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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Filterverfahren und ein A/D-Wandler-Gerät mit Filterfunktion zur Erzeugung digitaler Daten von einem analogen Eingangssignal nach Entfernung von dessen unnötigen Hochfrequenzsignalkomponenten.
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Es ist bekannt bei einer Steuereinheit, die aus einem Mikrocomputer oder dergleichen besteht, daß A/D-Wandler-Geräte (Wechselstrom zu Gleichstrom Wandlung) aus einem analogen CR-Filter (Kapazität-Widerstandsfilter) 3, einem A/D-Wandler 4 und einem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6, wie in 12a gezeigt, gebildet sind, um zum Beispiel Erfassungssignale (analoge Eingangssignale Vin) von verschiedenen Sensoren abzurufen, die einen Betriebszustand eines zu steuernden Objekts erfassen.
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Der digitale, gleitende Mittelwertfilter 6 ist eine Einheit, die unnötige Rauschkomponenten (Hoch-Frequenz-Signal-Komponenten) von digitalen Daten Dad zu trennen, die als Ergebnis einer A/D-Umwandlung bei einem A/D-Wandler 4 auftreten. Zum Beispiel zeigt 12c den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6, der so aufgebaut ist, daß die Halteschaltung LT bei einer Vielzahl von Stufen synchron mit einem Takt CKSD bei einer konstanten Zeitperiode arbeitet, um die digitalen Daten Dad von dem A/D-Wandler 4 sequentiell zu halten. Eine Addierschaltung ADD addiert die Ausgangssignale von diesen Halteschaltungen LT, um dadurch gleitende Durchschnittswerte bei der Verarbeitung der digitalen Daten Dad zu liefern.
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Mit anderen Worten, werden in den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 die Halteschaltungen LT die digitalen Daten Dad bei einer Vielzahl von Stufen synchron mit dem Takt CKSD sequentiell abgetastet. Der Addierschaltkreis ADD addiert die digitalen Daten Dad, die in der Vergangenheit mehrfach abgetastet worden sind und mittelt die digitalen Daten Dad. Das gemittelte Ergebnis wird in Form digitaler Daten DT ausgegeben, die ein tatsächliches A/D-Umwandlungsergebnis ausdrücken.
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Der digitale, gleitende Durchschnittsfilter 6 kann durch einen arithmetischen Prozeß realisiert werden (was als Glättungsprozeß bezeichnet wird) und ausgeführt von einem Mikrocomputer, der anstelle des Digitalkreises, wie in 12c gezeigt, die Kontrolleinheit bildet.
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Wenn andererseits der A/D-Wandler 4 eine A/D-Wandlung des analogen Eingangssignals Vin ausführt, tritt ein Rückspiegelungsphänomen der hochfrequenten Signalkomponenten auf, wenn die Frequenz des analogen Eingangssignals Vin den gleichen oder einen oberhalb der Hälfte der Abtastfrequenz fad des A/D-Wandlers 4 liegenden Werte erreicht. Daher wird der analoge CR-Filter 3 als ein sogenannter Vorfilter bei einer Vorstufe des A/D-Wandlers 4 eingesetzt, um diejenigen Frequenz-Komponenten abzutrennen bzw. zu unterdrücken, welche die nicht weniger als die Hälfte der halben Tastfrequenz fad des A/D-Wandlers 4 von dem analogen Eingangssignal Vin sind.
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Der analoge CR-Filter 3 weist einen Aufbau auf, wie in 12b dargestellt, Der analoge CR-Filter 3 hat einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß (+) von einem Operationsverstärker OPI, der an Erde liegt und weist einen Kondensator C1 und eine Widerstand R1 auf, die miteinander parallel zwischen den invertierenden Eingangsanschluß (–) des Operationsverstärkers OP1 und einen Ausgangsanschluß geschaltet sind und weist einen Eingangssignal(analog)-Anschluß zu den invertierenden Eingangsanschluß (–) des Operationsverstärkers OP1 über einen Widerstand R2 auf.
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Mit anderen Worten, der analog CR-Filter 3 integriert das analoge Eingangssignal Vin entsprechend den Widerständen der Widerstände R1 und R2 und der Kapazität des Kondensators C1 und der bestimmten Zeitkonstante. Basierend auf dieser Integration begrenzt der analoge CR-Filter 3 die Frequenz des analogen Eingangssignals Vin, das an dem A/D-Wandler 4 anliegt, zu weniger als der Hälfte der Tastfrequenz fad des A/D-Wandlers 4 entsprechend dem bekannten ”Abtast-Theorem”.
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Demgemäß wird bei dem A/D-Wandler-Gerät, das eine bekannte Filterfunktion der vorgenannten Struktur aufweist, die Dämpfung des auf dem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 basierenden Signals extrem klein (beinahe Null), bei jeder der Frequenzen von n-mal (wobei n ein positiver ganzzahliger Wert einschließlich 1 ist) der Tastfrequenz fsd (der Frequenz des Taktes CKSD)(im Nachfolgenden als ”Frequenzbereich” Bezug genommen). Unnötige Signalkomponenten kommen in diesem Frequenzbereich durch. Daher ist es notwendig die Frequenz gegen die Dämpfungscharakteristiken des als Vorfilter verwendeten, analogen CR-Filter 3 zu setzen, so daß die Dämpfung so steil wie möglich in dem Frequenzbereich wechselt, in welchem die Frequenz die Grenzfrequenz überschreitet. Aus diesem Grund wurde es notwendig das Signal des analogen CR-Filters 3 zu erhöhen und die Grenzfrequenz zu erniedrigen.
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13a zeigt die Frequenz gegenüber den Dämpfungscharakteristiken des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters 6, der die Bildung des gleitenden Mittelwertes zweimal ausführt, um die digitalen Daten der letzten 16 mal zu bilden, wobei die Tastfrequenz fsd auf 100 kHz gesetzt ist. Wie aus diesem Diagramm klar wird, wird entsprechend des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters 6, der die Tastfrequenz fsd bei 100 kHz verwendet, die Dämpfung näherungsweise Null in dem Frequenzbereich, in welchem die Frequenz n-mal der Tastfrequenz fsd gleich 100 kHz oder 200 kHz oder 300 kHz usw. ist. Daher ist es nicht möglich unnötige Signalkomponenten in diesem Frequenzbereich zu beseitigen.
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Aus vorstehendem Grund ist es beispielsweise nicht möglich die Signaldämpfung ausreichend groß in einem hochfrequenten Signal-Durchlaßbereich (ein Frequenzbereich von n × fsd) zu machen, der durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 erzeugt wird, wenn ein Tiefpaßfilter (speziell ein CR-Linearfilter) als analoger CR-Filter 3 verwendet wird, wie in der gepunkteten Kettenlinie in 13b gezeigt. Als ein Ergebnis daraus kommen unnötig hohe Frequenzsignalkomponenten bei diesem Frequenzbereich durch.
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Um das vorstehende Problem zu vermeiden, ist es notwendig, den Einstellwert des analogen CR-Filters 3 bis zu einem höchstmöglichen Pegel zu erhöhen, und der analoge CR-Filter 3 dämpft die Hochfrequenz-Signalkomponenten, die nicht durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 gedämpft werden können. Zu diesem Zwecke ist es notwendig Filter, wie in 12b dargestellt, bei vielen Stufen zu verbinden. Dies führt zu einem Anwachsen der Größe des analogen CR-Filters 3 und der Größe des A/D-Wandler-Gerätes. Des weiteren entsteht damit ein Kostenanstiegsproblem bei dem A/D-Wanlder-Gerät.
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Um des weiteren mit dem analog CR-Filter 3 die hochfrequenten Signalkomponenten zu dämpfen, die nicht durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 gedämpft werden können, gibt es ein Verfahren zur Erniedrigung der Grenzfrequenz des analogen CR-Filters 3. Um jedoch die Grenzfrequenz zu erniedrigen, ist es notwendig, die Kapazität des Kondensators C und die Widerstandswerte des Widerstandes R zu erhöhen, die den Analog-CR-Filter 3 bilden. Diese Maßnahme hat auch ein Problem durch Vergrößerung der Abmessung des Analog-CR-Filters 3 und des A/D-Umwandlungsgerätes. Des weiteren entsteht ein Kostenanstiegsproblem bei dem A/D-Umwandlungsgerät.
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Bei Vergleich der Frequenzen gegenüber den Dämpfungscharakteristiken des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters, wie in den 13a und 13b gezeigt, wird die Dämpfung ein Maximum (unendlich) bei vorbestimmten Frequenzintervallen auf der Seite niederer Frequenzen als der Tastfrequenz fsd (100 kHz) des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters 6. Dies kommt daher, weil der digitale, gleitende Mittelwertfilter 6 den gleitenden Mittelwertprozeß ausführt und die Zahl der Spitzen der Dämpfung der Zahl der zu mittelnden digitalen Daten entspricht. Speziell wenn die Zahlen der durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 zu mittelnden Digitaldaten gleich ”2” wird (das ist der Durchschnitt der Daten der letzten zwei mal), dann wird die Zahl den Spitzen der Dämpfung gleich ”1”. Wenn die Zahl der zu mittelnden Digitaldaten gleich ”4” wird (das ist wenn die Daten der letzten vier mal gemittelt werden), dann wird die Zahl der Spitzen der Dämpfung gleich ”3”.
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In den 13a und 13b zeigt die Abszisse Frequenzen in logarithmischer Darstellung und die Ordinate zeigt linear die Dämpfung. Daher ist es schwierig aus diesen Diagrammen die Zahl der Dämpfungsspitzen herauszufinden, die in dem Frequenzbereich der Tastfrequenz von 100 kHz und darunter erzeugt werden. Tatsächlich ist die Zahl der durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter 6 zu mittelnden Digitaldaten gleich ”16”. Daher ist die Spitzenzahl der Dämpfung gleich ”15”. Diese Spitze erscheint bei Frequenzintervallen (6.25 kHz) der Tastfrequenz fsd (100 kHz) geteilt durch sechzehn (unter Bezug auf 3, wie später bei einer Ausführungsform erklärt wird). Konsequenterweise wird die Grenzfrequenz des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters niedriger, wenn die Zahl der zu mittelnden Digitaldaten höher wird (der Tastzahl der Digitaldaten).
