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Die Erfindung betrifft eine Analog-Digital-Wandlervorrichtung, welche einen
differentiellen Eingang und einen digitalen Ausgang besitzt und geeignet ist, ein relativ
niedrigfrequentes differentielles Eingangssignal in ein digitales Ausgangssignal
umzuwandeln, wobei die Vorrichtung eine Reihenschaltung aus einer
Zerhackerschaltung, einer Differenzverstärkerschaltung, einer Enthackerschaltung (Dechopper-
Circuit) und einer Analog-Digital-Wandlerschaltung beinhaltet, die
Zerhackerschaltung und die Enthackerschaltung mit einer gleichen ersten Taktfrequenz
betrieben werden, die Analog-Digital-Wandlerschaltung mit einer zweiten
Taktfrequenz betrieben wird, und die erste Taktfrequenz (CLK) gleich der zweiten
Taktfrequenz oder einem Vielfachen von dieser ist.
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In einer solchen Analog-Digital-Wandlervorrichtung zerhackt die
Zerhackerschaltung das niederfrequente differentielle Eingangssignal mit einer Frequenz, welcher
höher ist als die höchste Frequenz des Eingangssignals. Die
Difibrenzverstärkerschaltung verstärkt darin das auf diese Weise erhaltene zerhackte Signal, während
die Enthackerschaltung, die mit der gleichen Frequenz wie die Zerhackerschaltung
betrieben wird, die Frequenz des verstärkten zerhackten Signals wieder in die
niedrigere Frequenz des Eingangssignals umwandelt. Das verstärkte Eingangssignal
wird dann der Analog-Digital-Wandlerschaltung zugeführt, welche es in ein
digitales Signal oder Wort umwandelt.
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Eine solche Vorrichtung ist bereits bekannt, z. B. von der UK-Patentanmeldung GB
2 256 551 "Switched capacitor integrator with chopper stabilization pefformed at
the sampling rate". Dabei offenbaren die Fig. 4B und 7 zusammen eine
Zerhackerstabilisierte Analog-Digital-Wandlervorrichtung, die einen Differenzverstärker mit
einer Zerhackerschaltung an ihrem Eingang und einer Enthackerschaltung an ihrem
Ausgang besitzt. Wie weiter in diesem Dokument angegeben, gibt es
Ausführungsformen, bei welchen die der zweiten Frequenz entsprechende Abtastfrequenz der
Wandlereinrichtung gleich der Zerhackerfrequenz oder gleich der
Zerhackerfrequenz geteilt durch eine positive ganze Zahl ist.
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Es ist ebenfalls Stand der Technik, daß jede Verstärkerschaltung eine Offset-
Gleichspannung besitzt, welche zusammen mit dem an ihrem Eingang liegenden
Nutzsignal verstärkt wird.
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Die Offset-Gleichspannung verursacht kein Problem in einer Vorrichtung, bei der
die Amplitude des Eingangssignals so hoch ist, daß die störende Offset-
Gleichspannung das Nutzsignal nicht verzerrt.
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Jedoch sollte, falls ein Eingangssignal sehr geringer Amplitude umgewandelt
werden muß, der erforderliche Verstärkungsfaktor der Differenzverstärkerschaltung viel
größer sein, z. B. in der Größenordnung von 300. Die Differenzverstärkerschaltung
enthält dann im allgemeinen mehrere Verstärkerstufen, und das in jeder
Verstärkerstufe erzeugte Offset-Signal wird mit dem Verstärkungsfaktor dieser Stufe verstärkt.
Bedingt durch den großen Gesamtverstärkungsfaktor der
Differenzverstärkerschaltung kann das störende Offset-Signal eine nicht zulässige Amplitude erreichen und
die Verstärkerschaltung sättigen, wodurch das verstärkte Nutzsignal verzerrt wird.
