JP4760409B2 - 電波時計 - Google Patents

Description

本発明は、標準電波から抽出した時刻情報により計時時刻を修正する電波時計に関する。

従来より、時刻情報にて振幅変調された標準電波を受信し、その受信信号から時刻情報を復元して、自己の計時時刻を修正するよう構成された電波時計が知られている（例えば、特許文献１参照）。

そして、電波時計は、通常、自装置内に設けられた発振回路（一般的には水晶発振回路）からの基準信号を用いて自律的に計時を行うと共に、基準電波による計時時刻の修正を周期的（例えば、１日に１〜数回又は数日に１回）に行うように構成されている。つまり、発振回路が発生させる基準信号に周波数誤差が含まれている場合、自律的な計時のみでは、時間の経過とともに計時時刻の誤差が増大するため、これを基準電波から抽出される時刻情報を用いて修正することにより、計時時刻を正確に保っているのである。

なお、標準電波は、１周期６０秒（６０ビット）で繰り返し送信されるフレームを有しており、各フレームの送信タイミングでの年月日や時刻（時分）等をコード化した時刻コードにより、搬送波（４０ｋＨｚ／６０ｋＨｚ）を振幅変調したものである。また、振幅変調することにより、各ビットは、搬送波の振幅の大きい大振幅部と、振幅の小さい小振幅部（大振幅部の１０％）とで表され、大振幅部の期間（パルス幅）により、２進数の１／０や、その他のマーカを表すように設定されている。

ところで、電波時計では、標準電波の受信状態（Ｓ／Ｎ）が悪い場合に、時刻情報が正しく復元されるとは限らないため、計時時刻を誤修正してしまうことを防止するために、復元された時刻情報の検証を行っている。

具体的には、個々のフレームについて、時刻コードが決められた規則に則っていることの確認やパリティビットによる検証を行う他、連続した複数フレームから得られる時刻情報が１分ずつ更新されていること等の確認を行い、これらのいずれかに異常が検出された場合には、計時時刻の修正を禁止する等の対策がとられている。
特開２００３−６０５２０号公報

しかし、複数フレームを受信する必要がある上述の対策では、標準電波に基づく計時時刻の修正に少なくとも２，３分以上を要するため、通常の計時以外の処理による消費電力が増加するという問題があり、特に電池駆動の電波時計では、電池の寿命を短くしてしまうという問題があった。

また、上述の対策では、連続した複数フレームの時刻情報がいずれも正しく復元される必要があるため、標準電波の受信状態が不安定な場所に設置された場合、長期間に渡って計時時刻の修正を行うことができない可能性が高くなり、正確な計時を行うことができないという問題もあった。

本発明は、上記問題点を解決するために、標準電波から復元した時刻情報の検証を短時間で行うことが可能な電波時計を提供すること、更には、標準電波に基づく計時時刻の修正をできない状態が長期間継続しても、計時時刻の誤差を最小限に抑えることが可能な電波時計を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の電波時計では、基準信号発生手段が発生させた基準信号を用いて、計時手段が現在時刻の計時を行う。
また、受信手段が、現在時刻を表す時刻情報にて搬送波を振幅変調してなる標準電波を受信し、直交検波手段が、基準信号に基づいて生成されたタイミングに従って、標準電波の一又は複数周期に相当する期間毎に、その受信信号から標準電波の同相成分及び直交成分を抽出する。

すると、時刻情報復元手段が、直交検波手段にて抽出された同相成分及び直交成分から得られる振幅情報に基づいて時刻情報を復元すると共に、位相算出手段が、直交検波手段にて抽出された同相成分及び直交成分から標準電波の位相を算出し、更に、位相ばらつき度算出手段が、基準信号の周波数誤差に基づいて一定の時間変化率で変化する位相を基準位相として、位相算出手段にて算出される位相の基準位相に対するばらつき度を算出する。

そして、時刻修正手段が、時刻情報復元手段にて復元された時刻情報を標準電波のフレーム単位で検証し、該時刻情報に矛盾や誤りが無く、且つばらつき度算出手段にて算出されたばらつき度が、予め設定された許容値以下である場合に、計時手段による計時時刻を修正する。

なお、基準位相は、基準信号の周波数又はその整数倍の周波数と、標準電波の搬送波の周波数とが正確に一致している場合に一定となり（位相の時間変化率がゼロ）、両周波数が不一致である（即ち、基準信号が周波数誤差を含んでいる）場合に、その周波数誤差に比例した一定の割合で変化する（位相の時間変化率が非ゼロ）。

但し、標準電波は、時刻情報で振幅変調されているため、実際の標準電波の位相は、図６に示すように、基準位相からばらついたものとなる。即ち、振幅が変化するポイントでは、搬送波の周波数以外の周波数成分が多く含まれることにより、また、低振幅部の期間では、Ｓ／Ｎが低下してノイズの影響を受けやすくなることにより、位相のばらつきが生じるのである。なお、図６は、実際に受信された標準電波の振幅及び位相を時間の経過と共に示したグラフである。

従って、時刻情報を正確に復元できる正常時のばらつき度に基づいて許容値を設定しておくことにより、ばらつき度算出手段にて算出されるばらつき度が、この許容値より大きい時には、受信信号のＳ／Ｎが劣化しており、復元された時刻情報に誤りを含む可能性が高いと推定することができる。

このように本発明の電波時計では、標準電波の位相のばらつき度から、受信信号の状態（Ｓ／Ｎ）、ひいては振幅情報から復元した時刻情報の信頼性を評価し、位相のばらつき度が許容値以下であり受信信号の状態が良好である場合には、一つのフレームから抽出された時刻情報の検証結果が良好であれば、複数フレームに渡る検証を行うことなく、直ちに計時時刻の修正を行い、また、位相のばらつき度が許容値より大きく受信信号の状態が悪い場合には、時刻情報の検証結果が良好であっても、計時時刻の修正を禁止するようにされている。

従って、本発明の電波時計によれば、複数のフレームに渡る時刻情報の検証を行う従来装置と同等以上の信頼性を確保しつつ、計時時刻の修正を短時間（１フレーム）で行うことができる。

その結果、基準電波の受信状態が不安定な場合でも、受信状態が良好な状態が一つの時刻情報を受信するのに必要な間（１フレーム分）だけ継続しさえすれば、計時時刻の修正を行うことができるため、複数フレームを受信して検証を行う従来装置と比較して、計時時刻の修正を実行できる可能性を向上させることができる。

なお、位相のばらつき度としては、例えば、位相算出手段にて時系列的に算出される位相に基づき、一回前に算出された位相との差（位相変化量）を求め、その位相変化量の分散や、その位相変化量が予め設定された許容値以下又は許容値以上である確率、更には、線形回帰分析により得られる残差平方和や相関関数等を用いることができる。

次に、請求項２に記載の電波時計では、変化率抽出手段が、位相算出手段にて時系列的に算出される位相に基づいて、基準位相の時間変化率を抽出し、周波数調整手段が、変化率抽出手段にて抽出される時間変化率が最小となるように、基準信号の周波数を調整する。

なお、上述したように基準位相の時間変化率は、基準信号の周波数誤差に比例して大きくなるため、これを最小とすることは、基準信号の周波数誤差を最小とすること、即ち、計時手段による自律的な計時の精度を最大限に高めることに相当する。