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Die vorliegende Erfindung befaßt sich daher mit den vorstehend geschilderten Problemen. Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Filterverfahren zu schaffen, bei welchem unnötig hochfrequente Signalkomponenten gedämpft werden, die nicht von einem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter gedämpft werden können, ohne Verwendung eines analogen CR-Filters als Vorfilter und die ein A/D-Wandler-Gerät mit Filterfunktion haben.
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Zur Lösung dieser Aufgabe wird entsprechend einem ersten Ziel der vorliegenden Erfindung ein Filterverfahren geschaffen. Bei diesem Filterverfahren wird zuerst ein analoger, gleitender Mittelwertfilter verwendet, der Eingangssignale bei jeder konstanten Zeitperiode synchron mit einem Takt einer Taktfrequenz fsa mittelt, um eine gleitende Mittelwertbildung der analogen Ausgangssignale zu erzeugen. Dann wird ein A/D-Wandler zur Wandlung des gleitenden Mittelwert-Analog-Eingangssignals verwendet, Des weiteren wird ein digitaler, gleitender Mittelwertfilter verwendet, der bei einer Tastfrequenz fsd betrieben wird, die n-mal (wobei n ein positiver ganzzahliger Wert einschließlich 1 ist) der Tastfrequenz fsa ist, um die Digitaldaten, die durch die A/D-Umwandlung erhalten worden sind, im Mittelwert gleiten zu lassen.
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Mit anderen Worten wird entsprechend der vorgenannten Aufgabe der Erfindung bei dem Filterverfahren ein analoger, gleitender Mittelwertfilter verwendet anstelle des konventionellen analogen CR-Filters als Vorfilter.
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Dies wird deshalb gemacht, weil der analoge, gleitende Mittelwertfilter die Eingangssignale bei jeder konstanten Periode in Synchronismus mit dem Takt der Taktfrequenz fsa mittelt. Daher wird die Dämpfung ein Maximum (theoretisch unendlich) in dem Frequenzbereich, in welchem die Frequenz n-mal der Tastfrequenz fsa ist, (zum Beispiel 100 kHz, 200 kHz, 300 kHz, etc., wobei die Tastfrequenz fsa gleich 100 kHz ist)(siehe auch 2a zur Erklärung einer nachfolgenden Ausführungsform).
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Mit anderen Worten haben die Erfinder der vorliegenden Erfindung die Idee entwickelt, daß bei einem analogen, gleitenden Mittelwertfilter die Dämpfung unendlich wird in dem Frequenzbereich, in welchem die Frequenz n-mal der Tastfrequenz fsa wird, während die Dämpfung ein Minimum wird (Näherungsweise Null) in dem Frequenzbereich, in welchem die Frequenz gleich n-mal der Tastfrequenz fsd in dem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter wird. Daher haben die Erfinder den analogen gleitenden Mittelwertfilter als eine Vorfilter für den A/D-Wandler verwendet, um dadurch die hochfrequenten Signalkomponenten zu dämpfen, die entsprechend dem unnötigen Signaldurchlaßbereich in dem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter erzeugt werden, basierend auf den Filtercharakteristiken des analogen, gleitenden Mittelwertfilters.
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In dem analogen, gleitenden Mittelwertfilter wird wegen dessen Betriebscharakteristik die Dämpfung unbegrenzt in dem Frequenzbereich, in welchem die Frequenz n-mal der Tastfrequenz fsa ist, unabhängig von der Struktur dieses Filters. Daher wird ungleich einem herkömmlichen Gerät, das einen analogen CR-Filter als Vorfilter verwendet, es nicht notwendig, Maßnahmen zu ergreifen, wie zum Beispiel die Vergrößerung der Filterstruktur oder die Erniedrigung der Grenzfrequenz, um die hochfrequenten Signalkomponenten zu dämpfen, die den unnötigen Durchgangssignalbereich entsprechen, die bei dem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter erzeugt werden, Wenn daher als Ergebnis das Verfahren der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ist es möglich ein A/D-Wandler-Gerät zu realisieren, das die gewünschte A/D-Wandlungscharakteristiken aufweist, ohne einen Einschluß des Rauschens zu empfangen und dies in einer einfacheren Struktur als bei der herkömmlichen Struktur.
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Bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung wird die Abtastfrequenz fsd des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters auf das n-fache der Abtastfrequenz fsa des analogen, gleitenden Mittelwertfilters eingestellt. Dies wird aus nachfolgenden Gründen getan. Wenn die Abtastfrequenz fsd des digitalen, gleitenden Mittelwertes auf diese Weise eingestellt wird, wird der unnötige Signaldurchgangsbereich, der in dem digitalen, gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird, ein Frequenzbereich, bei welchem die Frequenz ”fsa × n” noch n-mal multipliziert wird.
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Dieser Frequenzbereich wird ohne Fehler auf den Frequenzbereich überlagert, auf welchem die Dämpfung in dem analogen, gleitenden Mittelwertfilter unendlich wird.
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Da der analoge, gleitende Mittelwertfilter die Eingangssignale bei jeder Taktperiode (einer Abtastperiode) der Abtastfrequenz fsa gemittelt wird, ist es möglich die Operationscharakteristik als ein Integrationsergebnis von einer kontinuierlichen Funktion x(t) während einer vorbestimmten Zeit t bis (t + τ), welche durch die Zeit τ geteilt wird, zu bestimmen, wie in der folgenden Formel (1) gezeigt. Daher ist es möglich einen analogen, gleitenden Mittelwertfilter durch Verwendung eines Analog-Schaltkreises zu verwirklichen, der die nachfolgende Gleichung (1) erfüllt. Genauer gesagt, ist es möglich, einen Verzögerungsleitungsfilter zu verwenden, wie er in der japanischen Patentschrift
JP 08-032408 beispielsweise beschrieben ist.
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Eine Phasenfrequenzcharakteristik ϕa des analogen, gleitenden Mittelwertfilters, wie in obiger Gleichung (1) bestimmt, kann mit nachfolgender Gleichung (2) ausgedrückt werden, wenn die Tastfrequenz fsa ist und die Frequenz des Eingangssignals f ist. Diese Phasenfrequenzcharakteristik ϕa weist eine lineare Charakteristik auf, die in einer Phasenvoreilung relativ zu einem Eingangssignal und proportional zu der Frequenz f des Eingangssignals ist. ϕa = (1/2) × (1/fsa) × 2πf (2)
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Andererseits kann eine Phasenfrequenzcharakteristik ϕd des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters mit folgender Gleichung (3) ausgedrückt werden, wenn die Tastfrequenz gleich fsd ist und die Zahl des gleitenden Mittelwerts gleich N ist, Diese Phasenfrequenzcharakteristik ϕd hat eine lineare Charakteristik, die in einer Phasennacheilung relativ zu einem Eingangssignal und proportional mit der Frequenz f des Eingangssignals ist. ϕd = –(N – 1)/2 × (1/fsd) × 2πf (3)
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Wenn daher die Eingangssignale vor und nach der A/D-Umwandlung durch Verwendung des analogen, gleitenden Mittelwertfilters und des digitalen gleitenden Mittelwertfilters gleitend gemittelt werden gemäß dem Verfahren der vorliegenden Erfindung, dann ist es möglich, Phasenwechsel zu vermeiden, die in den Filter erzeugt werden und damit den Wechsel in der Phase des erhaltenen Digitalsignals von der Phase des analogen Eingangssignals zu reduzieren.
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Wie im Einzelnen später noch beschrieben wird, wird dann, wenn die Abtastfrequenzen fsa und fsd auf dieselben Frequenzen gesetzt werden und wenn auch die Zahl N der der gleitend zu mittelnden Daten durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter gleich 2 ist, dann ist es möglich die Phasenfrequenzcharakteristiken der Filter in vollständige Übereinstimmung miteinander zu bringen und dadurch eine Phasenabweichung (einer Phasenvoreilung und einer Phasennacheilung) zu entfernen. Als Ergebnis ist es möglich, die Phase der schließlich erhaltenen Digitaldaten und die Phase der analogen Eingangssignale vollständig in Übereinstimmung miteinander zu bringen.
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Da der analoge, gleitende Mittelwertfilter anstelle eines herkömmlichen Analog-CR-Filters verwendet wird, ist es vorzuziehen, daß die Frequenz des analogen Eingangssignals, das an den Eingang des A/D-Wandlers angelegt wird, auf die Hälfte oder weniger (vorzugsweise ein Fünftel oder weniger) der Abtastfrequenz des A/D-Wandlers begrenzt wird.
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Mit anderen Worten wird, während die Grenzfrequenz fc des analogen, gleitenden Mittelwertfilters in Abhängigkeit der Abtastfrequenz fsa wechselt und fc gleich 0,44 × fsa wird, bevorzugt, daß die Abtastfrequenz fad des A/D-Wandlers auf mindestens fünf mal die Maximumfrequenz des analogen Eingangssignals gesetzt wird, das durch den analogen gleitenden Mittelwertfilter durchgeht, wenn ein gesonderter Störabstand mit berücksichtigt werden soll.
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Entsprechend einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung, wird ein entsprechendes Filterverfahren vorgesehen, wobei bei diesem Filterverfahren ein Impulsverzögerer mit Verzögerungsgliedern vorgesehen ist, die bei einer Vielzahl von Stufen bzw. als eine Vielzahl von Stufen in Kaskade geschaltet sind und die eingangsseitig einen analogen gleitenden Mittelwertfilter ausbilden, um ein analoges Eingangssignal A/D zu wandeln. Des weiteren wird dabei ein digitaler, gleitender Mittelwertfilter verwendet, um digitale Daten von der A/D-Wandlung gleitend zu mitteln.
