JP4682673B2

JP4682673B2 - 電波時計

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Publication number: JP4682673B2
Application number: JP2005106465A
Authority: JP
Inventors: 高元渡辺; 純夫増田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-04-01
Filing date: 2005-04-01
Publication date: 2011-05-11
Anticipated expiration: 2025-04-01
Also published as: JP2006287726A; US7839725B2; US20060222109A1; DE102006014858A1; DE102006014858B4

Description

本発明は、時刻情報にて振幅変調された標準電波を受信し、その受信信号から時刻情報を復元して、自己の計時時刻を修正する電波時計に関する。

従来より、時刻情報にて振幅変調された長波標準電波を受信し、その受信信号から時刻情報を復元して、自己の計時時刻を修正するよう構成された電波時計が知られている。
また、この電波時計では、長波標準電波の受信感度を高めるために、通常、受信信号を、水晶振動子を利用した狭帯域バンドパスフィルタ（水晶フィルタ）に通すことで、受信信号の中から、長波標準電波の周波数に対応した信号成分のみを抽出し、その抽出した受信信号を検波することにより、時刻情報を復元するようにされている（例えば、特許文献１等参照）。

しかしながら、水晶フィルタは集積化が困難であるため、従来の電波時計は小型化するのが難しいという問題があった。特に、日本のように複数の送信所から異なる周波数（日本では４０ｋＨｚ，６０ｋＨｚの２種類）の長波標準電波が送信される国又は地域では、その両方を利用できるように、水晶フィルタを複数設ける必要があることから、電波時計の小型化がより困難となっていた。また、水晶振動子は高価であるため、電波時計のコストアップを招くという問題もあった。

一方、近年では、水晶フィルタを用いることなく長波標準電波から時刻情報を復元できる受信装置として、受信信号を直交検波する受信装置が提案されている（例えば、特許文献２等参照）。

そして、この提案の受信装置では、受信信号を２分配し、各受信信号を、長波標準電波と同一周波数のｓｉｎ波及びｃｏｓ波とそれぞれ混合することにより、長波標準電波の同相成分Ｉと直交成分Ｑとを抽出し、これら各信号成分Ｉ，Ｑを２乗して加算する、といった手順で受信信号を直交検波し、時刻情報を復元することから、直交検波のための基準信号（長波標準電波と同一周波数の信号）を生成する必要はあるものの、従来のように狭帯域の水晶フィルタを用いることなく、長波標準電波から時刻情報を復元することができるようになる。
特開２００３−６０５２０号公報特開２００４−１０４５５５号公報

しかしながら、上記提案の受信装置は、受信信号と直交検波用のｓｉｎ波及びｃｏｓ波とをそれぞれ混合して、長波標準電波の同相成分Ｉと直交成分Ｑとを抽出する、一般的な直交検波を利用していることから、各信号を混合するミキサの後段には、フィルタを設ける必要があり、また、ミキサに入力される受信信号の信号レベルが安定するよう、分配回路の前段にＡＧＣ（自動利得調整回路）付きの増幅回路を設ける必要があった。

そして、これら各部は、すべてアナログ回路からなっているため、抵抗、コンデンサ、等の外付け部品が多数必要であり、これら各部品の特性のバラツキや温度特性等によって時刻情報の復元性能が低下することが考えられる。

また、電波時計において、現在時刻を計時したり、その計時時刻を時刻情報に基づき修正する計時・修正用の回路は、通常、デジタル回路で構成されることから、上記提案の受信装置は、このデジタル回路とワンチップで構成することが難しく、電波時計としては２チップ構成となってしまう。