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Außerdem wandelt die Enthackerschaltung, während sie die Frequenz des
verstärkten zerhackten Signals in die niedrige Frequenz des Eingangssignals
umwandelt, auch die Frequenz des Offset-Signals in die Zerhackerfrequenz um. Dieses
Offset-Signal, welches relativ große Amplitude und Zerhackerfrequenz aufweist,
sättigt dann möglicherweise auch die Analog-Digital-Wandlerschaltung, an welcher
es anliegt.
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Diese Probleme wurden in dem obigen Dokument des Standes der Technik nicht
erwähnt.
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Im US-Patent 4 048 574, Spalte 5, Zeilen 22 bis 33, wird das Offset-Problem
mittels eines nach dem Verstärker angeordneten Hochpaßfilters gelöst.
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Hochpaßfilter, welche sich zwischen den Verstärkerstufen befinden oder, im Fall
von lediglich einer einzigen Stufe, einem Verstärker nachgeschaltet sind, dienen
dazu, zu verhindern, daß niederfrequente Störsignale, wie etwa die Offset-
Gleichspannung oder das 1/f-Rauschen, von einer Verstärkerstufe zur anderen
übertragen wird, jedoch zu ermöglichen, daß eine solche Übertragung für das auf
die höhere Zerhackerfrequenz gewandelte Nutzsignal erfolgt.
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Jedoch haben derartige Hochpaßfilter auf dem Chip hohen Platzbedarf. Aufgrund
eben dieses Platzbedarfes kann ein herkömmlicher Koppelkondensator, wie der in
der erwähnten US-Patentanmeldung 4 048 574 gezeigte, nicht verwendet werden.
Außerdem unterliegen sie einem temperaturbedingten 'Wandern' und
technologiebedingten Veränderungen, und beeinflussen zusätzlich die Stufenantwort der
Verstärkerstufen negativ.
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Tatsächlich ist es, da das Signal am Ausgang der Entzerrerschaltung ein
umgesetztes, d. h. gewandeltes, verstärktes Ausgangssignal von Rechteckwellenform ist und
dieses umgesetzte Signal durch die Analog-Digital-Wandlerschaltung in ein digitales
Ausgangssignal oder Wort transformiert werden muß, wichtig, daß die Ecken der
Impulse des zerhackten Signals einen niedrigen Abschneidwert besitzen. Jede
Deformierung der Rechteckform dieser Impulse, z. B. bedingt durch Filtern mit einem
Hochpaß, tritt ebenfalls im neu umgesetzten Signal auf, d. h. im Signal, welches
dem Eingang der Analog-Digital-Wandlerschaltung zugeführt wird. Demzufolge
wird ein Wandlungsfehler in das digitale Ausgangssignal eingebracht.
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Dieses Problem steht in Zusammenhang mit einem zweiten Problem der Analog-
Digital-Wandlervorrichtung, welches in der Tatsache besteht, daß das
Vorhandensein von Zerhacker- und Enthackerschaltungen zu am digitalen Ausgang
auftretenden störenden Frequenzkomponenten filtert. Diese störenden
Frequenzkomponenten müssen eliminiert werden.
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Im bekannten Fall eines vernachlässigbaren Offset-Signals können die störenden
Frequenzen z. B. durch ein digitales Tiefpaßfilter elimininiert werden, welches sich
am Ausgang der Analog-Digital-Wandlerschaltung befindet.