従って、本発明の電波時計によれば、標準電波を受信できず、計時時刻の修正を行うことができない状況が長期間継続しても、計時手段での計時時刻の誤差を小さく保つことができる。

次に、請求項３に記載の電波時計では、直交検波手段が信号処理手段，加減算手段，積算手段からなり、信号処理手段が、標準電波の周期の４分の１周期に相当するタイミング毎に、受信信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成し、加減算手段が、その信号処理手段にて生成された信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，…を、次式に則って加減算することにより、Ｉ_k ，Ｑ_k を算出し、
Ｉ_k ＝Ｓ_4k-3＋Ｓ_4k-2−Ｓ_4k-1−Ｓ_4k
Ｑ_k ＝Ｓ_4k-3−Ｓ_4k-2−Ｓ_4k-1＋Ｓ_4k
（ただし、ｋ＝１，２，３，… ）
積算手段が、その加減算によって得られたＩ_k ，Ｑ_k の搬送波Ｎ周期分の和Ｉ_N,m ，Ｑ_N,m を次式に則って求めることにより、前記搬送波に対する同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m とを算出する。

つまり、本発明では、搬送波の４分の１周期毎に入力信号を積分又は平均化して、搬送波の一周期の間に得られた４個の積分値又は平均値を加減算することにより、搬送波の１周期毎に同相成分Ｉ_k と直交成分Ｑ_k とを抽出し、更に、Ｉ_k ，Ｑ_k を、それぞれ、搬送波のＮ周期分加算することで、不要信号成分の通過帯域幅を狭め、搬送波の同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m を精度良く抽出できるようにしている。

従って、本発明の電波時計によれば、入力信号を積分若しくは平均化する信号処理回路を各種ゲート回路を用いたデジタル回路にて構成できるため、装置を小型化できると共に、耐環境性（ノイズや温度変化への耐性）ひいては動作の信頼性を向上させることができる。

また、本発明の電波時計によれば、搬送波の１周期毎に得られる同相成分Ｉ_k と直交成分Ｑ_k とを加算する数（積算数）Ｎを増やせば、不要信号成分の通過帯域幅を狭くすることができるので、フィルタ等を用いて不要信号成分を除去する必要がなく、構成を簡易化することができる。

次に、請求項４に記載の電波時計では、周波数調整手段によりほぼ一定値（時間変化率がほぼゼロ）となる基準位相、ひいては位相手段にて算出される位相が最小となる（ゼロに接近する）ように、タイミング調整手段が、直交検波手段での同相成分及び直交成分の抽出タイミングを調整し、時刻情報復元手段が、直交検波手段にて生成される同相成分の値を振幅情報として用いる。

即ち、タイミング調整手段での調整により、直交検波手段にて生成される直交成分はほぼゼロとなり、同相成分は搬送波の振幅とほぼ一致したものとなるため、同相成分の値を、そのまま振幅情報として用いることができるわけである。

従って、本発明の電波時計によれば、振幅情報を求めるための構成を省略することができるため、時刻情報復元手段の構成を簡略化することができる。
次に、請求項５に記載の電波時計では、直交検波手段が、信号処理手段，タイミング可変加算手段，加減算手段，積算手段からなる。そして、まず、信号処理手段が、標準電波の周期の４×ｒ（ｒは正整数）分の１周期に相当するタイミング毎に、受信信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成し、タイミング可変加算手段が、信号処理手段にて生成された信号Ｓ１，Ｓ２，…を、標準電波の搬送波の１周期を４×ｒ分割したいずれか一つのタイミングを開始タイミングｐ（ｐ＝１，２，…，４ｒ）として、次式に則って加算することにより、前記標準電波の周期の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記受信信号を順次積分若しくは平均化した信号Ｓ_p,q を（ｑ＝１，２，…）を生成する。但し、タイミング可変加算手段は、タイミング調整手段からの指示に従って開始タイミングｐの変更が可能なように構成されている。

そして、加減算手段が、信号処理手段にて生成された信号Ｓ_p,q を、次式に則って加減算することにより、Ｉ_p,k 、Ｑ_p,k を算出し、
Ｉ_p,k ＝Ｓ_p,4k-3＋Ｓ_p,4k-2−Ｓ_p,4k-1−Ｓ_p,4k
Ｑ_p,k ＝Ｓ_p,4k-3−Ｓ_p,4k-2−Ｓ_p,4k-1＋Ｓ_p,4k
（ただし、ｋ＝１，２，３，… ）
積算手段が、Ｉ_p,k 、Ｑ_p,k の搬送波Ｎ周期分の和Ｉ_N,p,m 、Ｑ_N,p,m を次式に則って求めることにより、前記搬送波に対する同相成分Ｉ_N,p,m と直交成分Ｑ_N,p,m とを算出する。

つまり、請求項３に記載の電波時計では、信号処理手段が搬送波の１周期あたり４回のサンプリングを行うのに対し、請求項５に記載の電波時計では、信号処理手段が搬送波の１周期あたり４×ｒ回のサンプリングを行い、連続するｒ個のデータを順次加算することで、搬送波１周期あたり４個のデータを得ているため、このｒ個のデータの加算を開始するタイミングｐを適宜選択することにより、同相成分及び直交成分の生成タイミング（直交検波のタイミング）を調整することができるのである。

ところで、請求項３又は請求項５に記載の電波時計において、入力信号の積分値若しくは平均値を求める信号処理手段としては、標準電波の４分の１周期又は４×ｒ分の１周期に相当するタイミング毎に積分又は平均化することのできる回路であればどのような回路を用いてもよいが、より好ましくはデジタル回路にて構成するとよい。

そして、一般的なデジタル式の積分・平均化回路は、所定のサンプリング周波数に同期して入力信号をサンプリング（Ａ／Ｄ変換）し、そのサンプリングした過去複数回分の受信信号（デジタルデータ）の平均値を演算するように構成されるが、こうした回路を本発明の電波時計にて用いるには、サンプリング周波数を検波すべき搬送波の周波数に比べて十分高くして、積分・平均化回路を高速動作させる必要がある。

そこで、信号処理手段は、請求項６に記載のように、受信信号に応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路を用い、カウント手段が、標準電波の４×ｒ分の１周期に相当するタイミング毎に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントし、そのカウント手段によるカウント値を積分値又は平均値として求めるように構成することが望ましい。

つまり、パルス遅延回路を上記のように動作させた場合、パルス信号がパルス遅延回路内の各遅延ユニットを通過する際の遅延時間は、入力信号の信号レベルに応じて変化するが、その遅延時間の変動量は、パルス信号が複数の遅延ユニットを通過するのに伴い平均化されることになる。

このように構成された本発明の電波時計によれば、信号処理手段を、デジタル回路のみで構成することができるため、計時・時刻修正を行う他の部分のデジタル回路ともに、１つのＩＣチップとして集積化することができ、電波時計の用途を拡大することもできる。

次に、請求項７に記載の電波時計では、位相算出手段は、標準電波の位相として、直交成分に対する同相成分の比で表される近似値を用いる。
なお、直交成分に対する同相成分の比とは、要するに、標準電波の位相をφとするとｔａｎφのことであり、これに対して、実際の位相φは、次式により求められるものである。

