａｃ）パルスの形態、即ち非
常に短時間内にエネルギを回復する「スナップオフ」ダ
イオードを使う装置かもしれない。得られる信号のスペ
クトル幅が非常に広いために、例えば、２Ｆ等の、所望
の周波数の高調波を引き出すために、信号はフィルタを
通さなければならない。　　この種の装置の主な欠点は
、導入されるノイズレベルが比較的高く、そして低ノイ
ズアプリケーションに適さないことにある。

【０００８】信号の周波数を増大させるために用いられ
る他の方法は、それ自体を逓倍した周波数Ｆの入力信号
が、その振幅が入力信号の振幅の２乗に等しく、周波数
が２倍である信号を提供するという事実を利用する。信
号をそれ自体に逓倍することが、周波数を倍増すること
を可能にするため、数十のＧＨｚの信号は、数十のＭＨ
ｚの低周波数信号から得ることができる。

【０００９】例えば、同じ周波数を有する２つの同一信
号を受け取るミキサを使えるが、逓倍動作が線形でなく
かつ２次高調波が生成される唯一の高調波でもないので
、スペクトルは不必要に増やされる。

【００１０】他のタイプの周波数倍増装置が図１に示さ
れている。この図は、全波整流を用いる周波数倍増装置
を示している。

【００１１】周波数Ｆの入力正弦波信号Ｖｅ　は変圧器
１２の１次巻線で装置の入力に印加され、変圧器１２の
出力はそのカソードが接地されているダイオードＤのア
ノードに接続された変圧器１２の２次側の中間点に関し
て対称差動である。コンデンサＣは、ダイオードＤに並
列に接続されており、これら２つの部品は変圧器１２の
２次側の中間点のダイオードのしきい値電圧に等しい電
圧を保持するために協働する。ダイオードＤは、抵抗Ｒ
を介する電圧＋Ｖの電流によって付勢される。変圧器１
２の対称差動出力端子の各々は、バイポーラトランジス
タＴ１　及びＴ２　のベースに接続されている。トラン
ジスタＴ１　及びＴ２　のエミッタはアースに接続され
、かつそれらのコレクタは、負荷抵抗Ｒｃに接続される
。２つのトランジスタＴ１　及びＴ２　の共通点（点Ａ
）は、フィルタ１０の入力に接続されている。フィルタ
１０の出力信号ＶＢは、周波数が２Ｆの正弦波信号であ
る。

【００１２】この周波数倍増装置は、以下のように動作
する。トランジスタＴ１　及びＴ２　のベースに印加さ
れた信号は、逆位相である。このため、各トランジスタ
は交互に入力信号を増幅するが、この間、他方のトラン
ジスタは非導通である。ダイオードＤ及びコンデンサＣ
は、それらのＶｂｅを補償するためにトランジスタのし
きい値を変化させる。このダイオードのしきい値電圧は
、一般的に約０．６〜０．７ボルトである。周波数倍増
装置の動作は、このため、Ｂ級のプッシュプル動作（対
称的）である。トランジスタＴ１　及びＴ２　が半周期
の正弦波を交互に発生するため、点Ａでの信号Ｖａ　は
並列の整流された正弦波状の半周期から形成される。正
弦波の隣り合う半周期間の結合は急激であり、信号Ｖａ
　は非常に高い周波数スペクトルを帯びたスイッチング
点１１を有している。フィルタ１０は、基本周波数Ｆを
除去し周波数２Ｆの出力信号Ｖｂ　を提供する。エミッ
タが接地されておりかつトランジスタＴ１　及びＴ２　
のタイプに左右される（エミッタの動的抵抗値）ため、
この構成による利得は一定している。

【００１３】このタイプのいくつかのモジュールを直列
で使用することにより、第１モジュールがその出力で２
Ｆ、第２モジュールが４Ｆ、第３モジュールが８Ｆ等の
周波数を供給し、入力信号の周波数を大幅に高めること
を可能にする。

【００１４】にもかかわらず、全波整流が非常に豊富な
スペクトル（数ＧＨｚの線が１５０ＭＨｚのオーダの入
力信号Ｖｅ　に関して見られる）を有するスイッチング
点１１を生じるため、スペクトルを全体的に制御するこ
とは可能ではなくかつ漏れも見られ、これらが寄生現象
の原因となる。