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Im Fall eines kleineren Eingangssignals, d. h. eines Eingangssignals mit geringerer
Amplitude, und somit einer Verstärkerschaltung mit höherem Verstärkungsfaktor
besteht eine bekannte Lösung zur Eliminierung der störenden Frequenzen darin,
ein sogenanntes Anti-Aliasing-Filter zwischen der Enthackerschaltung und der
Analog-Digital-Wandlerschaltung vorzusehen. Ein solches Anti-Aliasing-Filter ist
ein Tiefpaßfilter, welches Störsignale hoher Amplitude entfernt, deren Frequenz
oberhalb eines vorbestimmten Frequenzwerts liegt, welcher im allgemeinen gleich
der Hälfte der Arbeitsfrequenz der Analog-Digital-Wandlerschaltung ist. Diese
Lösung ist beispielsweise beschrieben im Dokument "High performance analog
interfaces for digital signal processors" von F. Op't Eynde, November 1990,
veröffentlicht von K. U. L. (Katholieke Universiteit Leuven/Belgien), und insbesondere
auf den Seiten 102 bis 105 von Kapitel 3 von diesem: "Oversampled A-to D and
Dto A converters", wobei auf dieses Dokument nachfolgend als Dokument [1] Bezug
genommen wird.
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Auch wenn ein Anti-Aliasing-Filter verhindert, daß die Analog-Digital-
Wandlerschaltung durch die Störsignale hoher Amplitude gesättigt wird, bringt es
jedoch eine zusätzliche Offset-Spannung ein, die wiederum eliminiert werden muß
und deren genaue Reproduktion nicht ohne weiteres zu bewerkstelligen ist, wenn es
in einen elektronischen Chip integriert ist. Die Verwendung eines Anti-Aliasing-
Filters wird daher vorzugsweise vermieden.
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Nichtsdestoweniger besitzt, da die Beziehung zwischen der ersten und der zweiten
Taktfrequenz, welche bereits im zuerst erwähnten Dokument des Standes der
Technik, UK-Patentanmeldung 2 256 551 vorhanden war, der Fehler an den Ecken der
Impulse des neu umgesetzten, d. h. gewandelten und verstärkten Signals keinen
negativen Einfluß mehr auf das digitale Ausgangssignal der Analog-Digital-
Wandlerschaltung. Tatsächlich nimmt die Wandlerschaltung, da dieser Fehler für
jeden Impuls im wesentlichen gleich ist und da sie mit der
Zerhacker/Enthackerfrequenz oder mit einem Untervielfachen von dieser arbeitet, immer
eine Abtastung bei der gleichen Position innerhalb dieser Impulse vor. Der durch
die Zerhack- und Enthackoperation in das gewandelte Signal eingebrachte Fehler
wird auf diese Weise automatisch minimiert, ohne daß die Verwendung irgendeines
Filters erforderlich wäre. Das Problem von störenden Frequenzkomponenten wird
dadurch eliminiert.
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Ein Ziel der Erfindung ist, eine Analog-Digital-Wandlervorrichtung der obigen
bekannten Art bereitzustellen, welche jedoch geeignet ist, Eingangssignale von
relativ geringer Amplitude umzuwandeln, und bei der Störsignale, wie etwa das
Offset-Gleichspannungssignal, unterdrückt werden, ohne daß einen hohen
Platzbedarf besitzende Hochpaßfilter zwischen den Verstärkerstufen verwendet werden.
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Gemäß der Erfindung wird dieses Ziel bedingt durch die Tatsache erreicht, daß die
Differenzverstärkerschaltung mindestens eine Verstärkerstufe beinhaltet, bei
welcher es sich um eine Hochpaß-Differenzverstärkerschaltung handelt.
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Indem sie als Hochpaßfilter wirkt, unterdrückt jede Verstärkerstufe für sich
niederfrequente Störsignale, verstärkt jedoch das durch sie hindurchgehende Nutzsignal.
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Weitere charakteristische Merkmale der Erfindung sind, daß die Hochpaß-
Verstärkerschaltung ein Paar von Verstärkergliedern beinhaltet, von denen jedes
einen zugehörigen separaten Negativ-Rückführkreis besitzt, welcher ein
Tiefpaßfilter beinhaltet, daß der Negativ-Rückführkreis weiter einen Spannungsteiler
beinhaltet, und daß das Tiefpaßfilter eine Integratorschaltung ist, bei der ein Ausgang
über den Spannungsteiler mit einem Eingang des zugehörigen Verstärkergliedes
verbunden ist.