従って、上記提案の受信装置を用いて電波時計を構成しても、その小型化は難しく、また温度変化等に対する特性劣化を防止することも難しい、といった問題があった。
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、受信信号を直交検波することにより時刻情報を復元する電波時計において、小型化及び耐環境性の向上を図ることを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の電波時計には、所定の基準クロックを用いて現在時刻を計時する計時手段と、現在時刻を表す時刻情報にて振幅変調された標準電波を受信する受信アンテナとが備えられている。
そして、検波手段が、受信アンテナからの受信信号を検波して時刻情報を復元し、時刻修正手段が、検波手段にて復元された時刻情報に基づき、計時手段による計時時刻を修正する。
また、検波手段においては、信号処理手段が、標準電波の搬送波の周期の４分の１の周期毎に、受信信号を順次積分若しくは平均化し、加減算手段が、その信号処理手段の信号処理動作によって標準電波の搬送波の一周期の間に得られる受信信号の積分値又は平均値Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を、次式に則って加減算することにより、Ｉk 、Ｑk を算出し、
Ｉk ＝Ｓ4k-3 ＋Ｓ4k-2 −Ｓ4k-1 −Ｓ4k
Ｑk ＝Ｓ4k-3 −Ｓ4k-2 −Ｓ4k-1 ＋Ｓ4k
（ただし、ｋ＝１，２，３，… ）
更に、積算手段が、加減算手段にて算出されるＩk 、Ｑk の標準電波Ｎ周期分の和Ｉ_N,m、Ｑ_N,mを次式に則って求めることにより、

標準電波の搬送波の同相成分Ｉ_N,m及び直交成分Ｑ_N,mを算出する。
つまり、本発明では、従来の直交検波のように、受信信号を２系統に分配して、各信号を、直交検波すべき標準電波と同じ周波数で位相が互いに９０度異なるｓｉｎ波及びｃｏｓ波と混合するのではなく、標準電波の搬送波の４分の１周期毎に受信信号を積分又は平均化して、標準電波の搬送波の一周期の間に得られた４個の積分値又は平均値を加減算することにより、標準電波の搬送波に対する同相成分Ｉｋと直交成分Ｑｋとを抽出する。

また、このように標準電波の搬送波の一周期毎に得られる同相成分Ｉｋと直交成分Ｑｋとでは、不要信号成分を充分除去することができない（詳しくは、標準電波の搬送波の偶数倍の周波数成分は除去できるものの、他の周波数成分は除去できない）ことから、本発明では、積算手段が、加減算手段にて算出されたＩｋとＱｋを、それぞれ、標準電波の搬送波のＮ周期分加算する。
このため、本発明によれば、不要信号成分の通過帯域幅を狭め、標準電波の搬送波の同相成分Ｉ_N,mと直交成分Ｑ_N,mを精度良く抽出できるようになる。

そして、本発明によれば、標準電波の搬送波の１周期毎に得られた同相成分Ｉｋと直交成分Ｑｋとを加算する数（積算数）Ｎを増やせば、不要信号成分の通過帯域幅を狭くすることができるので、従来のように、フィルタ等を用いて不要信号成分を除去する必要がない。

また、本発明によれば、受信信号を直交検波するに当たって、標準電波の搬送波の４分の１周期毎に積分又は平均化するための信号処理手段は必要になるものの、従来の直交検波のように、受信信号を２分配してｓｉｎ波及びｃｏｓ波と混合する必要はない。

さらに，本発明によれば，受信信号を標準電波の搬送波の４分の１周期ごとに積分又は平均化する手段としてのＡ／Ｄ変換器の出力ビット数を、例えば１４ビット程度としておけば、５０ｄＢ程度の受信信号の振幅に十分対応できるので、従来のようにＡＧＣ付きの増幅回路を必要とせず、固定増幅率の増幅器を採用することができる。このため、本発明によれば、検波手段（延いては電波時計）の小型化・低コスト化を図ることができる。

また、本発明において、受信信号を積分若しくは平均化する信号処理手段としては、各種ゲート回路を用いたデジタル回路にて構成できる。よって、本発明によれば、ノイズや温度変化に強い（換言すれば耐環境性を有する）検波手段を実現できることになり、従来に比べて、周囲温度等の影響を受けることなく受信信号を安定して直交検波することができるようになる。