φ＝ｔａｎ^-1（Ｑ／Ｉ）
そして、ｔａｎφ（＝Ｑ／Ｉ）は、ｔａｎ^-1（Ｑ／Ｉ）と比較して格段に少ない演算量で求めることができるものの、図１６に示すように、位相φとは非線形な関係にある。但し、φ＜−２π／３，｜φ｜＜π／３，φ＞２π／３の範囲に限れば、ｔａｎφの傾きｄ（ｔａｎφ）／ｄφ＝１／ｃｏｓ² φは、ほぼ一定の値となる。

つまり、この範囲に限れば、ｔａｎφは位相φに比例していると見なすことができ、位相φの近似値として用いることができるのである。
従って、本発明の電波時計によれば、標準電波の位相を求めるための構成を大幅に簡略化することができ、装置規模を小型化することができる。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された実施形態の電波時計１全体の構成を表すブロック図である。

図１に示すように、電波時計１には、水晶振動子２ａを備え、一定周波数（本実施形態では４．８ＭＨｚ）で発振する発振器２と、発振器２からの出力を１／２０分周及び１／３０分周することにより、周波数が異なる２種類の基準信号（本実施形態では、周波数が２４０ｋＨｚの基準信号と周波数が１６０ｋＨｚの基準信号）を生成する第１の分周回路４と、この第１の分周回路４にて生成された基準信号の一方（本実施形態では、１６０ｋＨｚの基準信号）を取り込み、それを分周（本実施形態では、１／１６００００分周）することで、計時用の基準信号である１Ｈｚの信号を生成する第２の分周回路６と、この第２の分周回路６からの出力をカウントすることで現在時刻を計時する時刻カウンタ８と、この時刻カウンタ８によるカウント値に基づき、ＬＣＤ等からなる表示部１２に時刻を表示するドライバ回路１０とが備えられている。

なお、第１の分周回路４において、２種類の基準信号を生成するのは、本実施形態の電波時計が日本国内用であり、４０ｋＨｚの長波標準電波と６０ｋＨｚの長波標準電波との何れかを受信して、時刻情報を復元できるようにするためである。

また、第１の分周回路４が生成する２種類の基準信号は、２種類の長波標準電波の周波数４０ｋＨｚ、６０ｋＨｚの４倍の周波数１６０ｋＨｚ、２４０ｋＨｚに設定されるが、これは、各長波標準電波の４分の１周期のタイミングを生成するためであり、その生成された基準信号は、スイッチＳ２を介して、後述の直交検波回路１８に選択的に入力される。

次に、電波時計１には、２種類の長波標準電波を受信するためのバーアンテナ１４と、バーアンテナ１４からの受信信号を増幅する増幅回路１６と、この増幅回路１６にて増幅された受信信号を、スイッチＳ２を介して入力される基準信号を用いて直交検波することで、長波標準電波の搬送波（以下「キャリア」ともいう）の同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m とを抽出する直交検波回路１８と、この直交検波回路１８にて得られたキャリアの同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m とに基づきキャリアの振幅Ａ_N,m を演算する振幅演算回路２０と、振幅演算回路２０からの出力を２値化する２値化回路２１と、２値化回路２１から出力された２値化信号に基づき、キャリアに重畳されている時刻情報を復元するデコーダ２２と、直交検波回路１８にて得られたキャリアの同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m とに基づきキャリアの位相φ_N,m を演算する位相演算回路２３と、この位相演算回路２３にて得られたキャリアの位相φ_N,m のばらつき度を求めるばらつき度演算回路２４と、デコーダ２２にて復元された時刻情報が正しいか否かを検証し、検証結果が正しく且つばらつき度演算回路２４にて得られた位相φ_N,m のばらつき度が予め設定されたばらつき閾値より小さい場合には時刻カウンタ８にプリセット信号を出力して、デコーダ２２にて復元された時刻情報を時刻カウンタ８に書き込む時刻検証回路２５と、が備えられている。

なお、バーアンテナ１４は、コンデンサが並列接続されることによって、所謂共振アンテナを構成するものであるが、バーアンテナ１４には、並列接続されるコンデンサの容量を切り換え、共振周波数を４０ｋＨｚと６０ｋＨｚとの何れかに設定するためのスイッチＳ１が設けられている。

そして、このスイッチＳ１は、直交検波回路１８へ入力する基準信号の周波数を切り換えるスイッチＳ２と連動して切り換えられる。つまり、４０ｋＨｚの長波標準電波を受信する際には、スイッチＳ１はオンされ、スイッチＳ２は直交検波回路１８に１６０ｋＨｚの基準信号を入力するよう切り換えられ、逆に、６０ｋＨｚの長波標準電波を受信する際には、スイッチＳ１はオフされ、スイッチＳ２は直交検波回路１８に２４０ｋＨｚの基準信号を入力するよう切り換えられる。

但し、このスイッチＳ１、Ｓ２の切り換えは、手動操作でも、また、時刻検証回路２５からの指令によっても行うことができるようにされている。つまり、時刻検証回路２５は、上述した時刻情報の取得動作によって時刻情報を取得できなかったときには、スイッチＳ１、Ｓ２を切り換えることによって、時刻情報取得のために受信する長波標準電波を切り換えるようにされている。

この結果、電波時計１によれば、日本国内で２カ所の送信所から送信されている２種類の長波標準電波の何れかを利用して、時刻カウンタ８による計時時刻を自動で修正することができるようになる。

次に、直交検波回路１８は、図２に示すように、スイッチＳ２を介して入力される基準信号ＣＫ１の一周期毎（つまり、検波対象となるキャリアの周期Ｔｃの４分の１の周期毎）に受信信号を平均化する時間Ａ／Ｄ変換回路（以下、単にＴＡＤという。）３０と、このＴＡＤ３０にて基準信号ＣＫ１の一周期毎に求められる平均値Ｓ_q （ｑ＝１，２，…）を順次ラッチするための第１〜第４レジスタ３２，３４，３６，３８と、これら各レジスタ３２〜３８にラッチされた平均値Ｓ_4k-3，Ｓ_4k-2，Ｓ_4k-1，Ｓ_4k（但し、ｋ＝１，２，３，…）を加減算する加減算回路４０と、基準信号ＣＫ１をカウントすることにより、基準信号ＣＫ１を４分の１分周した信号（換言すればキャリアと同一周期の信号）を加減算回路４０の動作クロックＣＫ２として生成する４進カウンタ４２と、加減算回路４０からの出力を積算する２つの積算回路４４，４６と、４進カウンタ４２から出力された動作クロックＣＫ２をカウントすることにより、動作クロックＣＫ２をＮ分の１分周した信号（換言すればキャリアの周期をＮ倍した信号）を積算回路４４，４６の動作クロックとして生成するＮ進カウンタ４８とを備える。