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Des weiteren wird bei der A/D-Wandlung des analogen Eingangssignals durch Verwendung des Impulsverzögerers das analoge Eingangssignal zu dem Impulsverzögerer als ein Signal zur Steuerung der Verzögerungszeit eines jeden Verzögerungsgliedes angelegt. Gleichzeitig wird ein Impulssignal an den Impulsverzögerer angelegt und das Impulssignal wird durch sequentielle Verzögerung des Signals durch die Verzögerungszeit jedes Verzögerungsgliedes übertragen. Dann wird die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder, durch welche das Impulssignal innerhalb des Impulsverzögerers hindurch ist, zu jeder konstanten Periode synchron mit einem Takt der Taktfrequenz fstad gezählt. Darauf basierend werden digitale Daten erzeugt, die einen Signalpegel des analogen Eingangssignals ausdrücken.
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Des weiteren wird die Abtastfrequenz fsd des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters auf n-mal (wobei n ein positives ganzzahliges einschließlich 1 ist) der Tastfrequenz fstad zur Zeit der A/D-Umwandlung des analogen Eingangssignals durch Verwendung des Impulsverzögerers gesetzt.
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Mit anderen Worten, wenn der Impulsverzögerer nach dem Verfahren der vorliegenden Erfindung betrieben worden ist, dann wechselt die Verzögerungszeit des Impulssignals, wenn dieses Signal durch jede Verzögerungszeit innerhalb des Impulsverzögerers geht, entsprechend dem Signalpegel des analogen Eingangssignals. Diese Verzögerungszeit variiert basierend auf unnötigen Hochfrequenz-Signalkomponenten, wenn die unnötigen Hochfrequenz-Signalkomponenten den analogen Eingangssignalen überlagert werden. Wenn jedoch die Impulssignale durch jedes Verzögerungsglied hindurchkommen, dann wird die Änderungskomponente entsprechend der Hochfrequenz-Signalkomponente vermieden. Als ein Ergebnis daraus entspricht eine Durchschnitts-Verzögerungszeit, nachdem das Impulssignal durch die Vielzahl der Verzögerungsglieder hindurch ist, dem Signalpegel eines tatsächlichen analogen Eingangssignals nach Entfernung der Hochfrequenz-Signalkomponenten.
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Daher wird der Impulsverzögerer gemäß der vorliegenden Erfindung wie oben beschrieben betrieben und die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder durch die das Impulssignal innerhalb des Impulsverzögerers hindurch sind, wird zu jeder konstanten Zeit bestimmt durch die Zeitperiode (Tastperiode) der Tastfrequenz fstad gezählt. Aus dieser Zählung wird ein gleitender Mittelwert der Zeit erhalten, der sich aus dem durch jedes Verzögerungsglied hindurchgekommene Impulssignal ergibt. Dieser gleitende Mittelwert wird als ein Digitalwert ausgegeben, der einen tatsächlichen Signalpegel des analogen Eingangssignals nach Entfernung der Hochfrequenz-Signalkomponenten ausdrückt.
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Wenn daher das Impulssignal gemäß dem Verfahren der vorliegenden Erfindung innerhalb des Impulsverzögerers übertragen wurde, dann funktioniert der Impulsverzögerer als analoger, gleitender Mittelwertfilter wie bei dem ersten Aspekt der Erfindung beschrieben. Die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder, durch welche das Impulssignal innerhalb einer konstanten Zeit bestimmt durch die Periode (Tastperiode) der Tastfrequenz fstad hindurchgekommen ist, entspricht dem digitalen Datenwert, der durch die A/D-Wandlung des durch gleitenden Mittelwert gebildeten analogen Eingangssignals unter Verwendung des A/D-Wandlers entsprechend der Beschreibung des ersten Aspekts der Erfindung umgewandelt worden ist.
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Mit anderen Worten wird bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung der analoge, gleitende Mittelwertfilter und der A/D-Wandler entsprechend der Beschreibung des ersten Aspekts der Erfindung durch Verwendung des Impulsverzögerers realisiert. Die durch die A/D-Wandlung erhaltenen Digitaldaten werden durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter gleitend gemittelt.
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Des weiteren wird bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung durch Mittelwertbildung des analogen Eingangssignals mit dem Impulsverzögerer auch möglich, daß eine Filtercharakteristik verwirklicht wird, bei der die Dämpfung des Frequenzbereichs unendlich wird, bei welchem die Frequenz n-mal der Tastfrequenz fstad wird, die zur Mittelwertbildung des analogen Eingangssignals verwendet wird. Daher wird gemäß dem Verfahren des ersten Aspekts der Erfindung die Tastfrequenz fsd des digitalen, gleitenden Mittelwertfilters auf n-mal der Tastfrequenz fstad zur Zeit der Mittelwertbildung des analogen Eingangssignals mit dem Impulsverzögerer gesetzt. Mit dieser Anordnung, bei der die analogen Eingangssignale mit dem Impulsverzögerer gemittelt werden, wird es möglich, die Hochfrequenz-Signalkomponenten entsprechend den unnötigen Signaldurchlaßbereich, der durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird, ausreichend zu dämpfen. Als ein Ergebnis ist es möglich die Aufgabe der vorliegenden Erfindung so zu lösen.
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Des weiteren ist es mit dem Verfahren der vorliegenden Erfindung auch möglich, wenn der Impulsverzögerer das Eingangssignal bei jeder einzelnen Taktperiode (Tastperiode) der Abtastfrequenz fstad mittelt, daß die Operationscharakteristik bestimmt wird, wie diese in Gleichung (1) gezeigt ist. Weiterhin ist die Phasenfrequenzcharakteristik ϕtad des analogen, gleitenden Mittelwertfilters, die durch Verwendung des Impulsverzögerers realisiert wird ähnlich zu der, wenn der analoge, gleitende Mittelwertfilter als eine einzelne Einheit ausgebildet ist, wie durch die Gleichung (2) gezeigt.
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Daher ist bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung auch möglich, den Phasenwechsel der digitalen Daten zu reduzieren, die über den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter von der Phase des analogen Eingangssignals in einer ähnlichen Weise erhalten werden, wie bei dem Verfahren nach dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung. Insbesondere, wenn die Abtastfrequenzen fstad und fsd auf dieselben Frequenzen gesetzt werden und wenn auf die Zahl N der Daten, die gleitend durch den digitalen, gleitenden Mittelwertfilter gebildet werden, gleich 2 ist, dann ist es möglich die Phase des erhaltenen digitalen Datensignals vollständig in Übereinstimmung mit der Phase des analogen Eingangssignals zu bringen.
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Des weiteren ist es entsprechend dem Verfahren der vorliegenden Erfindung durch Verwendung des Impulsverzögerers möglich die Funktion des analogen, gleitenden Mittelwertfilters und die Funktion des A/D-Wandlers wie nach dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung beschrieben, zu realisieren. Daher ist es möglich, die Struktur des Gerätes zu vereinfachen und das A/D-Wandler-Gerät noch kompakter auszubilden als nach ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung.
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Des weiteren ist bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung nach Verwirklichung der Funktion des analogen, gleitenden Mittelwertfilters und der Funktion des A/D-Wandlers durch Verwendung des Impulsverzögerers möglich, daß die Tastfrequenz des analogen, gleitenden Mittelwertfilters und die Tastfrequenz des A/D-Wandlers miteinander übereinstimmen. In der Funktion des analogen, gleitenden Mittelwertfilters bei Verwendung des Impulsverzögerers ist es auch möglich, die Grenzfrequenz fc des Filters als gleich mit 0,44 × ftad unter Verwendung der Tastfrequenz fstad auszudrücken. Dabei wird berücksichtigt, daß die Hochfrequenz-Signalkomponenten, die mindestens ein halb der Tastfrequenz fstad sind A/D gewandelt werden ohne ausreichende Dämpfung und als niederfrequente Komponenten rückgespiegelt werden (Aliasing-Phänomen).
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Da jedoch nach dem Verfahren der vorliegenden Erfindung die durch die A/D-Umwandlung erhaltenen digitalen Daten durch den digitalen gleitenden Mittelwertfilter bei einer späteren Stufe gleitend gemittelt werden, ist es möglich, die hochfrequenten Signalkomponenten durch dieses Verfahren in ähnlicher Weise zu dämpfen, wie bei der Verwendung des analogen gleitenden Mittelwertfilters.
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Des weiteren wird bei dem Verfahren der vorliegenden Erfindung das analoge Eingangssignal auf den Impulsverzögerer als ein Steuersignal für die Verzögerungszeit von jedem Verzögerungsglied eingegeben. Dies dient zum Zweck der Steuerung der Verzögerungszeit von jedem Verzögerungsglied entsprechend dem analogen Eingangssignal. Bei einem verfeinerten Eingangsverfahren können die Verzögerungsglieder aus Gatterschaltkreisen gebildet werden und das analoge Eingangssignal kann auf den Verzögerungskreis als eine Treiberspannung für jeden Gatterschaltkreis eingegeben werden. Alternativ können die Verzögerungsglieder aus Gatterschaltkreisen gebildet werden und das analoge Eingangssignal kann an dem Eingang des Impulsverzögerers als ein Steuersignal für den Treiberstrom eingegeben werden, der zu jedem Verzögerungsglied fließt. Ein Gatterschaltkreis arbeitet bei einer höheren Geschwindigkeit wenn die Treiberspannung oder ein Treiberstrom größer ist. Wenn daher die Verzögerungsglieder aus Gatterschaltkreisen gebildet werden und auch das analoge Eingangssignal als Eingang zu dem Impulsverzögerer als eine Treiberspannung oder ein Treiberstomsteuersignal des Gatterschaltkreises angelegt werden, ist es möglich, leicht die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes zu ändern, das den Impulsverzögerer bildet entsprechend dem Signalpegel des analogen Eingangssignals.
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Entsprechend einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion vorgesehen. Das A/D-Wandler-Gerät umfaßt im folgenden:
einen analogen gleitenden Mittelwertfilter, der analoge Eingangssignale bei jeder konstanten Zeitperiode synchron mit einem Takt der Taktfrequenz fsa mittelt;
einen A/D-Wandler, der analoge Eingangssignale gemittelt in digitale Daten A/D wandelt, basierend auf dem analogen gleitenden Mittelwertverfahren und
einen digitalen gleitenden Mittelwertfilter, der digitale Daten von der A/D-Umwandlung des analogen Eingangssignals durch den A/D-Wandler erhalten abtastet bei einer Abtastfrequenz fsd, die n-mal der Abtastfrequenz fsa ist und einen Durchschnittswert der Abtastdaten aus den letzten Malen von erhaltenen Abtastvorgängen berechnet.