ところで、検波手段において、受信信号の積分値若しくは平均値を求める信号処理手段としては、受信信号を標準電波の搬送波の周期で決まる所定期間（つまり４分の１周期）毎に積分又は平均化することのできる回路であればどのような回路を用いてもよいが、より好ましくはデジタル回路にて構成するとよい。

そして、一般的なデジタル式の積分・平均化回路は、所定のサンプリング周波数に同期して受信信号をサンプリング（Ａ／Ｄ変換）し、そのサンプリングした過去複数回分の受信信号（デジタルデータ）の平均値を演算するように構成されるが、こうした回路を本発明にて用いるには、サンプリング周波数を、検波すべき標準電波の搬送波の周波数に比べて十分高くして、積分・平均化回路を高速動作させる必要がある。

そこで、信号処理手段としては、遅延ユニットを複数段縦続接続してなるパルス遅延回路を用い、このパルス遅延回路に対して、各遅延ユニットの遅延時間を制御する信号として受信信号を入力すると共に、このパルス遅延回路にパルス信号を入力して、パルス遅延回路内でパルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させ、その後、標準電波の搬送波の周期の４分の１の周期毎に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントすることにより、積分値（平均値）を求めるようにするとよい。

つまり、パルス遅延回路を上記のように動作させた場合、パルス信号がパルス遅延回路内の各遅延ユニットを通過する際の遅延時間は、受信信号の信号レベルに応じて変化するが、その遅延時間の変動量は、パルス信号が複数の遅延ユニットを通過するのに伴い平均化される。

そこで、信号処理手段は、パルス遅延回路を上記のように動作させ、積分値（平均値）を求めるのに設定された所定周期毎（つまり、標準電波の搬送波の周期の４分の１の周期毎）に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントすることにより、受信信号の信号レベルの移動平均をとり、そのカウント結果を移動平均値として順次出力するように構成するとよい。

そして、信号処理手段をこのように構成すれば、受信信号の積分値（平均値）を、パルス遅延回路を用いた一つの回路で求めることができるようになり、しかも、積分値（平均値）を求めるために受信信号を高速にＡ／Ｄ変換する必要がないので、本発明の電波時計をより低コストで実現できることになる。

また次に、電波時計では、受信信号から標準電波を振幅変調するのに用いられた時刻情報を復元する必要があることから、本発明の検波手段には、上述した直交検波により得られた標準電波の搬送波の同相成分Ｉ_N,mと直交成分Ｑ_N,m とを用いて、標準電波の振幅を求めることにより、時刻情報を復元する振幅演算手段が設けられている。

そして、この振幅演算手段は、時刻修正手段が計時時刻を修正するのに用いる時刻情報として、積算手段にて算出された標準電波の搬送波の同相成分Ｉ _N,m 及び直交成分Ｑ _N,m から、次式

を用いて、標準電波の搬送波の振幅Ａ_N,nを求めるか、或いは、次式

を用いて、標準電波の搬送波の振幅の２乗値Ａ_N,n ²を求めるか、或いは、次式

（ただし、関数ｍａｘ（ｘ，ｙ）は、ｘ，ｙのうち、大きい方の数値を表す）
を用いて、標準電波の搬送波の振幅近似値Ａ_N,n′を求めるようにされている。

このように、本発明の電波時計によれば、上記のように構成された検波手段を用いて時刻情報を復元することから、水晶振動子等の外付け部品を不要にすることができると共に、検波手段には、ＡＧＣ付きの増幅回路や不要信号成分除去のためのフィルタを設ける必要がないので、電波時計の小型・軽量化を図ることができる。

また、検波手段は、デジタル回路にて構成することができることから、計時時刻修正用のデジタル回路とともに、１つのＩＣチップとして集積化することもできるようになり、電波時計の用途を拡大することもできる。