ここでまず、ＴＡＤ３０は、図３に示すように、遅延ユニット５４をリング状に連結し、初段の遅延ユニット５４ａに起動信号Ｐｉｎを入力すると、初段の遅延ユニット５４ａから次段の遅延ユニット５４へとパルス信号が順次伝達され、そのパルス信号が最終段の遅延ユニット５４ｂから初段の遅延ユニット５４ａに戻されることにより、パルス信号が周回するよう構成されたパルス遅延回路５２（所謂リングディレイライン（ＲＤＬ）と、このパルス遅延回路５２内でのパルス信号の周回回数をカウントするカウンタ５６と、基準信号ＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングで、パルス遅延回路５２内でのパルス信号の到達位置を検出（ラッチ）し、その検出結果をパルス信号が通過した遅延ユニット５４が先頭から何段目にあるかを表す所定ビットのデジタルデータに変換して出力するラッチ＆エンコーダ５８と、カウンタ５６によるカウント値を基準信号ＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチするラッチ回路６０と、ラッチ回路６０からの出力が上位ビットデータｂ、ラッチ＆エンコーダ５８からの出力が下位ビットデータａとして入力され、その入力データＤｔを基準信号ＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチして、基準信号ＣＫ１の一周期前にラッチした前回値との差を求め、その求めた結果を平均値Ｓ_q として出力する減算部６２とを備える。

そして、パルス遅延回路５２を構成する各遅延ユニット５４は、インバータ等からなるゲート回路にて構成されており、各遅延ユニット５４には、バッファ５０を介して、増幅回路１６からの入力信号Ｖｓ（つまり受信信号）が、電源電圧として印加される。

このため、各遅延ユニット５４の遅延時間は、入力信号Ｖｓ（受信信号）の電圧レベルに対応した時間となり、減算部６２からの出力（つまり、基準信号ＣＫ１の一周期内にパルス遅延回路５４内でパルス信号が通過した遅延ユニット５４の個数を表すデータＤＴ）は、その周期内に受信信号の電圧レベルを平均化した平均値Ｓ_q となる。

次に、加減算回路４０は、図４に示すように、基準信号ＣＫ１に同期してＴＡＤ３０から出力され、各レジスタ３２〜３８に順次ラッチされた連続する４個の平均値Ｓ_4k-3，Ｓ_4k-2，Ｓ_4k-1，Ｓ_4kを、（１）（２）式に則って加減算することによりＩ_k 、Ｑ_k を求める、といった演算動作を、動作クロックＣＫ２の一周期毎に（つまり、キャリアの一周期Ｔｃに同期して）繰り返し行う。

Ｉ_k ＝Ｓ_4k-3＋Ｓ_4k-2−Ｓ_4k-1−Ｓ_4k （１）
Ｑ_k ＝Ｓ_4k-3−Ｓ_4k-2−Ｓ_4k-1＋Ｓ_4K （２）
また、２つの積算回路４４，４６は、図５に示すように、加減算回路４０の動作クロックＣＫ２を受ける度に、加減算回路４０から出力されている演算結果Ｉ_k 、Ｑ_k をそれぞれ（３）（４）式に則って加算して行き、Ｎ進カウンタ４８から出力される動作クロックＣＫ３の立上がり（又は立下がり）タイミングで、その加算結果Ｉ_N,m ，Ｑ_N,m （ｍ＝１，２，３，…）を振幅演算回路２０に出力する。

つまり、各積算回路４４，４６は、加減算回路４０にてキャリアの一周期に相当するタイミング毎に求められるキャリアの同相成分Ｉ_k と直交成分Ｑ_k とを、キャリアのＮ周期分加算することにより、その加算動作で不要信号成分を除去した、キャリアの同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m を生成するのである。

なお、積算回数Ｎの増加と共に直交検波回路１８の周波数帯域幅は小さくなり、積算回数Ｎを大きくすれば検波対象となるキャリア以外の成分を除去する直交検波の理想値に近づくが、積算回数Ｎが大きくなるほど、時間分解能ＮＴｃは長くなるので、この積算回数Ｎの選択にあたっては、帯域幅と時間分解能とを考慮する必要がある。

本実施形態では、時刻検証回路２５からＮ進カウンタ４８のカウント数を設定できるようにし、直交検波における積算回数Ｎの値として、キャリア周波数が４０ｋＨｚの長波標準電波に対しＮ＝２０００、キャリア周波数が６０ｋＨｚの長波標準電波に対しＮ＝３０００、を設定するようにしている。

これは、これらの値に対して、検波出力の時間分解能が、２０００／４０ｋＨｚ＝３０００／６０ｋＨｚ＝５０ｍｓとなり、日本の長波標準電波における変調波のパルス幅２００ｍｓ、５００ｍｓ、８００ｍｓを判別するために適当な値であるからである。

次に、上記のように直交検波回路１８にて受信信号から生成されたキャリアの同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m は、振幅演算回路２０及び位相演算回路２３に入力される。
このうち、振幅演算回路２０では、（５）式に則って、キャリアの振幅Ａ_N,m が求められる。

その振幅演算回路２０にて求められたキャリアの振幅Ａ_N,m は、２値化回路２１にて２値化され、デコーダ２２にて、“１”, “０”, “Ｐ”の３値からなるデータ列に復号され、時刻検証回路２５に供給されると共に、その復号したデータ列から時刻情報が抽出され、時刻カウンタ８に供給される。

一方、位相演算回路２３では、（６）式に則って、キャリアの位相φ_N,m が求められる。

なお、位相演算回路２３にて求められるキャリアの位相φ_N,m は、図２に示すように、基準信号ＣＫ１に同期した基準信号の１／４周波数（即ち、キャリア周波数と同一の周波数）の基準信号ＣＫ２を基準にして求められたものである。

また、キャリア周波数ｆ_c の公称周波数に対する誤差は１０^-11 程度以下であるため、ほぼゼロであると見なすことができ、一方、基準信号ＣＫ２の周波数ｆ_s は、キャリア周波数ｆ_c と一致するように設定されるが、誤差εを含むため、（７）式で表わすことができる。

ｆｓ＝ｆｃ（１＋ε） （７）
また、直交検波回路１８では、基準信号ＣＫ２の１周期毎に算出されるＩ_k ，Ｑ_k をＮ周期分積算することにより、同相成分Ｉ_N,m 及び直交成分Ｑ_N,m を生成していることから、１回の直交検波に要する時間ｔ_sNは（８）式で表され、これに対して、キャリアＮ周期に相当する時間ｔ_cNは（９）式で表される。

更に、時間ｔ_sNと時間ｔ_cNとの差Δｔ_N は（１０）式により、また、これをキャリアの位相差Δφ_N に換算した値は（１１）式により表される。但し、ε＜＜１とする。

本実施形態では、基準信号ＣＫ２の生成に水晶発振子を用いており、その誤差εは高々１０^-5オーダの数値であるため、（１０）（１１）式で用いた近似ε／（１＋ε）＝εは成立する。

つまり、直交検波を行う毎に、キャリアの位相φ_N,m は、（１１）式で示したΔφ_N ずつ変化することになる。従って、単位時間当たりの位相変化量、即ち、位相変化率ｄφ_N ／ｄｔは、（１２）式で表され、これを、変形したものが（１３）式となる。

（１２）式からわかるように、位相演算回路２３により時系列的に求められるキャリアの位相φ_N,m は、基準信号ＣＫ２の周波数ｆ_s とキャリア周波数ｆ_c とが正確に一致していない場合（ε≠０）は、誤差εに比例した一定の位相変化率（−２πｆ_c ε）で変化し、基準信号ＣＫ２の周波数ｆ_s とキャリア周波数ｆ_c とが正確に一致している場合（ε＝０）は、一定の値となる。