【００１５】これらの寄生現象は、例えば、周波数倍増
装置のチェイン（直列接続）の一部であるユニットに装
置が取り付けられるとき、この装置を振動に対して敏感
にさせる。さらに、この寄生周波数は、装置に定常波を
生成することもありかつ機械的振動は、これらの波を変
調させることもある。出力信号Ｖｂ　の形状は、かなり
これにより影響される。

【００１６】さらに、高調波を選択するフィルタは、周
波数倍増装置のチェインを構成するユニットにより、少
なからぬ空間を占めているとともに、サイズの問題は、
このタイプの周波数倍増装置を用いた機器において共通
である。

【００１７】フィルタが、固定周波数に集中しているた
め、入力信号の周波数は、ほんの少ししか変更できない
。このため、周波数倍増装置のチェインから異なる出力
周波数を得ることを所望し、又は、チェインの入力周波
数の基本周波数Ｆを変えることを所望するならば、チェ
インの周波数倍増装置のフィルタ全体を変える必要があ
る。

【００１８】フィルタの存在から生じる付随的な欠点は
、この種の周波数倍増装置はコストが高いということで
ある。

【００１９】本発明の目的は、これらの欠陥を克服する
ことにある。

【００２０】より正確には、本発明の目的の１つは、高
調波をほとんど発生させない又は発生しても高次ではな
い周波数倍増装置を提供することにある（さらに、これ
らの高調波の振幅は小さい）。これにより、周波数２Ｆ
を選択するフィルタを必要としないか、又は、従来の技
術の電流状態で用いられるフィルタに比べてより選択的
でなくかつ高価でないフィルタを必要とする。

【００２１】本発明の他の目的は、非常に広い周波数帯
域、低周波数から数ＧＨｚまで、さらには数十ＧＨｚま
での帯域で動作することができるような周波数倍増装置
を提供することにある。

【００２２】本発明のさらに他の目的は、図１に関する
上記の周波数倍増装置の構造と同様の構造であり、現存
するこの種の周波数倍増装置を本発明の装置に適合させ
るべく簡単に改良され得る周波数倍増装置を提供するこ
とにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】以下に示される他の目的
に沿ったこれらの目的は、周波数Ｆの入力信号から１８
０゜の位相差を有する２つの信号が得られることを可能
にする位相シフト手段と、１８０゜の位相差を有する各
当該信号を増幅させる手段でありかつこの増幅された信
号を付加することによって周波数２Ｆの出力信号が形成
される増幅手段とを含んでおり、該増幅手段が、該増幅
された信号の振幅に実際的に比例して該増幅手段の利得
とするために該増幅手段の利得変化手段と協働するとい
う事実によって特徴づけられるタイプの、特に、マイク
ロ波帯域で動作する周波数倍増装置を用いることによっ
て達成される。

【００２４】利得を変化させる前記手段が、その動的抵
抗が印加される電圧によって変化するダイオードで、好
ましくは構成されている。

【００２５】有利には、前記増幅手段がバイポーラトラ
ンジスタで構成されている。

【００２６】本発明の１つの実施態様によると、１８０
゜の位相差を有する前記信号が、前記トランジスタのベ
ースに印加されており、該トランジスタのコレクタが互
いに接続され、かつ該ダイオードの１つのアノードに前
記トランジスタのエミッタが各々接続されているが、前
記ダイオードのカソードが、互に接続されている。

【００２７】有利には、前記トランジスタが、該トラン
ジスタのしきい値電圧が補償されることができる手段と
協働する。

【００２８】前記トランジスタの前記しきい値電圧の補
償手段がダイオードと好ましくは協働する。

【００２９】本発明の１つの実施態様によると、前記位
相シフト手段が、変圧器を備えており、この変圧器の１
次側が周波数Ｆの前記入力信号を受け、この変圧器の２
次側が２つの対称差動出力を有している。

【００３０】本発明の他の実施態様によると、前記位相
シフト手段が周波数Ｆの前記入力信号の１８０゜の位相
シフトを生成するモジュールを備えており、かつ前記モ
ジュールの出力及び入力が前記トランジスタのベースに
接続されている。

【００３１】前記バイポーラトランジスタ及び前記ダイ
オードが、好ましくは広帯域部品である。

【００３２】有利には、本発明による周波数倍増装置が
周波数逓倍チェインで用いられる。

【００３３】

【実施例】本発明の他の特性及び利点は、以下の簡単な
図で示される実施例の説明によってより明解になる。

【００３４】図１を参照して前述したように、周波数Ｆ
の入力正弦波信号の全波整流によって高調波を発生し、
かつ周波数２Ｆの信号がフィルタリングによって再生さ
れる。　　この種の装置の主な欠点は、高次スペクトル
の高調波がフィルタリングによって効果的に除去され得
ず、寄生現象を起こす原因となることにある。