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Auf diese Weise skaliert der Spannungsteiler den Pol der Integratorschaltung und
somit die Funktion des Hochpaßfilters der Verstärkerstufe.
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Ein weiteres charakteristisches Merkmal der Erfindung ist, daß der Spannungsteiler
eine Reihenschaltung von zwei Widerständen beinhaltet, deren Verbindungspunkt
mit einem Eingang des Verstärkergliedes verbunden ist, und daß die zwei
Spannungsteiler der Verstärkerstufe bei einem gemeinsamen erdfreien Anschluß
miteinander verbunden sind.
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Dank dieses gemeinsamen erdfreien Anschlusses wird ein eventuell in der
Vorrichtung auftretendes störendes Gleichtaktsignal eliminiert. Tatsächlich arbeitet die
Rückführschaltung dann so als ob der Ausgang der Integratorschaltung nicht durch
den Spannungsteiler gedämpft würde, d. h. als ob es keinen Spannungsteiler gäbe.
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Die oben erwähnten und weitere Ziele und Merkmale der Erfindung werden
offensichtlicher und die Erfindung selber läßt sich besser verstehen, indem Bezug
genommen wird auf die folgende Beschreibung einer Ausführungsform, in
Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen, welche zeigen:
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Fig. 1 eine Analog-Digital-Wandlervorrichtung ADD gemäß der
Erfindung;
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Fig. 2 ein Taktsignal CLK, welches in der Analog-Digital-
Wandlervorrichtung ADD von Fig. 1 verwendet wird;
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Fig. 3 eine schematische Ansicht einer Verstärkerstufe AS, welche im
Differenzverstärker AMP der Vorrichtung ADD von Fig. 1 enthalten
ist; und
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Fig. 4 bis 6 Signale, welche in der Analog-Digital-Wandlervorrichtung ADD von
Fig. 1 auftreten.
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Die in Fig. 1 gezeigte Analog-Digital-Wandlervorrichtung ADD kann in
Anwendungen verwandt werden, bei denen ein differentielles analoges Eingangssignal sehr
niedriger Amplitude und geringer Frequenz in ein digitales Ausgangssignal oder
Wort umgewandelt werden muß. Die Vorrichtung ADD beinhaltet daher
offensichtlich einen Analog-Digital-Wandler ADC, der zwischen einen differentiellen
Eingang mit den Anschlüssen IN1/IN2 und einen digitalen Einzel-
Ausgangsanschluß DOUT geschaltet ist.
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Im allgemeinen muß das analoge Eingangssignal, welches am Eingang eines
solchen Wandlers ADC anliegt, eine Amplitude aufweisen, welche höchsten zwischen
+ 1 und -1 Volt schwankt, damit eine Umwandlung in ein digitales Signal oder Wort
von z. B. 15 Bit möglich ist. Aus diesem Grund muß das kleine analoge
Eingangssignal stark verstärkt werden, bevor es an das ADC angelegt wird. Daher wird
dieses differentielle Eingangssignal, dessen Frequenz von Gleichstrom
(einschließlich) bis ungefähr 100 Hz schwanken darf und welches nachfolgend als
"Gleichstromsignal" bezeichnet wird, zuerst zerhackt, d. h. durch eine Zerhackerschaltung
CHP mit einer Rechteckwelle moduliert. Das erhaltene zerhackte Signal wird dann
durch einen Differenzverstärker AMP verstärkt und seine Frequenz durch eine
Enthackerschaltung DCH schließlich zurück auf ihren Anfangswert gebracht, bevor sie
an den Wandler ADC angelegt wird.
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Zusätzlich zur Reihenschaltung von CHP, AMP, DCH und ADC, beinhaltet ADD
weiter einen Taktgenerator CKG.
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Der Taktgenerator CKG erzeugt ein 64 kHz Taktsignal CLK, welches an CHP,
DCH und ADC angelegt wird, um diese zu steuern.