但し、図６に示すように、受信信号にキャリア周波数ｆ_c 以外の周波数成分が重畳している場合には、位相演算回路２３にて求められるキャリアの位相φ_N,m の変化は不規則なものとなる。なお、図６は、時刻コードを読み取れる程度に良好な受信状態にて、実際に長波標準電波を受信し、そのキャリアの振幅Ａ_N,m 及び位相φ_N,m を求めたものである。図６に示すように、大局的には、位相φ_N,m が一定の位相変化率（図では、ｄφ_N ／ｄｔ≒π／１０．５ｒａｄ／ｓ、ε≒−１．２×１０^-6）で変化する様子、及び、振幅の変化点では波形の歪みにより、小振幅期間ではＳ／Ｎが低下することにより、キャリア周波数以外の周波数成分の影響を受けてキャリアの位相φ_N,m が不規則に変化する様子が現れている。

そして、ばらつき度演算回路２４は、誤差εに比例した一定の位相変化率で変化する位相を基準位相とし、この基準位相に対するキャリアの位相φ_N,m のばらつき度を算出する。

ここでは、位相演算回路２３により前回得られた位相φ_N,m-1 に対する今回得られた位相φ_N,m の変化量Δφ_N,m （＝φ_N,m −φ_N,m-1 ）を順次算出し、更に、その変化量Δφ_N,m の分散を１フレームに渡って、又は１フレームを複数区間に分割した各区間毎に求め、この求めた分散を、キャリア位相φ_N,m のばらつき度としている。つまり、変化量Δφ_N,m の平均値を直交検波の周期（キャリアのＮ周期分）で除したものが、位相φ_N,m の位相変化率とほぼ一致するものと考えられるため、この変化量Δφ_N,m の分散を求めることにより、基準位相（位相変化率で変化する位相）に対するキャリアの位相φ_N,m のばらつき度がわかるのである。

なお、位相φ_N,m のばらつき度は、キャリア周波数ｆ_c 以外の周波数成分が多く含まれているほど大きな値となり、受信状態が良好な場合でも、振幅の変調率が変化する変化点や低振幅期間の存在によってある程度の大きさを持つ。従って、様々な受信状態にてばらつき度を測定することにより、時刻情報を正しく復元できるばらつき度の上限値を求めておき、この上限値を、受信信号の受信状態（Ｓ／Ｎ）を推定する際に用いる許容値として設定する。

そして、時刻検証回路２５では、デコーダ２２にて復元された１フレーム（１分間）分の時刻情報の検証を行い、時刻情報に矛盾や誤りがないことが確認され、且つばらつき度演算回路２４にて得られたばらつき度が、上記許容値以下である場合に、時刻カウンタ８にプリセット信号を出力する。このプリセット信号が入力された時刻カウンタ８は、デコーダ２２にて復元された時刻情報を用いて、計時時刻の修正を行う。

なお、時刻検証回路２５では、時刻情報の検証として、具体的には、パリティビットの確認、復号された時刻情報の矛盾（例えば、時間情報が２５時以上，分情報が６０分以上を示している等）の有無の確認など、１フレーム内で確認できる処理のみを実行する。

また、時刻検証回路２５は、長波標準電波から時刻情報を復元するための回路（増幅回路１６、直交検波回路１８、振幅演算回路２０、２値化回路２１、及びデコーダ２２、位相演算回路２３、ばらつき度演算回路２４）を所定時間毎に動作させて、時刻カウンタ８のカウント値を、長波標準電波から復元した時刻情報に基づき修正するようにされており、その動作時にデコーダ２２から一定時間以上時刻情報が入力されないときには、時刻情報を取得できなかったと判断して、時刻カウンタ８への時刻情報の書き込みを禁止する。

以上説明したように、本実施形態の電波時計１では、基準信号ＣＫ２を基準としたキャリア位相φ_N,m の基準位相（基準信号ＣＫ２の誤差εに比例した時間変化率で変化する位相）に対するばらつき度を求め、そのばらつき度が許容値以下である場合には、キャリアの受信状態（Ｓ／Ｎ）が良好であるものとして、単一のフレームから得られた時刻情報の検証結果に従って計時時刻の修正の可否を判定し、また、ばらつき度が許容値より大きい場合には、キャリアの受信状態が悪いものとして、時刻情報の検証結果に関わらず、計時時刻の修正を禁止するようにされている。

従って、本実施形態の電波時計１によれば、複数フレームに渡って時刻情報の検証を行う従来装置と同等以上の信頼性を確保しつつ、計時時刻の修正を短時間（１フレーム）で行うことができる。

その結果、キャリアの受信状態が不安定な場合でも、受信状態が良好な状態が１フレーム分だけ継続しさえすれば、計時時刻の修正を行うことが可能なため、従来装置と比較して、計時時刻の修正が実行される可能性を向上させることができる。

また、本実施形態の電波時計１では、直交検波回路１８を、ＴＡＤ３０と各種演算回路により構成しているため、増幅回路１６を除き、全てデジタル回路で構成することができる。このため、表示部１２を除く内部回路の集積化、１チップ化が容易で、電波時計の小型・軽量化を図ることができる。

また、直交検波回路１８の全てを、温度変化等の影響を受け難いデジタル回路にて構成することができるため、直交検波を常時最適に実行できる。また特に、本実施形態の直交検波回路１８は、積算回路４４，４６におけるＩ，Ｑの積算により不要なノイズ成分を充分除去することが可能となり、不要信号成分除去のために別途フィルタを設ける必要がないことから、小型化・集積化に有利である。

なお、本実施形態において、発振器２及び第１の分周回路４が基準信号発生手段、第２の分周回路６及び時刻カウンタ８が計時手段、バーアンテナ１４が受信手段、直交検波回路１８が直交検波手段、振幅演算回路２０，２値化回路２１，デコーダ２２が時刻情報復元手段、位相演算回路２３が位相算出手段、ばらつき度演算回路２４がばらつき度算出手段、時刻検証回路２５が時刻修正手段に相当する。また、ＴＡＤ３０が信号処理手段、第１〜第４レジスタ３２〜３８及び加減算回路４０が加減算手段、積算回路４４，４６が積算手段に相当する。

また、本実施形態において、ばらつき度演算回路２４は、ばらつき度として、位相変化量Δφ_N,m の分散を求めているが、例えば、この位相変化量Δφ_N,m 又はこの位相変化量Δφ_N,m を直交変換の周期（キャリアのＮ周期）ｔ_sNで除してなる位相変化率の絶対値が、予め設定された位相変化量抽出しきい値以下（或いは以上）であるものを抽出し、その抽出率をばらつき度として用いてもよい。

図７（ａ）は、本実施形態の電波時計１により、４０ｋＨｚの長波標準電波を受信した時に、位相演算回路２３にて求められた位相φ_N,m の時間分布を表すグラフ（Ｎ＝２０００，データ間隔５０ｍｓ）、（ｂ）は、位相変化量｜Δφ_N,m｜≦０．０５π（（１３）式により誤差εに換算すると、｜ε｜≦１．２５×１０^-5に相当）のデータのみを抽出したグラフである。また、図８は、図７に示した実測値に対する抽出しきい値と、抽出率との関係を表すグラフである。

図７からは、上述の方法で、ほぼ一定の位相変化率をもつ位相データを抽出できることがわかる。また、図８に示された抽出率は、ノイズが増加するほど低下（グラフが全体的に下方にシフト）するため、この抽出率をキャリアの受信状態（Ｓ／Ｎ）を判定する指標として用いることができる。例えば、位相変化量抽出しきい値を±０．０５πとしたときの抽出率を０．５５以上と設定した場合、図７および図８に対応する受信信号は、ぎりぎりで受信状態が良好であると判定されることになる。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。