また次に、請求項２に記載の電波時計においては、検波手段を構成している信号処理手段が受信信号を積分若しくは平均化する周期を、計時用の基準クロックを生成するのに用いられる発振器からの出力に基づき設定するよう構成されている。
このため、請求項２に記載の電波時計によれば、検波手段の動作クロックが、計時用の基準クロックを生成するのに用いられる発振器からの出力に基づき設定されることになり、検波手段の動作クロックを生成するための発振器等が不要になって、電波時計の小型・軽量化を促進することができる。

以下に本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本発明が適用された実施形態の電波時計全体の構成を表すブロック図である。
図１に示すように、本実施形態の電波時計には、水晶振動子２ａを備え、一定周波数（本実施形態では４．８ＭＨｚ）で発振する発振器２と、発振器２からの出力を１／２０分周及び１／３０分周することにより、周波数が異なる２種類の基準信号（本実施形態では、周波数が２４０ｋＨｚの基準信号と周波数が１６０ｋＨｚの基準信号）を生成する第１の分周回路４と、この第１の分周回路４にて生成された基準信号の一方（本実施形態では、１６０ｋＨｚの基準信号）を取り込み、それを分周（本実施形態では、１／１６００００分周）することで、計時用の基準クロックである１Ｈｚの信号を生成する第２の分周回路６と、この第２の分周回路６からの出力をカウントすることで現在時刻を計時する時刻カウンタ８と、この時刻カウンタ８によるカウント値に基づき、ＬＣＤ等からなる表示部１２に時刻を表示するドライバ回路１０とが備えられている。

なお、第１の分周回路４において、２種類の基準信号を生成するのは、本実施形態の電波時計が日本国内用であり、４０ｋＨｚの長波標準電波と６０ｋＨｚの長波標準電波との何れかを受信して、時刻情報を復元できるようにするためである。

また、第１の分周回路４が生成する２種類の基準信号は、２種類の長波標準電波の周波数４０ｋＨｚ、６０ｋＨｚの４倍の周波数１６０ｋＨｚ、２４０ｋＨｚに設定されるが、これは、各長波標準電波の４分の１周期のタイミングを生成するためであり、その生成された基準信号は、スイッチＳ２を介して、後述の直交検波回路１８に選択的に入力される。

次に、電波時計には、２種類の長波標準電波を受信するためのバーアンテナ１４と、バーアンテナ１４からの受信信号を増幅する増幅回路１６と、この増幅回路１６にて増幅された受信信号を、スイッチＳ２を介して入力される基準信号を用いて直交検波することで、長波標準電波の搬送波の同相成分Ｉ_N,mと直交成分Ｑ_N,mとを抽出する直交検波回路１８と、この直交検波回路１８にて得られた搬送波の同相成分Ｉ_N,mと直交成分Ｑ_N,mとに基づき長波標準電波の振幅Ａ_N,mを演算する振幅演算回路２０と、この振幅演算回路２０からの出力を２値化する２値化回路２２と、この２値化回路２２から出力された２値化信号に基づき、長波標準電波の搬送波に重畳されている時刻情報を復元するデコーダ２４と、このデコーダ２４にて復元された時刻情報が正しいか否かを検証し、正しい場合には時刻カウンタ８にプリセット信号を出力して、デコーダ２４にて復元された時刻情報を時刻カウンタ８に書き込む時刻検証回路２６と、が備えられている。

なお、時刻検証回路２６は、長波標準電波から時刻情報を復元するための回路（増幅回路１６、直交検波回路１８、振幅演算回路２０、２値化回路２２、及びデコーダ２４）を所定時間毎に動作させて、時刻カウンタ８のカウント値を、長波標準電波から復元した時刻情報に基づき修正するようにされており、その動作時にデコーダ２４から一定時間以上時刻情報が入力されないときや、時刻情報が変化しないときには、時刻情報を取得できなかったと判断して、時刻カウンタ８への時刻情報の書き込みを禁止する。