【００３５】本発明は、出力フィルタを必要とせず、そ
の周波数が入力信号の２倍である正弦波形状の出力信号
を直接的に発生することを提供するものである。

【００３６】これが、入力信号を２乗するための線形動
作の実現化を本発明が目的としている理由である。

【００３７】数学的には、この動作は信号Ｖｅ　＝ｋ・
Ｖ・ｓｉｎｗｔを逓倍することからなる。ここで、ｗ＝
２・π・Ｆ、Ｆは信号Ｖｅ　自体の周波数である。

【００３８】従って、出力信号は、 　　Ｖ０　＝ｋ′Ｖ２　・ｓｉｎ２　ｗｔ＝ｋ′・Ｖ２
　（１−ｃｏｓ２ｗｔ）／　２となる。

【００３９】このため出力信号は、値がｋ′Ｖ２　／　
２である直流要素、及び値が（ｋ′Ｖ２　・ｃｏｓ２ｗ
ｔ）／　２である周波数２Ｆの要素からなる２つの要素
を含む。

【００４０】このため信号の自動逓倍は、リングミキサ
の状態と対して、大振幅の２次より高い周波数の発生を
避けるためにできるだけ線形でなければならない。

【００４１】図２は、本発明による周波数倍増器の好ま
しい実施例を示す。

【００４２】周波数Ｆを有する入力信号Ｖｅ　は、２つ
の対称差動出力を有する変圧器１２の１次側に印加され
る。変圧器１２の２次側の中間点は接地されている。こ
の回路は、正電圧＋Ｖ及び負電圧−Ｖによって付勢され
る。これらの電圧の絶対値は異なるかもしれない。変圧
器１２の各差動出力は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｔ１　及びＴ２　で構成された増幅手段のベースに接続
されている。トランジスタＴ１　及びＴ２　のコレクタ
は、同じ負荷抵抗Ｒｃ　に接続されている。トランジス
タは、増幅段が線形となるように適切に選ばれた零入力
電流によって極性を与えられる。２つの抵抗Ｒ１　及び
Ｒ２　は、トランジスタＴ１　及びＴ２　の平均電流を
規定する。

【００４３】本発明の目的の１つが、望ましくない周波
数を発生するスイッチング点を抑制することにあるため
、周波数倍増器は、２つのトランジスタのベースに印加
される信号Ｖｂ１及びＶｂ２がそれらの振幅の関数とし
て増幅されるようにトランジスタＴ１　及びＴ２　と協
働する利得変化手段を含んでいる。従って、この利得は
信号振幅に比例し、またＶｓ　／　Ｖｅ　＝Ｇ＝ｋ′Ｖ
ｅ　であるがゆえにＶｓ／　Ｖｅ　＝ｋ′Ｖｅ　となる
。

【００４４】本発明の好ましい実施例によると、利得変
化手段は２つのＰＩＮダイオードＤ１　及びＤ２　で構
成されており、これらダイオードの動的抵抗特性、即ち
印加電圧が増大する時にこの種のダイオードの動的抵抗
が減少するという特性を利用している。

【００４５】図２において、ダイオードＤ１　及びＤ２
　のアノードはトランジスタＴ１　及びＴ２　のエミッ
タに接続されており、それらのカソードは共に接続され
ている。 ダイオードＤ１　及びＤ２　は、適切に極性を与えられ
ており、これらダイオードのしきい値はＲ３　によって
極性を与えられたダイオードＤ３　によって制御される
。抵抗Ｒ１　及びＲ２　は、トランジスタＴ１　及びＴ
２　の平均電流を決定する。

【００４６】ダイオードＤ１　及びＤ２　の導通度は、
これらダイオードに印加される電圧が増すにつれて増大
する。ダイオードの動的抵抗が減少すると、増幅段の利
得が増大す。これにより、各トランジスタの利得は可変
となり、かつ動的抵抗が印加された電圧レベルによって
変化するダイオードＤ１　及びＤ２　の影響によって入
力信号Ｖｅ　のレベルに比例する。無負荷状態、即ち、
入力信号がまったく印加されていない状態において、Ｒ
１　及びＲ２　の端子に電圧は現れず、このため、印加
された信号のレベルだけがダイオードの動的抵抗を変化
させ、これにより段の利得を変化させる。動作中は、ダ
イオードはコンデンサＣが存在するがゆえに動的に接地
される。