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Demgemäß ist es bei dem A/D-Umwandlungsgerät entsprechend dem dritten Aspekt der Erfindung möglich ein analoges Eingangssignal in digitale Daten umzuwandeln, basierend auf dem Filterverfahren nach dem ersten Aspekt der Erfindung. Der analoge gleitende Mittelwertfilter, der als Vorfilter vorgesehen ist, kann die hochfrequenten Signalkomponenten entsprechend einem unnötigen Signaldurchlaßbereich, der in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird, wirksam dämpfen. Daher ist es bei diesem Gerät nicht notwendig die Größenordnung des Vorfilters (des analogen CR-Filters) zu vergrößern oder die Grenzfrequenz zu verringern um eine gewünschte A/D-Umwandlungscharakteristik ohne Zulassung eines Rauscheinflusses ungleich der herkömmlichen Praxis zu erhalten. Des weiteren ist es möglich, dieses Gerät in einer einfachen Struktur (und bei niedrigen Kosten) zu realisieren.
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Des weiteren ist entsprechend einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung vorgesehen ein A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion auszubilden. Bei einem solchen A/D-Wandler-Gerät wird wie bei dem Gerät entsprechend dem dritten Aspekt der Erfindung der digitale gleitenden Mittelwertfilter so aufgebaut, daß er bei einer Tastfrequenz fsd arbeitet, die die gleiche ist, wie die Tastfrequenz fsa des analogen gleitenden Mittelwertfilters und einen Mittelwert der Abtastdaten der letzten zwei mal berechnet, die durch Abtastung erhalten worden sind.
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Demgemäß ist es bei dem Gerät entsprechend dem vierten Aspekt der Erfindung möglich, den Phasenwechsel, der in dem analogen gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird und den Phasenwechsel, der in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird, wechselseitig auszuschalten, Als ein Ergebnis daraus wird bei dem A/D-Wandler-Gerät insgesamt erreicht, Digitaldaten zu erzeugen, die keine Phasenabweichung von der Phase des analogen Eingangssignals haben.
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Bei einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion vorgesehen. Dieses A/D-Wandler-Gerät weist einen Zeit-A/D-Wandler mit einer Filterfunktion auf und umfaßt:
einen Impulsverzögerer, der eingangsseitig einen analogen gleitenden Mittelwertfilter ausbildet und kaskadenförmig verbundene Verzögerungsglieder als eine Vielzahl von Stufen aufweist, um einen Eingangsimpuls bei einer Verzögerungszeit entsprechend einem Signalpegel eines analogen Eingangssignals zu verzögern und ein Signal liefert und der das Impulssignal durch sequentielle Verzögerung des Signals bei jeder Verzögerungszeit jedes Verzögerungsgliedes überträgt; und
eine Zählereinheit, die die Zahl der Stufen der Verzögerungseinheiten zählt, durch welche das Impulssignal innerhalb des Impulsverzögerers bei jeder konstanten Periode synchron mit einem Takt einer Abtastfrequenz fstad hindurchgegangen ist.
das A/D-Wandler-Gerät liefert einen Zählwert von der Zähleinheit als einen digitalen Datenwert der einen Signalpegel des analogen Eingangssignals ausdrückt.
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Dann wird der von dem Zeit-A/D-Wandler gelieferte Digitalwert zu einem digitalen Gleitmittelwertfilter geliefert. Der digitale gleitenden Mittelwertfilter tastet den digitalen Datenwert mit einer Abtastfrequenz fsd ab, die n-mal (wobei n eine positive ganzzahlige Zahl einschließlich 1 ist) der Abtastfrequenz fstad ist und einen Mittelwert des Abtastdatenwertes durch gleitende Mittelwertverarbeitung berechnet, der von den letzten Malen von Abtastvorgängen erhalten wurde.
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Mit anderen Worten ist das A/D-Wandler-Gerät entsprechend dem fünften Aspekt der Erfindung ein Gerät, das das analoge Eingangssignal in einen digitalen Wert umwandelt, der auf dem Filterverfahren entsprechend dem zweiten Aspekt der Erfindung basiert. Der Zeit-A/D-Wandler verwendet den Impulsverzögerer zur gleitenden Mittelwertbildung des analogen Eingangssignals und zur gleichen Zeit zur A/D-Wandlung des Eingangssignals.
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Daher ist es bei dem A/D-Wandler-Gerät entsprechend dem fünften Aspekt der Erfindung möglich, einen Effekt zu erhalten, der ähnlich dem des Gerätes nach dem dritten Aspekt der Erfindung ist. Da weiterhin der Zeit-A/D-Wandler wie ein analoger gleitender Mittelwertfilter arbeitet und entsprechend dem A/D-Wandler des dritten Aspekts der Erfindung ist es möglich, die Struktur des Gerätes im Vergleich zu dem Gerät entsprechend dem dritten Aspekt der Erfindung zu vereinfachen. Als Ergebnis ist es möglich ein A/D-Wandler-Gerät zu realisieren, das eine Filterfunktion hat, mit niedrigeren Kosten als bei dem Gerät entsprechend dem dritten Aspekt der Erfindung mit ähnlicher Funktion.
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Im weiteren ist ein A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion entsprechend einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung vorgesehen. Demgemäß ist bei diesem A/D-Wandler-Gerät, wie bei dem Wandler-Gerät entsprechend dem fünften Aspekt der Erfindung, der digitale gleitende Mittelwertfilter so strukturiert, daß er bei einer Tastfrequenz fsd arbeitet, die die gleiche ist, wie die Tastfrequenz fstad des Zeit-A/D-Wandlers und einen Mittelwert der Abtastdaten von den letzten zwei mal der erhaltenen Abtastvorgänge berechnet.
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Bei dem Gerät nach dem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es möglich den Phasenwechsel, der in dem Zeit-A/D-Wandler erzeugt wird, und den Phasenwechsel, der in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird, in einer ähnlichen Weise auszuschalten, wie bei dem Gerät nach dem vierten Aspekt der Erfindung. Als ein Ergebnis daraus ist es bei dem A/D-Wandler-Gerät insgesamt möglich, digitale Datenwerte zu erzeugen, die keine Abweichung in der Phase von der Phase des analogen Eingangssignals haben.
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Entsprechend dem A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion, wie bei dem fünften und sechsten Aspekt der Erfindung realisiert der Zeit-A/D-Wandler die Funktion des analogen gleitenden Mittelwertfilters und die Funktion des A/D-Wandlers durch Steuerung einer Verzögerungszeit der Verzögerungseinheiten, die den Impulsverzögerer bilden unter Verwendung des analogen Eingangssignals und durch Erfassung der Zahl der Stufen der Vezögerungseinheit durch welche das Impulssignal, innerhalb des Impulsverzögerers zu jeder konstanten Zeit bestimmt durch die Zeitperiode (Abtastperiode) der Abtastfrequenz fstad, hindurchgegangen ist. Für eine Zähleinheit, die die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder zählt, durch welche das Impulssignal hindurchgegangen ist, wird die Struktur des folgenden siebten Aspekts beispielsweise benutzt.
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Entsprechend dem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion vorgesehen. In diesem A/D-Wandler-Gerät ist eine Zähleinheit vorgesehen mit einem Kodierer, der eine erreichte Position eines Impulssignals innerhalb des Impulsverzögerers in einen digitalen Datenwert von einer vorbestimmten Anzahl von Bits umwandelt und eine Operationseinheit, die eine Differenz zwischen dem jüngstem Wert und dem letzten Wert des digitalen Datenwerts berechnet, der basierend auf der Umwandlung des Kodierers synchron mit dem Takt der Abtastfrequenz fstad erhalten worden ist. Ein Zeit-A/D-Wandler liefert ein Ergebnis des Betriebes der Operationseinheit als einen digitalen Datenwert, der einen Signalpegel eines analogen Eingangssignals ausdrückt.
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Daher wird bei dem A/D-Wandler-Gerät entsprechend dem siebten Aspekt der Erfindung der digitale Datenwert, der die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder, durch welche ein Impulssignal innerhalb des Impulsverzögerers hindurchgekommen ist zum Ausdruck bringt, wiederholt synchron mit dem Takt der Taktfrequenz fstad ausgegeben. Daher ist es möglich, den gleitenden Mittelwertvorgang wiederholt bei der digitalen gleitenden Mittelwertfilterseite kontinuierlich auszuführen. Andererseits ist basierend auf der Struktur des Zeit-A/D-Wandlers wie bei dem siebten Aspekt der Erfindung beschrieben die Zeit pro einer A/D-Wandlung länger, wenn die Zahl der getasteten digitalen Daten zu der gleitenden Mittelwertbildung durch den digitalen gleitenden Mittelwertfilter bei einer späteren Stufe größer wird. Daher ist es notwendig, entsprechend dieser Zeitvergrößerung, die Zahl der Verzögerungsglieder, durch welche ein Impulssignal innerhalb des Impulsverzögerers hindurchgegangen ist, zu vergrößern. Die Vergrößerung der Zahl der Verzögerungsglieder führt jedoch zu einem Anstieg der Zahl der Transistoren, die den Impulsverzögerer-Schaltkreis bilden. In der Folge wird die Abmessung des Schaltkreises größer. Daher wird zur Verhinderung dieses Problems vorzugsweise die Struktur des Zeit-A/D-Wandlers verwendet gemäß der Beschreibung des nachfolgenden achten Aspektes der Erfindung.
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Gemäß dem achten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein A/D-Wandler-Gerät mit einer Filterfunktion beschrieben. Bei diesem A/D-Wandler-Gerät ist in einem Zeit-A/D-Wandler ein Impulsverzögerer vorgesehen, der aus einer Ringverzögerungsleitung gebildet ist, die ein Impulssignal durch miteinander ringförmig verbundene Verzögerungsglieder zirkulieren läßt. Eine Zähleinheit umfaßt einen Kodierer, der eine Position, bei welcher sich ein Impulssignal innerhalb der Ringverzögerungsleitung befindet in einen digitalen Datenwert mit einer vorbestimmten Anzahl von Bits wandelt und einen Zähler, der die Zahl erfaßt, wie oft die Zirkulation des Impulssignals in der Ringverzögerungsleitung zirkulierte.