また、バーアンテナ１４は、コンデンサが並列接続されることによって、所謂共振アンテナを構成するものであるが、バーアンテナ１４には、並列接続されるコンデンサの容量を切り換え、共振周波数を４０ｋＨｚと６０ｋＨｚとの何れかに設定するためのスイッチＳ１が設けられている。

そして、このスイッチＳ１は、直交検波回路１８へ入力する基準信号の周波数を切り換えるスイッチＳ２と連動して切り換えられる。つまり、４０ｋＨｚの長波標準電波を受信する際には、スイッチＳ１はオンされ、スイッチＳ２は直交検波回路１８に１６０ｋＨｚの基準信号を入力するよう切り換えられ、逆に、６０ｋＨｚの長波標準電波を受信する際には、スイッチＳ１はオフされ、スイッチＳ２は直交検波回路１８に２４０ｋＨｚの基準信号を入力するよう切り換えられる。

そして、本実施形態では、このスイッチＳ１、Ｓ２の切り換えは、手動操作でも、また、時刻検証回路２６からの指令によっても行うことができるようにされている。つまり、時刻検証回路２６は、上述した時刻情報の取得動作によって時刻情報を取得できなかったときには、スイッチＳ１、Ｓ２を切り換えることによって、時刻情報取得のために受信する長波標準電波を切り換えるようにされている。

この結果、本実施形態の電波時計によれば、日本国内で２カ所の送信所から送信されている２種類の長波標準電波の何れかを利用して、時刻カウンタ８による計時時刻を自動で修正することができるようになる。

なお、本実施形態の電波時計において、時刻カウンタは、本発明の計時手段に相当し、バーアンテナ１４は、本発明の受信アンテナに相当し、直交検波回路１８及び振幅演算回路２０は、本発明の検波手段に相当し、２値化回路２２、デコーダ２４、及び、時刻検証回路２６は、本発明の時刻修正手段に相当する。

次に、本発明に関わる主要部である直交検波回路１８について説明する。
図２に示す如く、直交検波回路１８は、スイッチＳ２を介して入力される基準信号ＣＫ１の一周期毎（つまり、検波対象となる長波標準電波の搬送波の周期Ｔｃの４分の１の周期毎）に受信信号を平均化する、信号処理手段としての時間Ａ／Ｄ変換回路（以下、単にＴＡＤという。）３０と、このＴＡＤ３０にて基準信号ＣＫ１の一周期毎に求められる平均値Ｓを順次ラッチするための第１〜第４レジスタ３２，３４，３６，３８と、これら各レジスタ３２〜３８にラッチされた平均値Ｒ１〜Ｒ４を加減算する加減算回路４０と、基準信号ＣＫ１をカウントすることにより、基準信号ＣＫ１を４分の１分周した信号（換言すれば長波標準電波の搬送波と同一周期の信号）を加減算回路４０の動作クロックＣＫ２として生成する４進カウンタ４２と、加減算回路４０からの出力を積算する２つの積算回路４４，４６と、４進カウンタ４２から出力された動作クロックＣＫ２をカウントすることにより、動作クロックＣＫ２をＮ分の１分周した信号（換言すれば長波標準電波の搬送波の周期をＮ倍した）を積算回路４４，４６の動作クロックとして生成するＮ進カウンタ４８とを備える。