図９は、本発明が適用された第２の実施形態の電波時計１ａの全体構成を表すブロック図である。
なお、本実施形態の電波時計１ａは、第１実施形態の電波時計１とは一部の構成が異なるだけであるため、同じ構成については同一符号を付して説明を省略し、構成が相違する部分を中心に説明する。

図９に示すように、電波時計１ａは、分周回路４の代わりに、この分周回路４と同様の基準信号を発生させ、しかも、その基準信号の周波数を調整可能なＰＬＬ回路５を備えている。

また、電波時計１ａは、位相演算回路２３にて時系列的（キャリアのＮ周期毎）に求められるキャリアの位相φ_N,m に基づいて、基準位相の時間変化率（以下「位相変化率」という）ｄφ／ｄｔ（即ち、基準信号ＣＫ２の誤差εに基づくキャリアの位相の変化率）又はこれに相当する物理量を求める位相変化率演算回路２６を備えている。なお、本実施形態では、位相変化率演算回路２６は、位相変化率ｄφ／ｄｔに相当する物理量として、ばらつき度演算回路２４で算出される位相変化量Δφ_N,m の平均値を求めている。

そして、ＰＬＬ回路５は、位相変化率演算回路２６にて求められる位相変化率ｄφ／ｄｔまたはこれに相当する物理量の絶対値が最小となるよう基準信号の周波数を調整する。但し、この調整は、時刻検証回路２５にて、ばらつき率が許容値以下である、即ち、キャリアの受信状態が良好であると判定されている期間中だけ実行される。

なお、位相変化率ｄφ／ｄｔは、直交検波回路１８から得られる同相成分及び直交成分で表されるＩＱベクトルが回転する速さに相当し（図１０（ａ）参照）、位相変化率ｄφ／ｄｔの絶対値を最小にすることは、ＩＱベクトルが回転する速さを可能な限り遅くし、理想的にはＩＱベクトルを静止させることに相当する（図１０（ｂ）参照）。また、ＩＱベクトルの回転の速さ（位相変化率）は、基準信号ＣＫ２の誤差εに比例するため、ＩＱベクトルが静止するということは、誤差εがゼロ、即ち、基準信号ＣＫ２の周波数ｆ_s とキャリア周波数ｆ_c とが一致していることを表す。

つまり、位相変化率演算回路２６及びＰＬＬ回路５は、基準信号ＣＫ２の周波数ｆ_s をキャリア周波数ｆ_c に一致させる制御を実行している。
このように構成された電波時計１ａでは、誤差εが可能な限り小さくされるため、時刻カウンタ８での自律した計時の精度を最大限に高めることができ、その結果、キャリアを受信できず、計時時刻の修正を行うことができない状況が長期間継続したとしても、時刻カウンタ８での計時時刻の誤差を小さく保つことができる。

なお、本実施形態において、発振器２及びＰＬＬ回路５が基準信号発生手段、位相変化率演算回路２６が位相変化率抽出手段に相当する。
また、本実施形態では、位相変化率演算回路２６が、位相変化率ｄφ／ｄｔに相当する物理量として、位相変化量Δφ_N,m の平均値を求めているが、位相φ_N,m の時間分布から求めた線形回帰直線の傾きを求める等して、位相変化率ｄφ／ｄｔそのものを算出するように構成してもよい。この場合、図７を用いて説明したように、位相変化量Δφ_N,m が抽出しきい値以下となる位相φ_N,m のみを抽出して、線形回帰直線の傾きを求めるようにすれば、より正確な位相変化率ｄφ／ｄｔを求めることができる。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。

図１１は、本発明が適用された第３実施形態の電波時計１ｂの全体構成を表すブロック図である。
なお、本実施形態の電波時計１ｂは、第２実施形態の電波時計１ａとは一部の構成が異なるだけであるため、同じ構成については同一符号を付して説明を省略し、構成が相違する部分を中心に説明する。

まず、電波時計１ｂにおいて、ＰＬＬ回路５ａは、２種類の基準信号を発生させ、各基準信号の周波数は、２種類の長波標準電波の周波数４０ｋＨｚ、６０ｋＨｚの４倍の更にｒ（ｒは２以上の整数）倍の周波数１６０ｒｋＨｚ、２４０ｒｋＨｚに設定されている。

また、これに合わせて、第２の分周回路６ａは、このＰＬＬ回路５ａにて生成された基準信号の一方（本実施形態では、１６０ｒｋＨｚの基準信号）を取り込み、それを分周（本実施形態では、１／１６００００ｒ分周）することで、計時用の基準信号である１Ｈｚの信号を生成するように構成されている。

次に、直交検波回路１８ａでは、図１２に示すように、ＴＡＤ３０が、スイッチＳ２を介して入力される基準信号ＣＫ０を動作クロックとして、基準信号ＣＫ０の一周期毎（つまり、検波対象となるキャリアの周期Ｔｃの４ｒ分の１の周期毎）に受信信号を平均化する。

また、直交検波回路１８ａは、ＴＡＤ３０にて基準信号ＣＫ０の１周期毎に求められる平均値Ｓｉ（ｉ＝１，２，…）を、連続するｒ個毎に積算する積算回路３１と、基準信号ＣＫ０をカウントすることにより、基準信号ＣＫ０をｒ分の１分周した信号（換言すればキャリアの周期Ｔｃの４分の１の周期の信号）を積算回路３１及び第１〜第４レジスタ３２，３４，３６，３８の動作クロックＣＫ１として生成するｒ進カウンタ４１とを備えている。

そして、積算回路３１は、基準クロックＣＫ０を受ける度に、ＴＡＤ３０から出力される平均値Ｓｉを（１４）式に則って加算し、ｒ進カウンタ４１から出力される動作クロックＣＫ１の立上がり（又は立下がり）タイミングで、その加算結果、即ち、キャリアの周期の４分の１周期毎に受信信号を平均化した信号Ｓ_p,q （ｐ＝１，２，…，４ｒ、ｑ＝１，２，…）を第１レジスタ３２に出力する。

なお、ｒ進カウンタ４１，４進カウンタ４２，Ｎ進カウンタ４８を、後述する位相シフト演算回路２７からの位相選択指令に従ってリセットすることにより、積算回路３１がＳ_p,q の積算を開始するタイミング、ひいては同相成分及び直交成分の算出する際に基準となるタイミングを、キャリアの１周期内において基準信号ＣＫ０で規定される４ｒ個のタイミングｐの中から任意に選択できるようにされている（図１３参照）。

そして、第１レジスタ３２以降の動作は、第１実施形態における直交検波回路１８と同様であり、加減算回路４０は、基準信号ＣＫ１に同期して、積算回路３１から出力され、各レジスタ３２〜３８に順次ラッチされた４個の平均値Ｓ_p,4k-3，Ｓ_p,4k-2，Ｓ_p,4k-1，Ｓ_p,4kを、（１５）（１６）式に則って加減算することによりＩ_p,k 、Ｑ_p,k を求める、といった演算動作を、動作クロックＣＫ２の一周期毎に（つまり、キャリアの一周期Ｔｃに同期して）繰り返し行う。