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Des weiteren ist die Zählereinheit mit einer Operationseinheit versehen, die digitale Datenwerte erfaßt, welche als Ausgang des Kodierers als niedrigwertige Bitdaten haben und einen Zählwert des Zählers mit hochwertigen Bitdaten, synchron zu dem Takt der Taktfrequenz fstad und welcher eine Differenz zwischen dem jüngsten Wert und dem letzten Wert des geholten digitalen Datenwerts berechnet. Ein Zeit-A/D-Wandler liefert ein Operationsergebnis von der Operationseinheit als digitalen Datenwert, der einen Signalpegel von einem analogen Eingangssignal ausdrückt.
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Mit anderen Worten zirkuliert ein Impulssignal basierend auf der vorher genannten Struktur in einer Ringverzögerungsleitung wie in einem Impulsverzögerer. Ein digitaler Datenwert wird als ein Ergebnis der A/D-Wandlung wiederholt synchron mit dem Takt erzeugt, der auf der Zahl der Zirkulationen (ein Zählwert des Zählers) des Impulssignals innerhalb der Ringverzögerungsleitung und der erreichten Position (der Ausgang des Kodierers) des Impulssignals innerhalb der Ringverzögerungsleitung basiert. Daher ist es möglich, die Zahl der Verzögerungsglieder frei zu bestimmen, welche den Impulsverzögerungskreis (die Ringverzögerungsleitung) bilden, ohne die Zeit in Rechnung zu stellen, welche bei einer A/D-Wandlung verwendet wurde. Als ein Ergebnis wird bei dem A/D-Wandler-Gerät gemäß dem achten Aspekt der Erfindung ermöglicht, die Größe der A/D-Wandler zu reduzieren, die zur Ausführung der A/D-Wandlung verwendet werden und damit die Größenabmessungen des Gerätes als Ganzes zu verkleinern.
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Weiterer Stand der Technik hinsichtlich A/D-Wandlern findet sich beispielsweise in
US 5,987,484 ,
US 5,396,247 ,
US 5,233,999 sowie
US 5,339,070 .
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FIGURENBESCHREIBUNG
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1 zeigt ein Blockdiagramm, das die Struktur eines A/D-Wandler-Gerätes entsprechend einer ersten Ausführungsform der Erfindung darstellt.
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2a und 2b sind Erläuterungsdiagramme zur Erläuterung der Charakteristiken von einem analogen gleitenden Mittelwertfilter gemäß der ersten Ausführungsform und den Effekten der ersten Ausführungsform.
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3a und 3b sind Erläuterungsdiagramme zur Erklärung der Charakteristiken eines digitalen gleitenden Mittelwertfilters entsprechend der ersten Ausführungsform und den Effekten der ersten Ausführungsform.
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4a und 4b sind ein Blockdiagramm und ein Diagramm zur Erklärung eines Ausbildungsbeispieles des digitalen gleitenden Mittelwertfilters entsprechend der ersten Ausführungsform und den daraus erhaltenden Frequenzcharakteristiken bei dieser Struktur.
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5a und 5b sind Blockdiagramme, die die Strukturen von einem A/D-Wandler-Gerät und einem TAD (Time-A/D-Wandler = Zeit-A/D-Wandler) entsprechend einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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6a, 6b und 6c sind Erläuterungsdiagramme zur Erklärung des Betriebes des TAD der das A/D-Wandler-Gerät gemäß der zweiten Ausführungsform bildet.
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7a und 7b sind Erläuterungsdiagramme zur Erklärung der Charakteristiken des TAD gemäß der zweiten Ausführungsform.
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8a, 8b und 8c sind Erläuterungsdiagramme, die Beispiele von Verzögerungsgliedern zeigen, die einen Impulsverzögerer des TAD gemäß der zweiten Ausführungsform bilden.
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9 ist ein erläuterndes Diagramm, das andere Strukturbeispiele des TAD gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
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10 ist ein Erläuterungsdiagramm, welches ein Anwendungsbeispiel eines A/D-Wandler-Gerätes gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
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11a, 11b und 11c sind Meßergebnisse eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
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12a, 12b und 12c, sowie 13a und 13b sind Erläuterungsdiagramme zur Erklärung von Problemen bei den herkömmlichen A/D-Wandler-Geräten.
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Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Detail unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen genauer erläutert,
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[Erste Ausführungsform]
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1 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur von einem A/D-Wandler-Gerät entsprechend der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Das A/D-Wandler-Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Anwendung des ersten und des dritten Aspekts der Erfindung. Dieses A/D-Wandler-Gerät umfaßt: einen analog gleitenden Mittelwertfilter 2 der mittelt (integriert) analoge Eingangssignale Vin, die innerhalb einer konstanten Periode (einer Tastfrequenz) eingegeben werden bei jeder konstanten Periode synchron mit einem Takt CKSA von einer Taktfrequenz fsa; einen A/D-Wandler 4, der analoge Eingangssignale A/D wandelt, die durch diesen analogen gleitenden Mittelwertfilter 2 durchgegangen sind in Synchronismus mit einem Takt CKAD von einer Tastfrequenz fad; und einen digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6, der digitale Daten Dad abtastet, die von dem Ausgang des A/D-Wandlers 4 in Synchronismus mit einem Takt CKSD von einer Abtastfrequenz fsd ausgegeben worden sind.
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Der A/D-Wandler
4 ist eine Einheit, die ähnlich zu der herkömmlichen Einheit wie in
12a gezeigt ist, Zum Beispiel wird ein allgemeiner A/D-Wandler wie z. B. von einer sequentiellen Vergleichstypeinheit oder einer parallelen Vergleichstypeinheit zur Bildung des A/D-Wandlers
4 verwendet. Des weiteren ist der digitale gleitende Mittelwertfilter
6 ebenfalls eine Einheit, die ähnlich der einer herkömmlichen Einheit wie in
12a gezeigt ist. Zum Beispiel ist es möglich, die Struktur des digitalen gleitenden Mittelwertfilters
6 mit einem Halteschaltkreis LT und einem Addiererschaltkreis ADD wie in
12c gezeigt zu bilden (wobei im Nachfolgenden die Bezeichnung für Addiererschaltkreis als Addierer und des Halteschaltkreises als Halteschaltung verwendet wird). Andererseits ist der analoge gleitende Mittelwertfilter
2 eine Einheit, die die analogen Eingangssignale Vin bei jeder konstanten Periode des Taktes CKSA der Taktfrequenz fsa mittelt. Die Operationscharakteristik ist durch die obige Gleichung (1) bestimmt. Als ein spezielles Beispiel des analogen gleitenden Mittelwertfilters
2 kann der Verzögerungsleitungsfilter verwendet werden, der in der japanischen Patentschrift
JP 08-032408 beschrieben ist.
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In der vorliegenden Erfindung wurde die Tastfrequenz fad des A/D-Wandlers 4 größer als die Tastfrequenzen fsa und fsd der Filter 2 bzw. 4 gewählt und ist auch auf mindestens fünfmal die Maximumfrequenz eines gleitenden Mittelwertanalogeingangssignals eingestellt, nachdem die analogen Eingangssignale durch den analogen gleitenden Mittelwertfilter 2 durchgegangen sind. Dies ist auf dem oben beschriebenen „Abtast-Theorem” basiert. In der vorliegenden Erfindung wird das Auftreten des „Umfalt(aliasing)-Phänomens” von hochfrequenten Signalkomponenten während der A/D-Umwandlung durch die Wahl dieser Frequenz verhindert.
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Es wird dann die Tastfrequenz fsd des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 auf eine Frequenz gesetzt, die gleich der Tastfrequenz fsa des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2 ist oder ein ganzzahliges Vielfaches dieser Abtastfrequenz fsa aus folgenden Gründen, wie oben beschrieben. Die Dämpfung wird ein Maximum (theoretisch unendlich) in dem Frequenzbereich, in welchem die Frequenz n-mal (wobei n ein positives ganzzahliges von 1, 2, 3, usw. ist) die Tastfrequenz fsa in dem analogen gleitenden Mittelwertfilter 2 (sehe 2a) ist. Wenn die Tastfrequenz fsd des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 wie oben beschrieben in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 eingestellt ist, dann wird der Frequenzbereich, bei welchem die Dämpfung in dem analogen gleitenden Mittelwertfilter 2 ein Maximum wird auf den Frequenzbereich (siehe 13a) überlagert, in welchem die Dämpfung in dem digitalen Mittelwertfilter 6 nahezu null wird.
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Mit anderen Worten zeigt 2a die Frequenz im Verhältnis zu den Dämpfungscharakteristiken des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2, wenn die Tastfrequenz fsa 100 kHz ist. Von diesem Diagramm wird deutlich, daß dann, wenn die Tastfrequenz fsa 100 kHz ist, dann der Frequenzbereich immer dann die Dämpfung mit theoretisch Maximum in dem analogen digitalen Mittelwertfilter 2 wird, wenn der Frequenzbereich ein der Tastfrequenz fsd mit n-mal gleich 100 kHz, 200 kHz, 300 kHz, etc. multipliziert wird.
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Wenn andererseits die Tastfrequenz fsd des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 100 kHz ist, dann wird der Frequenzbereich, bei welchem die Dämpfung näherungsweise null in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 ist, den Frequenzbereich annehmen, in welchem die Tastfrequenz fsd multipliziert mit n-mal gleich 100 kHz, 200 kHz, 300 kHz, usw. wird, wie in 13a gezeigt. Des weiteren wird bei der vorliegenden Ausführungsform der analoge gleitende Mittelwertfilter 2 und der digitale gleitende Mittelwertfilter 6 mit diesen Filtercharakteristiken vor und nach dem A/D-Wandler 4 angeordnet. Daher ist es möglich, die Frequenz gegen die Dämpfungscharakteristiken zu erhalten, die eine Kombination der Charakteristiken der Filter 2 und 6 bei dem gesamten A/D-Wandler-Gerät wie in 2 gezeigt, erbringen. Demgemäß ist es möglich, die Dämpfung in dem Frequenzbereich zu korrigieren, in welchem der digitale gleitende Mittelwertfilter 6 nicht ein hochfrequentes Signal dämpfen kann, so daß der analoge gleitende Mittelwertfilter 2 eine Maximumdämpfung in diesem Frequenzbereich liefert.