なお、ＴＡＤ３０は、本発明の信号処理手段に相当し、加減算回路４０は、本発明の加減算手段に相当し、積算回路４４，４６は、本発明の積算手段に相当する。

ここでまず、ＴＡＤ３０は、図３に示すように、遅延ユニット５４をリング状に連結し、初段の遅延ユニット５４ａに起動信号Ｐｉｎを入力すると、初段の遅延ユニット５４ａから次段の遅延ユニット５４へとパルス信号が順次伝達され、そのパルス信号が最終段の遅延ユニット５４ｂから初段の遅延ユニット５４ａに戻されることにより、パルス信号が周回するよう構成されたパルス遅延回路５２（所謂リングディレイライン（ＲＤＬ）と、このパルス遅延回路５２内でのパルス信号の周回回数をカウントするカウンタ５６と、基準信号ＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングで、パルス遅延回路５２内でのパルス信号の到達位置を検出（ラッチ）し、その検出結果をパルス信号が通過した遅延ユニット５４が先頭から何段目にあるかを表す所定ビットのデジタルデータに変換して出力するラッチ＆エンコーダ５８と、カウンタ５６によるカウント値を基準信号ＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチするラッチ回路６０と、ラッチ回路６０からの出力が上位ビットデータｂ、ラッチ＆エンコーダ５８からの出力が下位ビットデータａとして入力され、その入力データＤｔを基準信号ＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチして、基準信号ＣＫ１の一周期前にラッチした前回値との差を求める減算部６２とを備える。

そして、パルス遅延回路５２を構成する各遅延ユニット５４は、インバータ等からなるゲート回路にて構成されており、各遅延ユニット５４には、バッファ５０を介して、増幅回路１６からの入力信号Ｖｓ（つまり受信信号）が、電源電圧として印加される。

このため、各遅延ユニット５４の遅延時間は、入力信号Ｖｓ（受信信号）の電圧レベルに対応した時間となり、減算部６２からの出力（つまり、基準信号ＣＫ１の一周期内にパルス遅延回路５４内でパルス信号が通過した遅延ユニット５４の個数を表すデータＤＴ）は、その周期内に受信信号の電圧レベルを平均化した平均値Ｓとなる。

次に、加減算回路４０は、図４に示すように、基準信号ＣＫ１に同期してＴＡＤ３０から出力され、各レジスタ３２〜３８に順次ラッチされた連続する４個の平均値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を、次式
Ｉ＝Ｓ１＋Ｓ２−Ｓ３−Ｓ４
Ｑ＝Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３＋Ｓ４
に則って加減算することによりＩ、Ｑを求める、といった演算動作を、動作クロックＣＫ２の一周期毎に（つまり、長波標準電波の搬送波の一周期Ｔｃに同期して）繰り返し行う。

また、２つの積算回路４４，４６は、図５に示すように、加減算回路４０の動作クロックＣＫ２を受ける度に、加減算回路４０から出力されている演算結果Ｉ、Ｑをそれぞれ加算して行き、Ｎ進カウンタ４８から出力される動作クロックＣＫ３の立上がり（又は立下がり）タイミングで、その加算結果Ｉ_N，Ｑ_Nを振幅演算回路２０に出力する。

つまり、各積算回路４４、４６は、加減算回路４０にて長波標準電波の一周期毎に求められる搬送波の同相成分Ｉと直交成分Ｑとを、長波標準電波のＮ周期分加算することにより、その加算動作で不要信号成分を除去した、搬送波の同相成分Ｉ_Nと直交成分Ｑ_Nを生成するのである。

すなわち、図６（ａ）〜（ｄ）は、積算回路４４，４６におけるＩ、Ｑの積算回数Ｎを変化させた際に得られる振幅出力の周波数依存性の計算結果を表し、横軸は入力信号周波数ｆと同期信号周波数ｆｃ＝１／Ｔｃとの比ｒ、縦軸は振幅である。この図から明らかなように、積算回数Ｎ＝１の場合、振幅ゼロとなるノッチ領域は、ｒが偶数の部分のみであるが、積算回数Ｎが増加するとともにノッチ領域数が増加し、ｒが奇数となる周波数成分以外の成分が積算回数Ｎの増加とともに減少している。

つまり、ｒ＝１となるｆ＝ｆｃ周辺で減衰量が−６ｄＢとなる帯域幅を積算回数Ｎの関数として表すと、図６（ｅ）に示すようになり、積算回数Ｎの増加と共に直交検波回路１８の周波数帯域幅は小さくなり、積算回数Ｎを大きくすれば検波対象となる搬送波以外の成分を除去する直交検波の理想値に近づくのである。