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Es sei darauf hingewiesen, daß in dem folgenden Teil der Beschreibung und in den
Zeichnungen das gleiche Taktsignal CLK, wie in Fig. 2 gezeigt, an CHP, DCH und
ADC angelegt wird. Jedoch ist es, wie später klar werden wird, ausreichend, daß
die Frequenz des an CHP und DCH angelegten Taktsignals ein Mehrfaches der
Frequenz des an ADC angelegten Taktsignals ist.
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Die Zerhackerschaltung CHP besitzt den differentiellen Eingang mit den
Anschlüssen IN1/IN2 der Vorrichtung ADD und erzeugt, gesteuert durch das Taktsignal
CLK ein zerhacktes Signal an einem differentiellen Ausgang mit den Anschlüssen
N1/N2. Das zerhackte Signal ist im wesentlichen eine mit dem Gleichspannungs-
Eingangssignal modulierte Blockwelle und besitzt eine Frequenz von 32 kHz.
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Die Zerhackerschaltung CHP besitzt herkömmlichen Aufbau und wird daher hier
nicht detailliert beschrieben. Informationen über Zerhackerschaltungen können
beispielsweise im Buch "Pulse, Digital and Switching Waveforms" von J. Millman
und H. Taub, veröffentlicht von McGraw-Hill Book Commpany (International
Student Edition, 1965) und insbesondere in den Abschnitten 17-13 bis 17-18 von
diesem auf den Seiten 647 bis 658 gefunden werden.
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Der Ausgang N1/N2 von CHP ist mit dem differentiellen Eingang gleichen Namens
des Differenzverstärkers AMP verbunden. Dieser Verstärker AMP kann aus einer
einzelnen AC-Verstärkerstufe bestehen, da jedoch sein Verstärkungsfaktor sehr hoch
sein muß, werden mehrere in Reihe geschaltete Verstärkerstufen bevorzugt.
Zwischen seinem differentiellen Eingang N1/N2 und seinem differentiellen Ausgang
P1/P2 beinhaltet AMP daher verschiedene Differenzverstärkerstufen ähnlich dem in
Fig. 3 dargestellten AS.
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Die Differenzverstärkerstufe AS besitzt einen mit dem Eingang N1/N2 von AMP
verbundenen differentiellen Eingangsanschluß I1/I2 und einen mit dem Ausgang
N1/N2 von AMP verbundenen differentiellen Ausgang O1/O2. Die
Differenzverstärkerstufe AS ist symmetrisch und beinhaltet zwei komplementäre Teile, von
denen jeder einen Verstärkerabschnitt und eine Tiefpaßfilter-Rückführschaltung
beinhaltet. Der erste Teil enthält die Operationsverstärker A1 und V1, Widerstände
R11 bis R15 und den Kondensator C1, hingegen enthält der zweite Teil die
Operationsverstärker A2 und V2, Widerstände R21 bis R25 und den Kondensator C2.
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Da AS ein symmetrischer Differenzverstärker ist, sind seine beiden Teile identisch
und lediglich einer von diesen, und zwar hier der erste, wird nachfolgend
beschrieben.
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Das Verstärkungsglied weist auf: den Operationsverstärker A1, einen Widerstand
R11, der als Eingangswiderstand von A1 zwischen den Eingang 11 und den
invertierenden Eingang (-) von A1 geschaltet ist, und den Negativ-Rückführ-Widerstand
R12, der zwischen den Ausgang von A1 und seinen invertierenden Eingang
geschaltet ist, wobei der Ausgang von A1 weiter ebenfalls mit dem Ausgang O1 von
AS verbunden ist.