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3a zeigt eine Graphik, die die Frequenz gegen die Dämpfungscharakteristiken des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 zeigt, wobei die Abszisse die Frequenz als eine lineare Achse zeigt. 3b ist eine Graphik, die kombinierte Charakteristiken der Frequenz gegen die Dämpfungscharakteristiken der Filter 2 und 6 nahe der Tastfrequenz 100 kHz zeigt, wobei die Abszisse die Frequenz als eine lineare Achse zeigt. Aus diesem Diagramm wird klar, daß in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 die Dämpfung in einen winkelförmigen Kurvenverlauf nahe der Tastfrequenz 100 kHz abfällt (und nahe einer Frequenz, die n-mal dieser Tastfrequenz ist). Andererseits korrigiert der analoge gleitende Mittelwertfilter 2 die Dämpfung als ob ein Keil in die Spitze getrieben wird, bei welcher die Dämpfung ein Minimum (näherungsweise null) in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 wird. Daher ist es möglich, wenn der analoge gleitende Mittelwertfilter 2 als ein Vorfilter bei der vorliegenden Ausführungsform verwendet wird, besonders wirksam den unnötigen Signaldurchgangsbereich zu korrigieren, der in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 erzeugt wird.
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Daher ist es entsprechend dem A/D-Wandler-Gerät bei der vorliegenden Ausführungsform ungleich einem konventionellen Gerät, das analoge CR-Filter als Vorfilter verwendet, nicht notwendig, Maßnahmen zu ergreifen wie die Erhöhung der Filterordnung oder die Grenzfrequenz zu erniedrigen, um die hochfrequenten Signalkomponenten entsprechend dem unnötigen Signaldurchgangsbereich, der in den digitalen gleitenden Mittelwertfilter erzeugt wird, zu dämpfen. Als ein Ergebnis wird es möglich, ein A/D-Wandler-Gerät zu realisieren, das unnötige Hochfrequenz-Signalkomponenten in einer besonders einfachen Struktur entfernt.
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Wie des weiteren oben beschrieben ist, ist es möglich, die Phasenfrequenzcharakteristik ϕa des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2 unter Verwundung der obigen Gleichung (2) zu beschreiben und die Phasenfrequenzcharakteristik ϕd des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 unter Verwendung der obigen Gleichung (3). Daher wird gemäß den A/D-Wandler-Gerät der vorliegenden Ausführungsform ermöglicht, die Phasenwechsel auszulöschen, die in den Filtern 2 und 6 erzeugt werden und den Wechsel der Phase von den erhaltenen digitalen Signalen von der Phase des analogen Eingangssignals zu reduzieren.
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Wie des weiteren in 4 gezeigt wird, kann bei dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 in der Konstruktion aus einem Haltekreis LT und einem Addiererkreis ADD und auch bei einer Frequenz (Tastfrequenz fsd) des Taktes CKSD in Übereinstimmung mit der Tastfrequenz fsa des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2, z. B. die Phasenfrequenzcharakteristik ϕa des analogen digitalen Mittelwertfilters 2, vollständig mit der Phasenfrequenzcharakteristik ϕd des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 übereinstimmen und dabei Phasenabweichungsrichtungen (eine Phasenvoreilung und eine Phasennacheilung) wie in 4b gezeigt, ausschließen. Als ein Ergebnis daraus wird es möglich, die Phase des Digitalwertes DT der von den digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 geliefert wird in vollständiger Übereinstimmung mit der Phase des analogen Eingangssignals Vin zu bringen.
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Mit anderen Worten wird entsprechend dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6, wie in 4a gezeigt, bei diesem Filter der letzte digitale Wert Dad, der von dem A/D-Wandler 4 erhalten wird, aufsummiert werden mit dem digitalen Wert Dad, der eine Periode zuvor durch den Halteschaltkreis gehalten wurde in Synchronismus mit dem Takt CKSD, wobei der Digitaldatenwert Dad aus dem A/D-Wandler 4 gleitend gemittelt wird. Daher wird Zahl N der Daten nach der gleitenden Mittelwertbildung „2”. Demgemäß stimmt die Phasenfrequenzcharakteristik ϕd mit der Phasenfrequenzcharakteristik ϕa des analogen gleitenden Mittelwertfilters überein. Als ein Ergebnis wird es möglich, einen digitalen Datenwert zu erzeugen, dessen Phase keine Abweichung von der Phase des analogen Eingangsignals Vin in dem gesamten A/D-Wandler-Gerät aufweist.
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Der digitale gleitende Mittelwertfilter, wie in 4a dargestellt, entspricht dem digitalen Mittelwertfilter wie er bei dem vierten Aspekt der Erfindung beschrieben ist,
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[Zweite Ausführungsform]
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Die 5a und 5b sind Blockdiagramme, die die Strukturen eines A/D-Wandler-Gerätes entsprechend einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen.
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Das A/D-Wandler-Gerät der vorliegenden Erfindung ist eine Anwendung des zweiten und fünften Aspekts der Erfindung. Wie in 5a gezeigt, ist das A/D-Wandler-Gerät mit einem Zeit-A/D-Wandler 8 ausgebildet (im weiteren als TAD bezeichnet), der ein analoges Eingangssignal Vin in ein digitales Datensignal in Synchronismus mit einem Takt CKTAD bei einer Tastfrequenz ftad wandelt und mit einem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 der ähnlich dem der ersten Ausführungsform ist.
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Wie in 5b gezeigt, ist der TAD 8 aus einem Impulsverzögererkreis 10 gebildet, der Verzögerungsglieder 12 kaskadenförmig verbunden über eine Vielzahl von Stufen aufweist, um ein Impulssignal Pin durch dessen Verzögerung für eine vorbestimmte Verzögerungszeit liefert und mit einem Puffer 14, der ein analoges Eingangssignal Vin als eine Treiberspannung an die Verzögerungsglieder 12 liefert, die den Impulsverzögerer 10 bilden und mit einem Kodierer 16, der eine erreichte Position eines Impulssignals innerhalb des Impulsverzögererkreises 10 bei einer Anstiegszeit (oder einer Abfallzeit) des Taktes CKTAD erfaßt und ein digitales Datenwertsignal liefert, das diese erfaßte Position zum Ausdruck bringt und mit einem Operationskreis 18, der den Ausgangsdatenwert von dem Kodierer 16 bei einer Anstiegszeit (oder einer Abfallzeit) des Taktes CKTAD verriegelt und eine Differenz zwischen dem Ausgangswert der dieses Mal gehalten worden ist und dem Ausgangswert, der beim letzten Mal gehalten worden ist, als ein Ergebnis der A/D-Wandlung liefert (digitaler Datenwert Dad).
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Bei der vorliegenden Ausführungsform entspricht der TAD 8 dem Zeit-A/D-Wandler wie er beim siebten Aspekt der Erfindung beschrieben worden ist und der Operationskreis 18 entspricht der Operationseinheit wie sie beim siebten Aspekt der Erfindung beschrieben worden ist und der Kodierer 16 und der Operationskreis 18 entsprechen der Zähleinheit, wie sie beim siebten Aspekt der Erfindung beschrieben worden ist.
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Im Weiteren sind die Verzögerungsglieder 12, die den Impulsverzögerer 10 bilden, von Gattergliedern wie z. B. Invertern (siehe 8) gebildet wie später beschrieben. Als Impulssignal Pin wird ein Signal mit einer Impulssignalflanke, die von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel oder von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel aufweist, an den Impulsverzögerer angelegt. Jedes Verzögerungsglied 12 liefert sequentiell die Flanke des Impulssignals Pin zu dem nächststufigen Verzögerungsglied 12 durch Verzögerung der Flanke mit einer vorbestimmten Verzögerungszeit. Bei dem TAD 8 der vorliegenden Ausführungsform mit obiger Struktur gehört zu der Verzögerungszeit jedes Verzögerungsgliedes 12 eine Zeit, die einem Signalpegel entspricht (einem Spannungspegel) des analogen Eingangssignals Vin. Wenn eine hochfrequente Rauschkomponente auf das analoge Eingangssignal Vin überlagert wird, variiert die Verzögerungszeit jedes Verzögerungsgliedes 12 basierend auf der hochfrequenten Rauschkomponente.
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6a zeigt eine Ausgangswellenform von jedem Verzögerungsglied 12, wenn das Impulssignal Pin an den Impulsverzögerer 10 angelegt wird und dieses Impulssignal Pin innerhalb des Verzögererkreises 10 übertragen wird. Wie von diesem Diagramm deutlich wird, variiert die Treiberspannung jedes Verzögerungsgliedes basierend auf dessen hochfrequenter Rauschkomponente, wenn eine hochfrequente Rauschkomponente auf das analoge Eingangssignal Vin überlagert wird. Daher variiert die Verzögerungszeit, wenn das Impulssignal Pin durch jedes Verzögerungsglied 12 hindurch kommt. Die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 12, die beim Durchgehen des Impulssignals Pin bei einem Zeitablauf speziell auftritt, wenn eine positive hochfrequente Rauschkomponente mit einem analogen Eingangssignal Vin überlagert wird, wird kürzer als eine Standardzeit, wenn eine hochfrequente Rauschkomponente nicht mit einem analogen Eingangssignal Vin (siehe „klein” in dem Diagramm) überlagert wird. Andererseits wird die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 12 beim Durchgang des Impulssignals Pin bei dem Zeitablauf, wenn eine negative Hochfrequenzrauschkomponente mit dem Eingangssignal Vin überlagert wird, größer als die Standardzeit (siehe „groß” in dem Diagramm). Entsprechend dem TAD 8 der vorliegenden Ausführungsform werden der Kodierer 16 und der Operationsschaltkreis 18 zur Erfassung der Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder 12 verwendet, durch welche das Impulssignal Pin innerhalb einer Periode in Synchronismus mit der Periode des Taktes CKTAD hindurchgegangen ist. Ein Ergebnis dieser Erfassung (die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder, durch welche das Impulssignal Pin hindurchgegangen ist) wird als ein digitaler Datenwert Dad ausgegeben, der ein Ergebnis der A/D-Umwandlung des analogen Eingangssignals Vin ausdrückt.