Ｉ_p,k ＝Ｓ_p,4k-3＋Ｓ_p,4k-2−Ｓ_p,4k-1−Ｓ_p,4k （１５）
Ｑ_p,k ＝Ｓ_p,4k-3−Ｓ_p,4k-2−Ｓ_p,4k-1＋Ｓ_p,4k （１６）
また、２つの積算回路４４，４６は、加減算回路４０の動作クロックＣＫ２を受ける度に、加減算回路４０から出力されている演算結果Ｉ_p,k 、Ｑ_p,k をそれぞれ（１７）（１８）式に則って加算して行き、Ｎ進カウンタ４８から出力される動作クロックＣＫ３の立上がり（又は立下がり）タイミングで、その加算結果Ｉ_N,p,m ，Ｑ_N,p,m （ｍ＝１，２，３，…）を２値化回路２１ａおよび位相演算回路２３ａに出力する。

つまり、各積算回路４４，４６は、加減算回路４０にてキャリアの一周期に相当するタイミング毎に求められるキャリアの同相成分Ｉ_k と直交成分Ｑ_k とを、長波標準電波のＮ周期分加算することにより、その加算動作で不要信号成分を除去した、キャリアの同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m を生成するのである。

次に、位相演算回路２３ａでは、直交検波回路１８ａから得られる同相成分Ｉ_N,p,m ，及び直交成分Ｑ_N,p,m に基づき、キャリアの位相φ_N,p,m の近似値Ｒ_N,p,m を（１９）に則って算出する。

Ｒ_N,p,m ＝Ｑ_N,p,m ／Ｉ_N,p,m ＝ｔａｎφ_N,p,m （１９）
そして、ばらつき度演算回路２４及び位相変化率演算回路２６では、位相φ_N,p,m の代わりに近似値Ｒ_N,p,m を用いて、第１及び第２実施形態の場合と同様の処理を実行する。

なお、基準信号ＣＫ２の誤差εがゼロである場合、近似値Ｒ_N,p,m は位相φ_N,p,m と同様に一定値となる。一方、誤差εが非ゼロである場合、図１４（ａ）に示すように、近似値Ｒ_N,p,m は位相φ_N,p,m とは異なり、非線形な変化をするが、φ_N,p,m ＜−２π／３，｜φ_N,p,m ｜＜π／３，φ_N,p,m ＞２π／３の範囲に限れば、一定の時間変化率で変化するものと見なすことができる。つまり、近似値Ｒ_N,p,m は、この一定の時間変化率で変化すると見なせる範囲内では、位相φ_N,p,m と同等に扱うことができるのである。

ここで図１４（ｂ）は、連続する二つの近似値間の変化量ΔＲ_N,m ＝Ｒ_N,p,m −Ｒ_N,p,m-1 が予め設定された抽出しきい値より小さくなるもののみを抽出した結果を表すグラフである。このような演算を行うことにより、一定の時間変化率で変化しない領域の近似値Ｒ_N,p,m や、ノイズの影響を受けた近似値Ｒ_N,p,m を簡単に除外することができるため、位相演算回路２３ａにてこのような処理を実行し、この処理により抽出された近似値Ｒ_N,p,m のみを、ばらつき度演算回路２４や位相変化率演算回路２６に供給するように構成してもよい。

また、電波時計１ｂは、位相演算回路２３ａが生成する位相近似値Ｒ_N,p,m に基づいて、位相選択指令を出力する位相シフト演算回路２７を備えている。
この位相演算回路２３ａでは、位相近似値の絶対値｜Ｒ_N,p,m ｜が最小となるように、位相選択指令を出力して、直交検波回路１８ａが直交検波を行うタイミング（同相成分Ｉ_N,p,m ，及び直交成分Ｑ_N,p,m を生成するタイミング）を調整する。この位相選択指令により、直交検波を行うタイミングを、キャリアの１周期の１／４ｒの分解能で、任意に調整することができる。

つまり、電波時計１ｂにおいて、直交検波回路１８ａから得られる同相成分及び直交成分で表されるＩＱベクトルは、位相変化率演算回路２６及びＰＬＬ回路５ａの制御により、図１５（ａ）に示すように、誤差εに比例した一定の速さで回転する状態から、図１５（ｂ）に示すように、ほぼ静止した状態に調整される。この調整により、位相演算回路２３ａで求められる近似値Ｒ_N,p,m は、ほぼ一定値となる。

また、このＩＱベクトルは、更に、位相シフト演算回路２７及び直交検波回路１８ａの制御により、図１５（ｃ）に示すように、偏角φ_N,p,m がほぼゼロとなり、Ｉ軸の近くにほぼ静止した状態に調整される。

このように、電波時計１ｂでは、直交検波回路１８ａが生成する同相成分Ｉ_N,p,m 及び直交成分Ｑ_N,p,m が、Ｉ_N,p,m ≒Ａ_N,m ，Ｑ_N,p,m ≒０となり、同相成分Ｉ_N,p,m をそのまま振幅Ａ_N,m とみなせるため、振幅演算回路２０は省略されている。

以上説明したように、本実施形態の電波時計１ｂでは、直交検波のタイミングを調整することにより、同相成分Ｉ_N,p,m と直交成分とが成す偏角Δφ_N,p,m がほぼゼロとなり、同相成分Ｉ_N,p,m をそのまま振幅Ａ_N,m として用いることができるようにされていると共に、位相演算回路２３ａにて、演算量の多い位相φ_N,p,m の代わりに、演算が格段に少ない近似値Ｒ_N,p,m （＝Ｑ_N,p,m ／Ｉ_N,p,m ）を求めるようにされている。

つまり、本実施形態の電波時計１ｂによれば、直交検波回路１８ａが生成する同相成分Ｉ_N,p,m 及び直交成分Ｑ_N,p,m から振幅及び位相を求める回路が、それぞれ省略及び簡略化されているため、装置の小型化を図ることができる。

なお、本実施形態において、位相シフト演算回路２７がタイミング調整手段、ｒ進カウンタ４１及び積算回路３１がタイミング可変加算手段に相当する。
［他の実施形態］
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術範囲内にて種々の態様を採ることができる。

例えば、上記第１及び第２実施形態では、振幅演算回路２０は、（５）式に則って振幅Ａ_N,m を算出しているが、例えば、（２０）に則って振幅の２乗値Ａ_N,m ²や、（２１）に則って振幅の近似値Ａ_N,m'を算出するように構成してもよい。

特に（２１）式を用いた場合には、開平演算や乗算が不要となり、加算のみで求めることができるため、振幅演算回路２０の構成を簡略化することができる。なお、（２０）及び（２１）で得られる振幅の２乗値Ａ_N,m ²や近似値Ａ_N,m'は、振幅の大きさを正確に表すものではないが、この振幅は時間情報を復元する際に２値化されるだけであるため、振幅の絶対値の相違は、実用上問題ない。

また、上記第２及び第３実施形態では、基準信号の周波数の調整に、ＰＬＬ回路５，５ａを用いているが、これに限らず、分周比を制御する方法、発振回路の負荷容量値を制御する方法などを用いてもよい。