【００４７】Ｔ１　及びＴ２　のコレクタの共通接続点
でサンプリングされる１次の出力信号（高調波を有さな
い）は、周波数Ｆの入力信号の２乗に比例し、従って、
出力信号の周波数は正に２Ｆである。出力にコンデンサ
（図示されていない）を直列に設けることによって、こ
の出力信号の直流電圧成分が除去される。

【００４８】他の実施例ももちろん可能である。例えば
、変圧器１２は、位相が入力信号の位相と逆の信号を得
るように予め定められた１８０゜の位相シフト回路によ
って置換することが可能である。この種の位相シフト回
路の入力及び出力は、トランジスタＴ１　及びＴ２　の
ベースにそれぞれ接続される。マジックＴとも呼ばれる
ハイブリッドＴは、入力信号の周波数がマイクロ波の導
波管を伝搬可能な場合に、この機能を置換えるために用
いられ得る。同じことがハイブリッドリングにも応用で
きる。

【００４９】トランジスタＴ１　及びＴ２　は、例えば
、ＰＮＰトランジスタであってもよい。この場合、特に
回路に印加される電圧とトランジスタの極性とを変更す
ることが必要である。

【００５０】Ｃ及びＤ３　によるダイオードＤ１　及び
Ｄ２　の電圧の前もって行う極性付けが、電流の極性付
けによってに置換されることが有利であり、これにより
ダイオードＤ３　が抑制される。この電流極性付けは、
電圧の極性付けによるよりも高い効率を有する周波数倍
増器を提供する。

【００５１】本発明の１つの実施例における抵抗Ｒ１　
及びＲ２　の値は、数ｋＷのオーダであり、コンデンサ
Ｃの値は入力信号Ｖｅ　の周波数Ｆに応じる。周波数Ｆ
が増大するにつれてコンデンサの容量は低下し、このた
めこの部品は、使用可能な周波数帯域を限定している。

【００５２】本発明による周波数倍増装置の動作は、非
導電状態のトランジスタから導通状態への通過が漸進的
に生じるＢ級動作である。

【００５３】図３は、トランジスタＴ１　及びＴ２　の
ベースに印加される信号Ｖｂ１及びＶｂ２、並びに本発
明による周波数倍増器の出力信号Ｖ０　を示す。信号Ｖ
ｂ１及びＶｂ２は、図２の変圧器１２によって供給され
かつ互いに逆位相である。

【００５４】図示されている出力信号Ｖｓ　は、例えば
、周波数倍増器の出力に直列に設けられたコンデンサに
よってその直流成分が抑制された信号に相当する。

【００５５】公知の周波数倍増器において高次の高調波
を発生する急激な電圧変動（図１のスイッチング点１１
）とは反対に、本発明によれば、出力信号は、１つの周
期から他の周期へと「静かに」通過する。この漸進的な
変動は、寄生高調波が発生するのを防止する。これは、
トランジスタのベースに印加される電圧が減少するにつ
れて導通トランジスタの利得を漸進的に減少させること
によって達成される。図３において、出力信号Ｖｓ　は
４つの連続的な時間周期へと分割される。

【００５６】周期３０の期間において、トランジスタＴ
２　のベースに印加される電圧Ｖｂ２は負であるが、電
圧Ｖｂ１は正でありかつ減少している。導通トランジス
タはＴ１　であるが、トランジスタＴ２　は非導通であ
る。Ｖｂ１が零電位に近づくために、トランジスタＴ１
　の利得は減少しかつダイオードＤ１　の動的抵抗は増
大する。Ｖｂ１が零電位に達する時に、トランジスタＴ
１　は導通を停止しトランジスタＴ２　が導通を開始す
るため、電圧Ｖｂ２は正となり増大する。