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Die Tiefpaßfilter-Rückführ-Schaltung weist auf: den Operationsverstärker V1,
dessen nicht-invertierender Eingang (+) geerdet ist, einen Widerstand R13, der
zwischen den Ausgang von A1 und den invertierenden Eingang (-) von V1 geschaltet
ist, einen Kondensator C1, der parallel zu V1 zwischen seinen Ausgang und seinen
invertierenden Eingang geschaltet ist, und einen Spannungsteiler, der durch die
Reihenschaltung der Widerstände R14 und R15, welche zwischen den Ausgang von
V1 und einen Anschluß COM geschaltet sind, bei welchem es sich um einen
erdfreien, jedoch gemeinsamen Anschluß für die beiden Teile von AS handelt. Der
Verbindungspunkt von R14 und R15 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang (+)
von A1 verbunden.
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Bei dieser Tiefpaßfilter-Rückführ-Schaltung handelt es sich um eine
Integratorschaltung, bei der sich die Verstärkerstufe AS wie ein Hochpaßfilter verhält.
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Im vorliegenden Fall, bei dem das Gleichstrom-Eingangssignal bezüglich der jedem
Verstärker inhärenten, störenden Offset-Gleichspannung sehr klein ist, ist ein
Hochpaßfiltern sehr wichtig, da es dieses Störsignal eliminiert, wie nachstehend
erläutert wird.
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In der Verstärkerstufe AS wird die Offset-Gleichspannung, welche in dem gleichen
niederfrequenten Bereich wie das Gleichstrom-Eingangssignal liegt, zusammen mit
dem Nutzsignal verstärkt, d. h. mit dem zerhackten Gleichstromsignal, da es jedoch
größer ist, kann es einen negativen Effekt auf dieses haben. Wenn dieses verstärkte
Störsignal von einer Stufe des Differenzverstärkers AMP zur anderen übertragen
wird, könnte dies zu dessen Sättigung führen und inakzeptable Fehler in das
Ausgangssignal oder Wort einbringen.
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Dieser Nachteil wird durch das Hochpaßfilter vermieden, bei welchem es lediglich
erforderlich ist, daß es einen Pol besitzt, der sich bei einer Frequenz zwischen der
Gleichspannung und der Zerhackerfrequenz befindet, d. h. 32 kHz. Alle
Störsignale von einer Frequenz, die sich unterhalb dieses Pols befindet, werden so
eliminiert, hingegen wird das durch die Zerhackerschaltung CHP auf 32 kHz umgesetzte
Nutzsignal durch das Filter nicht gedämpft. Lediglich dieses Nutzsignal wird daher
verstärkt und von einer Stufe des Differenzverstärkers AMP zu anderen übertragen.
Außerdem täuscht die Verwendung eines Spannungsteilers in der
Integratorschaltung einen viel größeren Kondensator als C1 vor. Demzufolge wird der Platz, der
von der Integratorschaltung auf dem elektronischen Chip belegt wird, in welchen
sie integriert ist, vermindert.
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Die Frequenz von Verstärkungsfaktor Eins der Integratorschaltung, und somit der
Pol des Hochpaßfilters, wird durch den Spannungsteiler R14-R15 skaliert, welcher
die Integratorschaltung mit dem Verstärkerglied verbindet. Dieser Spannungsteiler
schränkt den Dynamikbereich des niederfrequenten Rückführsignals stark ein.
Tatsächlich ist die maximale Amplitude der Rückführung die maximale
Ausgangsspannung der Integratorschaltung geteilt durch den Faktor der Spannungsteilung.
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Wenn der Differenzverstärker AMP mehrere Stufen besitzt, ist ein Hochpaßfiltern
in ihrer ersten Stufe oder ihren ersten Stufen besonders nützlich, da dort das
zerhackte Signal noch relativ niedrig ist. Aus diesem Grund wird bevorzugt, die
Verstärkerstufe AS zumindest in der ersten Stufe/den ersten Stufen des
Differenzverstärkers AMP zu verwenden.