第１実施形態の電波時計全体の構成を表すブロック図。 第１実施形態の直交検波回路の構成を表すブロック図。 ＴＡＤの構成を表すブロック図。 図２に示すＴＡＤ，レジスタ及び加減算回路の動作を表すタイムチャート。 図２に示す加減算回路、積算回路及び図１に示す振幅演算回路の動作を表すタイムチャート。 長波標準電波の振幅及び位相を表すグラフ。 （ａ）が長波標準電波を直交検波した結果に基づいて算出した位相の時間分布を表すグラフ、（ｂ）が前回の算出値からの位相変化量に基づいて、位相の抽出を行った結果を表すグラフ。 位相変化量の判定に用いる抽出閾値（限界値）と抽出率との関係を表すグラフ。 第２実施形態の電波時計全体の構成を表すブロック図。 位相変化率演算回路による制御の意味を表す説明図。 第３実施形態の電波時計全体の構成を表すブロック図。 第３実施形態の直交検波回路の構成を表すブロック図。 直交検波回路の動作を表す説明図。 （ａ）が長波標準電波を直交検波した結果に基づいて算出した位相の近似値の時間分布を表すグラフ、（ｂ）が前回の算出値からの近似値の変化量に基づいて、近似値の抽出を行った結果を表すグラフ。 位相変化率演算回路及び位相シフト演算回路による制御の意味を表す説明図。 位相の近似値として用いるｔａｎφ及びその傾きｄｔａｎφ／ｄφの値を表すグラフ。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ…電波時計、２…発振器、２ａ…水晶振動子、４，６，６ａ…分周回路、５，５ａ…ＰＬＬ回路、６ａ…分周回路、８…時刻カウンタ、１０…ドライバ回路、１２…表示部、１４…バーアンテナ、１６…増幅回路、１８，１８ａ…直交検波回路、２０…振幅演算回路、２１…２値化回路、２２…デコーダ、２３，２３ａ…位相演算回路、２４…ばらつき度演算回路、２５…時刻検証回路、２６…位相変化率演算回路、２７…位相シフト演算回路、３０…時間Ａ／Ｄ変換回路（ＴＡＤ）、３１，４４…積算回路、３２，３４，３６，３８…レジスタ、４０…加減算回路、４１…ｒ進カウンタ、４２…４進カウンタ、４８…Ｎ進カウンタ、５０…バッファ、５２…パルス遅延回路、５４，５４ａ，５４ｂ…遅延ユニット、５６…カウンタ、５８…エンコーダ、６０…ラッチ回路、６２…減算部。

Claims (7)

1. 基準信号を発生させる基準信号発生手段と、
   該基準信号発生手段が発生させた基準信号を用いて現在時刻を計時する計時手段と、
   現在時刻を表す時刻情報にて搬送波を振幅変調してなる標準電波を受信する受信手段と、
   該受信手段からの受信信号から、前記基準信号に基づいて生成されたタイミングに従って、前記標準電波の一又は複数周期に相当する期間毎に前記標準電波の同相成分及び直交成分を抽出する直交検波手段と、
   該直交検波手段にて抽出された同相成分及び直交成分から得られる振幅情報に基づいて前記時刻情報を復元する時刻情報復元手段と、
   前記直交検波手段にて抽出された同相成分及び直交成分から前記標準電波の位相を算出する位相算出手段と、
   前記基準信号の周波数誤差に基づいて一定の時間変化率で変化する位相を基準位相として、前記位相算出手段にて算出される位相の前記基準位相に対するばらつき度を算出するばらつき度算出手段と、
   前記時刻情報復元手段にて復元された時刻情報を前記標準電波のフレーム単位で検証し、該時刻情報に矛盾や誤りが無く、且つ前記ばらつき度算出手段にて算出されたばらつき度が、予め設定された許容値以下である場合に、前記時刻情報により前記計時手段の計時時刻を修正する時刻修正手段と、
   を備えることを特徴とする電波時計。
2. 前記位相算出手段にて時系列的に算出される位相に基づいて、前記基準位相の時間変化率を抽出する変化率抽出手段を備え、
   前記基準信号発生手段は、
   前記変化率抽出手段にて抽出される時間変化率が最小となるように、前記基準信号の周波数を調整する周波数調整手段を有することを特徴とする請求項１に記載の電波時計。
3. 前記直交検波手段は、
   前記標準電波の周期の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記受信信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成する信号処理手段と、
   該信号処理手段にて生成された信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，…を、次式に則って加減算することにより、Ｉ_k 、Ｑ_k を算出する加減算手段と、
   Ｉ_k ＝Ｓ_4k-3＋Ｓ_4k-2−Ｓ_4k-1−Ｓ_4K
   Ｑ_k ＝Ｓ_4k-3−Ｓ_4k-2−Ｓ_4k-1＋Ｓ_4K
   （ただし、ｋ＝１，２，３，… ）
   前記Ｉ_k 、Ｑ_k の搬送波Ｎ周期分の和Ｉ_N,m 、Ｑ_N,m を次式に則って求めることにより、前記搬送波に対する同相成分Ｉ_N,m と直交成分Ｑ_N,m とを算出する積算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電波時計。
4. 前記位相算出手段にて算出される位相が最小となるように、前記直交検波手段での前記同相成分及び直交成分の抽出タイミングを調整するタイミング調整手段を有し、
   前記時刻情報復元手段は、前記直交検波手段にて生成される同相成分の値を前記振幅情報として用いることを特徴とする請求項２に記載の電波時計。
5. 前記直交検波手段は、
   前記標準電波の周期の４×ｒ（ｒは正整数）分の１周期に相当するタイミング毎に、前記受信信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成する信号処理手段と、
   該信号処理手段にて生成された信号Ｓ１，Ｓ２，…を、前記標準電波の搬送波の１周期を４×ｒ分割したいずれか一つのタイミングを開始タイミングｐ（ｐ＝１，２，…，４ｒ）として、次式に則って加算することにより、前記標準電波の周期の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記受信信号を順次積分若しくは平均化した信号Ｓ_p,q を（ｑ＝１，２，…）を生成し、且つ前記タイミング調整手段からの指示に従って前記開始タイミングｐの変更が可能なタイミング可変加算手段と、
   該信号処理手段にて生成された信号Ｓ_p,q を、次式に則って加減算することにより、Ｉ_p,k 、Ｑ_p,k を算出する加減算手段と、
   Ｉ_p,k ＝Ｓ_p,4k-3＋Ｓ_p,4k-2−Ｓ_p,4k-1−Ｓ_p,4k
   Ｑ_p,k ＝Ｓ_p,4k-3−Ｓ_p,4k-2−Ｓ_p,4k-1＋Ｓ_p,4k
   （ただし、ｋ＝１，２，３，… ）
   前記Ｉ_p,k 、Ｑ_p,k の搬送波Ｎ周期分の和Ｉ_N,p,m 、Ｑ_N,p,m を次式に則って求めることにより、前記搬送波に対する同相成分Ｉ_N,p,m と直交成分Ｑ_N,p,m とを算出する積算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項４に記載の電波時計。
6. 前記信号処理手段は、
   前記受信信号に応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路と、
   前記標準電波の４×ｒ分の１周期に相当するタイミング毎に、前記パルス遅延回路内で前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントするカウント手段と、
   を備え、該カウント手段によるカウント値を前記積分値又は平均値として求めることを特徴とする請求項５に記載の電波時計。
7. 前記位相算出手段は、前記標準電波の位相として、前記直交成分に対する前記同相成分の比で表される近似値を用いることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電波時計。