【００５７】周期３１の期間において、トランジスタＴ
１　は非導通であり、かつトランジスタＴ２　のベース
に印加される信号Ｖｂ２を漸進的に増幅させる。その増
幅率は信号Ｖｂ２が増大するにつれてより大きくなる。 Ｖｂ２が減少しかつ零電位に近づくとき、ダイオードＤ
２　の動的抵抗の変動結果として、トランジスタＴ２　
の利得はＶｂ２に対して線形に低下する。Ｖｂ１が零電
位に達したとき、トランジスタＴ２　が導通を停止し、
かつトランジスタＴ１が導通を開始する（周期３２）。 この周期は、この場合、Ｔ１　が非導通でＴ２　が導通
である周期３３とともに継続し、さらに入力電圧Ｖｅ　
が消滅するまで続く。

【００５８】これにより、入力信号Ｖｅ　の半周期の期
間、即ち入力信号Ｖｅ　が零を通る瞬間に対応する１半
周期の初めと終りにおいて、各トランジスタＴ１　及び
Ｔ２　が導通するのが見られる。この瞬間、２つのトラ
ンジスタＴ１　及びＴ２　が零の利得を有しかつ水平接
線３４においてスイッチングが生じる。このスイッチン
グ点は、前述のスイッチング点１１（図１）に対応する
。

【００５９】図３との相関関係において、図４はトラン
ジスタＴ１　及びＴ２　の出力信号を示している。

【００６０】信号４０はトランジスタＴ１　のコレクタ
に生じる信号であり、信号４１はトランジスタＴ２　の
コレクタに生じる信号である。２つのトランジスタのう
ちの１つが導通を終了した時にそれは非導通状態である
が、他方のトランジスタは導通する。２つのトランジス
タＴ１　及びＴ２　が接続されているため、出力信号は
直流成分も含んでいる。この成分は、例えば出力に直列
に取り付けられるコンデンサを用いた簡単なフィルタリ
ングによって除去され得る。

【００６１】２つの増幅チャネルは完全に独立しており
、各トランジスタは他方がその動作に全くいかなる影響
をも受けずに１半周期の期間中、動作する。

【００６２】トランジスタＴ１　及びＴ２　は、有利に
はペアトランジスタ、即ち同じ特性を有するトランジス
タである。このため、これらのトランジスタの一方の導
通の終りは他方のトランジスタの導通の始まりに相応し
、また、その増幅率も同じである。ダイオードに関して
も同様のことが当てはまり、その動的抵抗は、トランジ
スタを漸進的に導通させかつ非導通とさせるために用い
られる電圧（ＰＩＮダイオード）の関数として変化する
。

【００６３】用いられるトランジスタ及びダイオードの
特性は、要求される動作周波数の関数である。入力信号
の周波数Ｆが増大するにつれて、トランジスタＴ１　及
びＴ２　並びにダイオードＤ１　及びＤ２はより高速と
なるべきである。

【００６４】本発明の周波数倍増器の利点の１つは、出
力信号Ｖｓ　のエネルギが入力信号Ｖｅ　のエネルギに
ほぼ等しい、即ちこの倍増器が優れた効率を有すること
である。これは同じ特性を有するいくつかの段がカスケ
ード接続されることを可能とし、かつトランジスタ及び
ダイオードの特性は、当然、各段の動作周波数の関数と
して適用される。

【００６５】高調波のための選択フィルタは、トランジ
スタによる導通の漸進的な立上がりのために要求されな
い。フィルタを使用しない出力信号は、周波数２Ｆの振
幅よりも小さい少なくとも２５ｄＢの振幅を有する高調
波となる。出力信号の形状は、ほぼ正弦波である。

【００６６】入力信号Ｖｅ　は、当然正弦波では有り得
ず、例えば、鋸波や矩形波等となり得る。

【００６７】本発明による周波数倍増器の適用の分野は
数多くある。例えば、周波数基準、測定合成器（固定周
波数発生器）、ネットワークアナライザ、周波数メータ
、レーダ、遠隔通信送信及び受信、スペクトルアナライ
ザ、並びに振幅及びスペクトルの特性（ノイズ、高調波
）について電波周波数を効率的に倍増すべきところにお
いて用いられ得る。

【００６８】さらに、フィルタを要求しない適用例にお
いて、本発明による周波数倍増器はスペースが問題とな
る場合に有利に使用され、ＭＭＩＣ（モノリシックマイ
クロ波集積回路）で使用する装置で容易に実施されるか
もしれない。

【００６９】このフィルタの不在は、計算された周波数
とは異なる周波数で本発明による周波数倍増器を用いる
ことを特に可能とするが、同時に入力周波数帯域内にあ
ることが、優れた特性の倍増周波数を有する出力信号に
発生させる。周波数倍増装置のチェイン全体を変更する
ことなく、出力周波数の所与の変化が望まれる場合にこ
れは有用な特徴である。