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Mit anderen Worten wird die Verzögerungszeit der Verzögerungsglieder 12, die den Verzögererkreis 10 bilden, kürzer, wenn der Signalpegel des analogen Eingangssignals Vin höher wird, entsprechend dem Signalpegel des analogen Eingangssignals Vin wie in 6b gezeigt. Es ist möglich, die Veränderungen in der Verzögerungszeit entsprechend dem positiven und negativen Hochfrequenzrauschsignalkomponenten, die mit dem analogen Eingangssignal Vin überlagert werden, zu löschen (oder zu mitteln) durch anlegen des Impulssignals Pin an den Impulsverzögerer 10 und sequentielles Durchlassen des Impulssignals Vin durch die Verzögerungsglieder 12. Dadurch kann bei der vorliegenden Ausführungsform, wie in 6c gezeigt, durch setzen einer Periode des Taktes CKTAD als Tastperiode die Zahl der Stufen der Verzögerungsglieder 12, durch die das Impulssignal Pin in dieser Periode hindurch gekommen ist, erfaßt werden. Für jede Tastperiode wird ein digitaler Datenwert Dad (D1, D2, etc.), der gleich dem Gleitdurchschnittswert der Signalpegel der analogen Eingangssignale Vin ist, erzeugt.
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Der TAD 8 weist als einzelne Einheit daher die Funktion eines analogen Gleit- und Mittelwertfilters 2 auf zur Entfernung der hochfrequenten Signalkomponenten von dem analogen Eingangssignal Vin und hat die Funktion des A/D-Konverters 4 zur Umwandlung des Signalpegels des analogen Eingangssignals Vin in einen digitalen Datenwert Dad.
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Des weiteren wird bei dem TAD 8, wie in 7a gezeigt der Impulsverzögerer 10 zur Mittlung der analogen Eingangssignale Vin verwendet. Darauf basierend ist es möglich, eine Filtercharakteristik zu realisieren, wo die Dämpfung bei einem Frequenzbereich ein Maximum wird, in welchem die Frequenz n-mal der Tastfrequenz fstad wird, die zur Mittelung verwendet wird (die Filtercharakteristik ist ähnlich der Filtercharakteristik des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2 wie in 2a gezeigt). Daher kann in ähnlicher Weise wie bei dem A/D-Wandler-Gerät der ersten Ausführungsform der TAD 8 die hochfrequenten Signalkomponenten ausreichend dampfen, die den unnötigen Signaldurchgangsbereich entsprechen, der in dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 erzeugt wird, wenn die Tastfrequenz fsd des digitalen gleitenden Mittelwertfilters auf n-mal der Tastfrequenz fstad des TAD 8 gesetzt werden. 7a zeigt die Frequenz gegen die Dämpfungscharakteristiken des TAD 8, wenn die Tastfrequenz ftad 100 kHz ist.
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Des weiteren wird bei diesem TAD 8 der Impulsverzögerer 10 zur Mittelung der Eingangssignale für jede einzelne Zeitperiode (Tastperiode) des Taktes der Tastfrequenz fstad verwendet. Daher ist es möglich, die Operationscharakteristik dieses TAD durch die Gleichung (1) wie die Operationscharakteristik des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2 der ersten Ausführungsform zu bestimmen.
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Andererseits kann bei der vorliegenden Ausführungsform dann, wenn der TAD 8 anstelle des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2 und des A/D-Wandlers 4 der ersten Ausführungsform verwendet wird, der TAD 8 nicht die Tastfrequenz für den analogen gleitenden Mittelwert und die Tastfrequenz für die A/D-Wandlung bei wechselseitig verschiedenen Frequenzen gesetzt werden.
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Daher tritt das Aliasingphänomen (Umfaltphänomen) auf, wenn hochfrequente Signalkomponenten 2, 3, 4, ---, die mindestens die Hälfte der Tastfrequenz ftad sind, wie in 7a gezeigt, als anscheinend niedrige Frequenz-Komponenten in dem digitalen Datenwert Dad aus dem TAD 8 erhalten, auftreten, wie in 7d gezeigt. Als ein Ergebnis kann eine Störung in der Wellenform des digitalen Datenwertsignals Dad auftreten, das von dem TAD 8 erhalten wird. In 7b zeigt 1 eine Signalkomponente eines Bereiches von 0 bis 50 kHz, 2 eine unnötige Signalkomponente im Bereich von 50 kHz bis 100 kHz und 3 eine unnötige Signalkomponente in dem Bereich von 100 kHz bis 500 kHz und 4 eine unnötige Signalkomponente in dem Bereich von 150 kHz bis 200 kHz.
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Mit anderen Worten wird die Grenzfrequenz fc des TAD 8 als gleich zu 0,44 fs ausgedrückt, wie die Grenzfrequenz des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2. Daher werden die hochfrequenten Signalkomponenten zumindest von einem Halb der Tastfrequenz fstad dann A/D gewandelt ohne ausreichende Dämpfung. Wenn z. B. der TAD eine Charakteristik (fstad = 100 kHz) hat wie in 7a gezeigt, geschieht eine Umfaltung (Aliasing) der Hochfrequenzsignalkomponenten symmetrisch mit fstad/2 = 50 kHz, und ein Eingangssignal von 80 kHz erscheint als Frequenzkomponente von 20 kHz und ein Eingangssignal von 110 kHz erscheint als eine Frequenzkomponente von 10 kHz, Als ein Ergebnis daraus kann eine Störung in der Wellenform des digitalen Datensignals Dad auftreten.
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In der vorliegenden Ausführungsform wird jedoch der digitale gleitende Mittelwertfilter 6 bei einer späteren Stufe des TAD 8 vorgesehen, womit es möglich ist, die Wellenformdeformation, die durch das Aliasing auftritt, zu beschränken basierend auf dem gleitenden Mittelwertprozeß des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 so zeigt 7b beispielsweise die Frequenz gegen die Dämpfungscharakteristiken des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6, wenn die Tastfrequenz fsd 100 kHz und die Zahl N der Daten, die gleitend gemittelt werden, gleich „16” ist zusätzlich zu den unnötigen Hochfrequenzsignalkomponenten 2, 3, 4, ---, die in dem Bereich von 50 kHz oder niedriger entsprechend dem Aliasing auftreten. Daher ist bei dem A/D-Wandler-Gerät der vorliegenden Erfindung auch möglich, eine Filtercharakteristik mit hoher Dämpfungseffizienz wie bei der ersten Ausführungsform zu realisieren. Wie oben erklärt, wird gemäß dem A/D-Wandler-Gerät der zweiten Ausführungsform durch Verwendung des TAD 8 mit den Funktionen des analogen gleitenden Mittelwertfilters 2 und des A/D-Wandlers 4 ermöglicht, ein A/D-Wandler-Gerät mit einem Filtereffekt (ein Hochfrequenzsignalreduktionseffekt) zu schaffen, der gleich ist dem A/D-Wandler-Gerät der ersten Ausführungsform.
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Daher wird das A/D-Wandler-Gerät der zweiten Ausführungsform kompakter als das A/D-Wandler-Gerät der ersten Ausführungsform mit einem ähnlichen Effekt. Konsequenterweise ist es möglich, einen besonders guten Effekt zu erzeugen, wenn das A/D-Wandler-Gerät in verschiedene Arten von Steuereinheiten von einem Kraftfahrzeug eingebaut werden, welche Größe- und Gewicht-Reduktion erfordern.
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Wenn der Zeit-A/D-Konverter (der TAD 8) wie in der vorliegenden Ausführungsform für die Verzögerungsglieder 12, die den Impulsverzögerer 10 bilden, verwendet wird, ist es möglich, jede Art von Schaltkreisen zu verwenden, die das Impulssignal Pin liefern, durch dessen Verzögerung um eine vorbestimmte Verzögerungszeit, und die Verzögerungszeit basierend auf der Treiberspannung verändern kann. Um die Schaltkreisstruktur zu vereinfachen, ist es bevorzugt, eine Struktur für die Verzögerungsglieder 12 zu verwenden, wie in den 8a oder 8b gezeigt.
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8a zeigt eine Struktur, bei der jedes Verzögerungsglied 12, das den Impulsverzögerer 10 bildet, aus zwei Stufen von CMOS Invertern INV (einem Negativkreis) gebildet ist, von denen jeder aus einem P-Kanaltransistor (FET) und einem n-Kanaltransistor (FET) besteht. Bei dieser Struktur wird eine Impulssignal Pin für eine vorbestimmte Zeit verzögert, die durch die Operationszeit des P-Kanaltransistors und des N-Kanaltransistors bestimmt wird, die die Front- und Rück-CMOS-Inverter INV bilden. 8b zeigt eine Struktur, bei der jedes Verzögerungsglied 12 das den Impulsverzögerer 10 bildet, aus einem einstufigen CMOS-Inverter-INV (ein negativer Schaltkreis) gebildet ist, der aus einem P-Kanaltransistor (FET) und einem n-Kanaltransistor (FET) besteht. Bei dieser Struktur wird das Impulssignal Pin durch eine vorbestimmte Zeit verzögert, welche durch die Operationszeit des CMOS Inverters INV bestimmt ist. Basierend auf dieser Struktur ist es möglich, ein Verzögerungsglied 12 mit vier oder zwei Transistoren auszubilden. Des weiteren ist es möglich, jeden Transistor extrem leicht bei der Herstellung eines CMOS Integrationsschaltkreises herzustellen. Als ein Ergebnis ist es möglich, den Impulsverzögererkreis 10 und den TAD 8 bei niedrigen Kosten zu realisieren.