ただし、積算回数Ｎが大きくなるほど、時間分解能ＮＴｃは長くなるので、この積算回数Ｎの選択にあたっては、帯域幅と時間分解能とを考慮する必要がある。
そこで、本実施形態では、時刻検証回路２６からＮ進カウンタ４８のカウント数を設定できるようにし、直交検波における積算回数Ｎの値として、４０ｋＨｚの長波標準電波に対しＮ＝２０００、６０ｋＨｚの長波標準電波に対しＮ＝３０００、を設定するようにしている。

これは、これらの値に対して、検波出力の時間分解能が、２０００／４０ｋＨｚ＝３０００／６０ｋＨｚ＝５０ｍs.となり、日本の長波標準電波における変調波のパルス幅２００ｍs.、５００ｍs.、８００ｍs.を判別するために適当な値であるからである。

次に、上記のように直交検波回路１８にて受信信号から生成された長波標準電波の搬送波の同相成分Ｉ_Nと直交成分Ｑ_Nは、振幅演算回路２０に入力され、図５に示すように、振幅演算回路２０にて、長波標準電波の搬送波の振幅Ａ_Nが求められるが、本実施形態では、振幅演算回路２０の構成を簡単にするために、振幅演算を、前述の［数４］に示した演算式に則って行うようにされている。

つまり、振幅演算は、前述の［数２］に示した演算式に則って正規の振幅Ａ_Nを求めるようにしてもよく、或いは、前述の［数３］に示した演算式に則って振幅Ａ_Nの２乗値を求めるようにしてもよいが、前者の演算では、開平演算及び乗算が必要になるし、後者の演算では、開平演算は不用であるが乗算が必要になることから、本実施形態では、上記演算方法をとることにより、振幅演算回路２０を最も簡単に構成できるようにしているのである。

なお、図７は、Ｉ＝Ａｃｏｓφ、Ｑ＝Ａｓｉｎφとした場合の［数４］に示した演算式における各値を、偏角φの関数として示している。この図７に示すように、［数４］に示した演算式で得られる振幅Ａ_Nは、偏角に対して１０％程度のリップルを持つが、本実施形態の電波時計では、得られた振幅Ａ_Nを２値化することによって時間情報を復元することから、このリップルは実用上問題はない。

以上説明したように、本実施形態の電波時計においては、受信信号から長波標準電波を抽出してその振幅を検出するのに、ＴＡＤ３０と各種演算回路とからなる直交検波回路１８を用いるようにしているので、増幅回路１６を除き、全てデジタル回路で構成することができる。このため、表示部１２を除く内部回路の集積化、１チップ化が容易で、電波時計の小型・軽量化を図ることができる。

また、直交検波回路１８は、ＴＡＤ３０と各種演算回路とから構成され、完全にデジタル化できることから、温度変化等の影響を受け難くすることができ、直交検波を常時最適に実行できる。また特に、本実施形態の直交検波回路１８は、積算回路４４，４６におけるＩ，Ｑの積算により不要なノイズ成分を充分除去することが可能となり、不要信号成分除去のために別途フィルタを設ける必要がないことから、小型化・集積化に有利である。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術範囲内にて種々の態様を採ることができる。
例えば、上記実施形態では、本発明が適用された直交検波回路１８を内蔵した電波時計について説明したが、直交検波回路１８は、積算回路４４、４６におけるＩ、Ｑの積算回数を適宜設定することにより、周波数帯域幅を任意に設定できることから、電波時計以外の受信装置や高周波フィルタとしても利用することができる。