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Bei der vollständigen differentiellen Implementierung der Verstärkerstufe AS wird
auch dessen Gleichtakt-Verhalten Beachtung geschenkt. Ein Gleichtakt-Signal darf
den Dynamikbereich des zerhackten Nutzsignals nicht einschränken. Zu diesem
Zweck und wie bereits erwähnt, ist der gemeinsame Anschluß COM der
Spannungsteiler R14-RIS und R24-R25 erdfrei. Daher fließt bei einem Gleichtakt-
Signal kein Strom in den Spannungsteilern und die Spannung am gemeinsamen
Anschluß COM folgt dem Gleichtakt-Signal an den Eingängen. Dies bedeutet, daß
bei einem Gleichtakt-Signal die Rückführschaltung so arbeitet, als wenn der
Ausgang der Integratorschaltung durch den Spannungsteiler nicht gedämpft würde, d. h.
als wenn es keinen Spannungsteiler gäbe. Gleichtakt- und Differentialsignale
werden auf diese Weise gleichzeitig, jedoch mit unterschiedlicher Charakteristik
gefiltert, d. h. mit unterschiedlichem Pol und unterschiedlicher Dämpfung, so daß große
niederfrequente Komponenten eines Gleichtakt-Signals gedämpft werden, hingegen
kleine niederfrequente Komponenten des Differentialsignals immer noch
herausgefiltert werden.
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Mit anderen Worten verkleinern niederfrequente Komponenten eines Gleichtakt-
Signals lediglich geringfügig dem Dynamikbereich von niederfrequenten
Komponenten eines Differentialsignals, welche herausgefiltert werden, und das Gleichtakt-
Signal wird durch das Hochpaßfilter stärker gefiltert als das Differentialnutzsignal,
jedoch mit einem höheren Pol, der durch den Spannungsteiler bestimmt ist, welcher
auf die Kennlinie der Integratorschaltung keinen Einfluß mehr hat.
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Die Ausgänge P1/P2 des Differenzverstärkers AMP sind mit differentiellen
Eingängen gleichen Namens der Enthackerschaltung DCH verbunden. Ähnlich zur
Zerhackerschaltung CHP arbeitet die Enthackerschaltung DCH gesteuert durch das
Taktsignal CLK und besitzt herkömmlichen bekannten Aufbau. DCH wird daher
hier nicht detailliert beschrieben. DCH besitzt differentielle Ausgänge D1/D2, bei
welchen ein "enthacktes" Signal auftritt, d. h. ein auf den Gleichstrompegel
umgewandeltes Signal. Die Ausgänge D1/D2 von DCH sind mit differentiellen
Eingängen gleichen Namens der Analog-Digital-Wandlerschaltung ADC verbunden.
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Da wir es hier mit einem Ausgangssignal von AMP zu tun haben, welches durch
die Wandlerschaltung ADC synchron in ein digitales Signal oder Wort umgewandelt
wird, ist es von Wichtigkeit, daß die Stufenantwort der Verstärkerstufe(n) AS von
AMP sehr gut ist. Dies bedeutet, daß die Ecken der rechteckigen Impulse des
zerhackten Signals einen niedrigen Abschneidwert besitzen müssen.
Unglücklicherweise liefert das Hochpaßfiltern der AS-Stufen Zacken, welche bei jedem
Pegelübergang des zerhackten 32 kHz-Signals auftreten. Ein derartiges nachteilig
beeinflußtes zerhacktes Signal CHPO ist in Fig. 4 dargestellt. Es sei jedoch darauf
hingewiesen, daß in dieser Fig. 4 die Größe der Zacken stark übertrieben dargestellt
ist, da hier lediglich das Phänomen dargestellt werden soll.
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Als Ergebnis dieser Zacken besitzt das neu umgesetzte Gleichstromsignal DCHO,
welches am Ausgang D1/D2 der Enthackerschaltung DCH auftritt, eine Welligkeit
von 64 kHz, wie in Fig. 5 gezeigt.