【００７０】さらに、その構造が従来技術（図１）の現
在のものに類似しており、現存の周波数倍増器を、本発
明に適合するように簡単に改良することができる。他の
倍増器の置換又は補足のように、あらゆる現存の周波数
倍増装置チェインにおいて本発明を統合させることは当
然可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】　　全波整流によって機能する周波数倍増装置
の公知のタイプを示す回路図である。

【図２】　　本発明による周波数倍増装置の好ましい実
施例を示す回路図である。

【図３】　　トランジスタＴ１　及びＴ２　のベースに
印加される信号と本発明による周波数倍増装置からの出
力信号とを示す波形図である。

【図４】　　図３と相関関係にあるトランジスタＴ１　
及びＴ２　からの出力信号を示す波形図である。

【符号の説明】

１０　　フィルタ １１　　スイッチング点 １２　　変圧器 Ｃ　　コンデンサ Ｄ１　、Ｄ２　、Ｄ３　　　ダイオードＲ１　、Ｒ２　
、Ｒ３　　　抵抗 Ｔ１　、Ｔ２　　　トランジスタ

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　入力信号Ｖｅ　から１８０゜の位相差
   を有する周波数Ｆの２つの信号Ｖｂ１及びＶｂ２を発生
   可能な位相シフト手段を含んでいるタイプであり、周波
   数Ｆの周期的入力信号Ｖｅ　を受け取って該入力信号Ｖ
   ｅ　の周波数の２倍である周波数２Ｆの出力信号Ｖｓ　
   を発生する特にマイクロ波帯域で動作する周波数倍増装
   置であって、出力信号Ｖｓ　を供給する同一の出力に共
   に接続された２つの増幅器Ｔ１　及びＴ２　を含んでお
   り、各増幅器が、前記周期的入力信号の１方の半周期の
   間は利得零であり、該周期的入力信号の他方の半周期の
   間に前記入力信号に比例して利得を変化させる手段を有
   しており、前記増幅器Ｔ１が第１信号Ｖｂ１を受け取り
   、前記増幅器Ｔ２　が第２信号Ｖｂ２を受け取ることを
   特徴とする周波数倍増装置。
2. 【請求項２】　　利得を変化させる前記手段が、動的抵
   抗が印加される電圧によって変化するダイオードからな
   ることを特徴とする請求項１に記載の周波数倍増装置。
3. 【請求項３】　　前記増幅手段が、バイポーラトランジ
   スタからなることを特徴とする請求項１に記載の周波数
   倍増装置。
4. 【請求項４】　　１８０゜の位相差を有する前記信号が
   前記トランジスタのベースに印加されており、該トラン
   ジスタのコレクタが互いに接続されており、該トランジ
   スタのエミッタが各々前記ダイオードのアノードに接続
   されており、該ダイオードのカソードが互いに接続され
   ていることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項
   に記載の周波数倍増装置。
5. 【請求項５】　　前記トランジスタが、該トランジスタ
   のしきい値電圧を補償する手段と協働することを特徴と
   する請求項３又は４に記載の周波数倍増装置。
6. 【請求項６】　　前記トランジスタのしきい値電圧を補
   償する前記手段が、ダイオードと協働することを特徴と
   する請求項５に記載の周波数倍増装置。
7. 【請求項７】　　前記位相シフト手段が、１次側が周波
   数Ｆの前記入力信号を受け取り、２次側が２つの対称差
   動出力を含んでいる変圧器からなることを特徴とする請
   求項１に記載の周波数倍増装置。
8. 【請求項８】　　前記位相シフト手段が、周波数Ｆの前
   記入力信号の位相を１８０゜シフトするモジュールから
   なり、該位相シフトモジュールの入力及び出力が前記ト
   ランジスタのベースにそれぞれ接続されていることを特
   徴とする請求項１、３から７のいずれか１項に記載の周
   波数倍増装置。
9. 【請求項９】　　前記トランジスタ及び前記ダイオード
   が、広帯域部品であることを特徴とする請求項２から６
   のいずれか１項に記載の周波数倍増装置。
10. 【請求項１０】　　請求項１から９のいずれか１項に記
    載の少なくとも１つの周波数倍増装置を含んでいること
    を特徴とする周波数逓倍チェイン。