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Um die Verzögerungszeit eines jeden Verzögerungsgliedes 12, das den Impulsverzögerer 10 bildet, entsprechend dem Spannungspegel des analogen Eingangssignals Vin gemäß obiger Erklärung zu steuern wird diese analoge Eingangssignal Vin an jedes Verzögerungsglied 12 als eine Treiberspannung angelegt. Wenn jedoch wie in 8c gezeigt, ein Steuertransistor (FET) Trc für die äußere Steuerung des Treiberstromes in dem CMOS Inverter INV vorgesehen ist, der den Impulsverzögerungsschaltkreis bildet, dann kann das analoge Eingangssignal Vin an den Steueranschluß (Gate) von diesem Steuertransistor Trc angelegt werden. Mit anderen Worten wechselt die Operationszeit des Gatterschaltkreises des Inverters INV oder dergleichen auch entsprechend den Treiberstrom der von einer Gleichstromquelle angelegt wird. Wenn daher der Treiberstrom basierend auf dem analogen Eingangssignal Vin gemäß 8c gesteuert wird, ist es auch möglich, den Impulsverzögerer 10 (und den TAD 8) in ähnlicher Weise wie oben beschrieben zu betreiben.
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Des weiteren kann der Zeit-A/D-Wandler (der TAD 8), der in der vorliegenden Ausführungsform verwendet wird, auch wie nachfolgend beschrieben strukturiert werden. Gemäß 9 wird der Impulsverzögerer 10 durch Verbindung der Verzögerungsglieder 12 in Ringform gebildet, wobei der Impulsverzögerer 10 in Form einer Ringverzögerungsleitung strukturiert ist, die ein Impulssignal innerhalb des Impulsverzögerers 10 zirkulieren kann. Zusätzlich zu dem Kodierer 16, der die Zirkulationsposition eines Impulssignals innerhalb des Impulsverzögererkreises 10 erfaßt ist ein Zähler 20 vorgesehen, der die Zahl der Zirkulationen eines Impulssignals innerhalb des Impulsverzögerer 10 zählt, Ein Operationsschaltkreis 18 holt die Daten von dem Kodierer 16 und dem Zähler 20 mit den Ausgangsdaten von dem Kodierer 16 als einen Niedrig-Ordnung-Bit-Datum und Ausgangsdaten von dem Zähler 20 als einem Hoch-Ordnung-Bit-Datum. Eine Differenz zwischen dem letzten Wert und dem letzten Digitaldatenwert kann als Digitaldatenwert Dad ausgegeben werden, der ein Ergebnis der A/D-Wandlung des analogen Eingangssignals Vin ausdrückt.
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In dem TAD 8 mit obiger Struktur zirkuliert des weiteren ein Impulssignal in der Ringverzögerungsleitung wie in dem Impulsverzögerer 10. Das digitale Datensignal Dad wird als ein Ergebnis der A/D-Wandlung wiederholt erzeugt in Synchronismus mit dem Takt, basieren auf der Anzahl der Zirkulationen des Impulssignals innerhalb der Ringverzögerungsleitung (ein Zählerwert des Zählers 20) und der Position bei welcher das Impulssignal innerhalb der Ringverzögerungsleitung sich befindet (ein Ausgang des Kodierers 16). Daher ist es beim Vergleich des TAD 8 gemäß 5b möglich, die Größen des TAD 8 zu reduzieren (und des A/D-Wandler-Gerätes) durch Reduzierung der Anzahl der Verzögerungsglieder 12, die den Impulsverzögerer 10 (Ringverzögerungsleitung) bilden.
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Die Struktur der Ringverzögerungsleitung wird im Detail in der der
japanischen Patentschrift 3-22081 und in der
japanischen Patentschrift 7-154256 als Stand der Technik beschrieben. Des weiteren entspricht der TAD
8 gemäß
9 dem Zeit-A/D-Wandler gemäß der Beschreibung des achten Aspekts der Erfindung, bei dem der Operationsschaltkreis
18 einer Operationseinheit entspricht, wie beim siebten Aspekt der Erfindung beschrieben und der Kodierer
16 und der Operationsschaltkreis
18 entsprechen der Zählereinheit, wie sie in dem achten Aspekt der Erfindung beschrieben ist.
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[Ausführungsbeispiel]
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Um den Effekt der Reduzierung der Hochfrequenzsignalkomponenten (Rauschen) bei dem A/D-Wandler-Gerät mit Filterfunktion entsprechend der vorliegenden Erfindung zu bestätigen, wird das A/D-Wandler-Gerät entsprechend der zweiten Ausführungsform als eine Eingangseinheit verwendet, die ein Erfassungssignal von einer Abtastposition eines Abtastsensors (eines Spulensensors) von einem Resonanzabtaster 30 A/D-wandelt und dieses Signal an einen Mikrocomputer oder dergleichen anlegt. Dann werden das Erfassungssignal und das digitale Datensignal GT nach der A/D-Wandlung entsprechend gemessen. Dieses Ausführungsbeispiel wird im nachfolgenden erklärt.
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Wie 10 zeigt, ist der Resonanzabtaster 30 aus einem Abtasthauptkörper 36 gebildet, der einen Lichtreflexionsabschnitt 32 aufweist, welcher an der Front ausgebildet ist, um Licht abzutasten und der durch eine dünne Stützplatte 34 für eine Resonanzschwingung unterstützt ist, und wobei ein Magnet 40 vorgesehen ist, der mit einem Stab 38 zusammengepaßt ist, und welcher sich von dem rückwärtigen Ende des Abtasthauptkörpers 36 wegerstreckt und Treiberspulen 42, die auf der linken und der rechten Seite des Magnets 40 angeordnet sind. Ein Strom wird an die Treiberspulen 42 angelegt, um einen magnetischen Fluß zu erzeugen, dadurch wird der Magnet 40 und der Abtasthauptkörper 36 in Resonanzschwingung versetzt. Auf der Rückseite des Magnets 40 ist eine Sensorspule 46 vorgesehen, die einen Wechsel in dem Magnetfluß erfaßt, welcher durch die Resonanzkraft des Magnets 40 (Ortsveränderung) erzeugt wird. Ein Verstärker 44 verstärkt ein Erfassungssignal (eine Signalspannung) von dieser Sensorspule 46 und liefert das verstärkte Signal an das A/D-Wandler-Gerät (zweite Ausführungsform). Das Eingangssignal (das Analogeingangssignal Vin) und das digitale Datensignal DT als ein Ergebnis der A/D-Wandlung werden gemessen. Die 11a bis 11c zeigen das Meßergebnis.
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Bei dem Experiment wird der in 9 gezeigte TAD für einen TAD 8 verwendet (der Zeit-A/D-Wandler ausgestattet mit der Ringverzögerungsleitung des Impulsverzögerers 10). Für einen digitalen gleitenden Mittelwertfilter 6 wird ein digital gleitender Mittelwertfilter verwendet, der einen gleitenden Mittelwertprozeß zwei mal ausführt, um die digitalen Daten der letzten sechzehn male zu mitteln. Die Tastfrequenzen fstad und fsd des TAD und des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 werden jeweils auf 100 kHz gesetzt.
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11a ist ein Diagramm, das einen Ausgang (das analoge Eingangssignal Vin) des Verstärkers 46 zeigt, welches mit einem Oszilloskop beobachtet wird. 11b ist ein Diagramm, das ein A/D-Wandlungsergebnis zeigt, das das digitale Datensignal DT liefert, welches von dem A/D-Wandler-Gerät bei einer konstanten Periode (0,01 msec. Periode in diesem Fall) ausgegeben und entlang einer Zeitachse aufgetragen wird, die der Zeitachse gemäß 11a entspricht. 11c ist ein vergrößertes Diagramm von einem Teil (ein Teil A) der Linie in 11b.
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Von diesen Diagrammen kann besser abgelesen werden, daß das A/D-Wandler-Gerät gemäß der zweiten Ausführungsform, das eine Kombination des TAD 8 und des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 ist ebenfalls die unnötigen Hochfrequenzsignalkomponenten vollständig entfernen kann, die mit dem analogen Eingangssignal Vin überlagert sind.
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Mit anderen Worten wird es entsprechen der vorliegenden Erfindung möglich, wenn das A/D-Wandler-Gerät, das verschiedene Arten von Signalen A/D-wandelt und diese Signale an den Eingang anlegt (das bedeutet, an die Signaleingangseinheit) bei einer Konstruktion anlegt, die auf der Kombination des analogen gleitenden Mittelwertfilters, des A/D-Wandlers und des digitalen gleitenden Mittelwertfilters basieren oder einer Kombination aus dem Zeit-A/D-Wandler und dem digitalen gleitenden Mittelwertfilter, dann wird es möglich, das A/D-Wandler-Gerät (die Signaleingangseinheit) zu realisieren, die einen zufriedenstellenden Rauschreduktionseffekt ohne Verwendung eines konventionellen analog CR-Filters erreicht.
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Bei obigen Experiment wird das A/D-Wandler-Gerät gemäß der zweiten Ausführungsform als Eingangseinheit verwendet, die ein Erfassungssignal von der Sensorspule aufnimmt, die in dem Resonanzabtaster vorgesehen ist. Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist es jedoch möglich dieses A/D-Wandler-Gerät für jede Art von Geräten zu verwenden, wenn das Gerät das analoge Eingangssignal Vin wandelt und dieses Signal an einen Mikrocomputer oder dergleichen liefert. Zum Beispiel ist es möglich, das A/D-Wandler-Gerät der vorliegenden Erfindung für ein A/D-Wandlererfassungssignal von verschiedenen Arten von Sensoren zu verwenden, wie z. B. Temperatursensoren, Drehmomentsensoren, Winkelgeschwindigkeitssensoren, Positionssensoren usw. Es ist auch möglich, das A/D-Wandler-Gerät für eine Filtereinheit zu verwenden, die einfach nur das Rauschen von einem analogen Eingangssignal entfernen soll.
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Desweiteren ist bei dem A/D-Wandler-Gerät gemäß der vorliegenden Ausführungsform der TAD 8 mit einem Operationsschaltkreis 18 versehen. Es ist jedoch auch möglich, die Funktion des Operationsschaltkreises 18 basierend auf einem arithmetischen Prozeß eines Mikrocomputers zu realisieren, wenn die Funktion des digitalen gleitenden Mittelwertfilters 6 realisiert wird auf der Basis der gleitenden Mittelwertbildung des Mikrocomputers.