また、上記実施形態では、直交検波回路１８からの出力Ｉ_N，Ｑ_Nは、振幅演算回路２０にて振幅Ａ_Nを算出するのに用いられるものとして説明したが、振幅演算回路２０では、図５に示すように、振幅Ａ_Nに加えて、上述した［数５］、［数６］に則って位相Ｐ_Nも演算するようにしてもよく、用途によっては、位相Ｐ_Nだけを演算するようにしてもよい。

実施形態の電波時計全体の構成を表すブロック図である。実施形態の直交検波回路の構成を表すブロック図である。実施形態のＴＡＤの構成を表すブロック図である。図２に示すＴＡＤ，レジスタ及び加減算回路の動作を表すタイムチャートである。図２に示す加減算回路、積算回路及び図１に示す振幅演算回路の動作を表すタイムチャートである。実施形態の直交検波回路におけるＩ，Ｑの積算回数Ｎと周波数帯域幅との関係を説明する説明図である。実施形態の振幅演算回路の動作を説明する説明図である。

符号の説明

２…発振器、２ａ…水晶振動子、４…第１の分周回路、６…第２の分周回路、８…時刻カウンタ、１０…ドライバ回路、１２…表示部、１４…バーアンテナ、１６…増幅回路、１８…直交検波回路、２０…振幅演算回路、２２…２値化回路、２４…デコーダ、２６…時刻検証回路、３２…第１レジスタ、３４…第２レジスタ、３６…第３レジスタ、３８…第４レジスタ、４０…加減算回路、４２…４進カウンタ、４４，４６…積算回路、４８…Ｎ進カウンタ、５０…バッファ、５２…パルス遅延回路、５４，５４ａ，５４ｂ…遅延ユニット、５６…カウンタ、５８…ラッチ＆エンコーダ、６０…ラッチ回路、６２…減算部。

Claims

所定の基準クロックを用いて現在時刻を計時する計時手段と、
現在時刻を表す時刻情報にて振幅変調された標準電波を受信する受信アンテナと、
該受信アンテナからの受信信号を検波して前記時刻情報を復元する検波手段と、
該検波手段にて復元された時刻情報に基づき、前記計時手段による計時時刻を修正する時刻修正手段と、
を備えた電波時計において、
前記検波手段は、
前記標準電波の搬送波の周期の４分の１の周期毎に、前記受信信号を順次積分若しくは平均化する信号処理手段と、
該信号処理手段の信号処理動作によって前記搬送波の一周期の間に得られる受信信号の積分値又は平均値Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を、次式に則って加減算し、Ｉk 、Ｑk を算出する加減算手段と、
Ｉk ＝Ｓ4k-3 ＋Ｓ4k-2 −Ｓ4k-1 −Ｓ4k
Ｑk ＝Ｓ4k-3 −Ｓ4k-2 −Ｓ4k-1 ＋Ｓ4k
（ただし、ｋ＝１，２，３，… ）
前記Ｉk 、Ｑk の搬送波Ｎ周期分の和Ｉ _N,m 、Ｑ _N,m を次式に則って求めることにより、前記搬送波の同相成分Ｉ _N,m 及び直交成分Ｑ _N,m を算出する積算手段と、
前記時刻情報として、前記積算手段にて算出された前記搬送波の同相成分Ｉ _N,m 及び直交成分Ｑ _N,m から、前記標準電波の振幅Ａ _N,n
または、前記標準電波の振幅の２乗値Ａ _N,n ²
または、前記標準電波の振幅近似値Ａ _N,n ′
（ただし、関数ｍａｘ（ｘ，ｙ）は、ｘ，ｙのうち、大きい方の数値を表す）
を算出する振幅演算手段と、
を備え、前記時刻修正手段は、前記検波手段の振幅演算手段にて算出された時刻情報に基づき、前記計時手段による計時時刻を修正することを特徴とする電波時計。
前記信号処理手段が前記受信信号を積分若しくは平均化する周期は、前記基準クロックを生成するのに用いられる発振器からの出力に基づき設定されることを特徴とする請求項１に記載の電波時計。