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Beim Stand der Technik, z. B. im oben erläuterten Dokument [1] werden derartige
eventuelle Zacken und Oberschwingungen des Signals am Ausgang D1/D2 von
DCH durch ein Tiefpaß-Anti-Aliasing-Filter eliminiert, welches sich zwischen der
Enthackerschaltung DCH und der Wandlerschaltung ADC befindet. Der Zweck
des Anti-Aliasing-Filters ist, am Eingang D1/D2 der Wandlerschaltung ADC jedes
Signal zu eliminieren, dessen Frequenz größer als die halbe Abtastfrequenz ist,
d. h. die Hälfte der Taktfrequenz CLK, mit welcher ADC arbeitet.
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Ein derartiges Anti-Aliasing-Filter, welches ebenfalls eine Offset-Gleichspannung
einbringt und bei Integration in einen Chip bedingt durch technologiebedingte
Schwankungen nicht ohne weiteres genau zu reproduzieren ist, wird im
vorliegenden Fall nicht länger benötigt, bedingt durch die Tatsache, daß, wie später
beschrieben wird, die Wändlerschaltung ADC mit der gleichen Taktfrequenz CLK
wie die Zerhackerschaltung CHP und die Enthackerschaltung DCH, oder
zumindest mit einem Untervielfachen von dieser arbeitet.
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Wie bereits erwähnt besitzt die Analog-Digital-Wandlerschaltung ADC den
differentiellen Eingang D1/D2 und den digitalen Ausgangsanschluß DOUT von ADD.
Eine Wandlerschaltung wie ADC ist ebenfalls bekannt, und es kann sich bei dieser
beispielsweise um einen Sigma-Delta-Modulator handeln, z. B. wie beschrieben im
obigen Dokument [1]. Daher wird die Architektur von ADC hier nicht detailliert
beschrieben.
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Die Wandlerschaltung ADC tastet das Eingangssignal, welches hier als DCHO
bezeichnet sei, mit der Geschwindigkeit des Taktsignals CLK ab, d. h. zu den
Momenten t1, t2, ..., tn, wie in Fig. 6 dargestellt. Da die Welligkeitsfrequenz von
DCHO und die Abtastfrequenz gleich sind und beide mit 64 kHz synchronisiert
sind, erfolgen die Abtastungen immer bei der gleichen Position innerhalb der
Impulse von DCHO. Dies ist offensichtlich ebenfalls zutreffend, wenn die
Taktfrequenz, bei welcher ADC arbeitet, ein Untervieliliches der Taktfrequenz ist, bei
welcher CHP und DCH arbeiten.
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Da der Fehler im digitalen Ausgangssignal proportional zur Amplitude der
Welligkeit im Signal DCHO ist, wie durch A in Fig. 5 dargestellt, wird deutlich, daß
dadurch, daß die Abtastungen immer an der gleichen Position innerhalb der Impulse
erfolgen, die Auswirkungen dieses Fehlers drastisch vermindert werden. Diese
Position ist vorzugsweise die Mitte des Impulses, da der Fehler dann minimal ist.
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Demzufolge wird, indem diese starke Beziehung zwischen der Abtastfrequenz und
der Zerhack- und Enthackfrequenz aufrecht erhalten wird, der Fehler im
Ausgangssignal minimiert, ohne daß ein Tiefpaßfilter zwischen der Enthackerschaltung DCH
und der Wandlerschaltung ADC erforderlich wäre.
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Es sei abschließend darauf hingewiesen, daß die Amplitude der Welligkeit Δ
ebenfalls minimiert wird, wenn sich der Pol des Hochpaßfilters der Verstärkerstufe AS
nahe der Gleichstromfrequenz befindet.
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Auch wenn die Prinzipien der Erfindung obenstehend in Zusammenhang mit einer
speziellen Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, daß diese
Beschreibung lediglich beispielhaft ist und keine Einschränkung des Umfangs der Erfindung
bedeutet.