DE102007004902B4

DE102007004902B4 - Funkverfahren und Vorrichtung zur Zeitmessung

Info

Publication number: DE102007004902B4
Application number: DE102007004902.3A
Authority: DE
Inventors: Takamoto Watanabe; Sumio Masuda
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-02-01
Filing date: 2007-01-31
Publication date: 2016-04-07
Anticipated expiration: 2027-02-01
Also published as: US20070177690A1; US7660369B2; JP4760409B2; DE102007004902A1; JP2007205854A

Abstract

Funkvorrichtung zur Zeitmessung, mit – einem Referenzsignalgenerator, der dazu ausgelegt ist, ein periodisches Referenzsignal zu erzeugen; – einer Zeitmesseinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Zeit auf der Grundlage einer Frequenz des erzeugten periodischen Referenzsignals zu messen; – einer Empfangseinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Zielfunkwelle, auf der Zeitinformation, die einen offizielle Zeitstandard anzeigt, überlagert ist, als elektrisches Zielsignal zu empfangen, wobei die Zielfunkwelle erzeugt wird, indem eine Zielträgerwelle mit der Zeitinformation amplitudenmoduliert wird; – einem Quadraturdetektor, der dazu ausgelegt ist, eine In-Phase-Komponente und eine Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle jede Zeitperiode, die wenigstens einer Periode des Referenzsignals entspricht, aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal zu extrahieren; – einer Demodulationseinheit, die dazu ausgelegt ist, die Zeitinformation auf der Grundlage von Amplitudeninformation der Zielfunkwelle aus dem empfangenen elektrischen Signal zu demodulieren, wobei die Amplitudeninformation aus der In-Phase-Komponente und aus der Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle erhalten wird; – einem Phasenrechner, der dazu ausgelegt ist, mit einer Phase der Zielfunkwelle verknüpfte Phasendaten auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die jede Zeitperiode berechnet werden, zu berechnen; – einem Variabilitätsrechner, der dazu ausgelegt ist, eine Variabilität der berechneten Phasendaten der Zielfunkwelle bezüglich einer Referenzphase zu berechnen, wobei sich die Referenzphase mit einer zeitlich konstanten Rate gemäß einem Frequenzfehler ändert, der relativ zu einer Frequenz der Zielträgerwelle in dem Referenzsignal enthalten ist; und – einer Empfangsbestimmungseinheit, die dazu ausgelegt ist, auf der Grundlage der berechneten Variabilität zu bestimmen, ob die Funkvorrichtung einen guten Empfang aufweist.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Funkverfahren und Vorrichtungen zur Zeitmessung, wie beispielsweise Uhren (Taktgeber) oder Armbanduhren. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere Funkverfahren und Vorrichtungen zur Zeitmessung, die eine gemessene Zeit auf der Grundlage von Zeitinformation korrigieren können, die aus wenigstens einer Funkwelle von Funkwellen vorbestimmter Sender extrahiert wird, wenn die Funkvorrichtungen die wenigstens eine Funkwelle der Funkwellen gut empfangen können. Die vorbestimmten Sender umfassen die NIST-Station (National Institute of Standards and Technology) in den USA, die MSF-Station in dem Vereinigten Königreich, die DCF77-Station in Europa und das CRL (Communication Research Laboratory) in Japan. Die vorbestimmten Sender übertragen Funkwellen, auf die jeweils die offiziellen Zeit- und Frequenzstandards für ihre entsprechenden Länder moduliert sind.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Herkömmliche Funkuhren sind dazu ausgelegt, eine Funkwelle zu empfangen, die mit Zeitinformation amplitudenmoduliert ist, die als offizieller Zeit- und Frequenzstandard für ein entsprechendes Land dient; diese Funkwelle wird fortlaufend von einem Sender abgestrahlt, der sich in einer Zeitzone befindet, in der Uhren verwendet werden.
Die herkömmlichen Funkuhren sind derart aufgebaut, dass sie die Zeitinformation demodulieren und eine gemessene Zeit auf der Grundlage der demodulierten Zeitinformation korrigieren. Die ungeprüfte japanische Patentveröffentlichung JP 2003-60 520 A offenbart beispielsweise solch eine Funkuhr.
Eine Funkuhr weist insbesondere internen Oszillator, wie beispielsweise einen Quarzoszillator, und einen Messkreis auf, der dazu dient, eine Zeit auf der Grundlage der Oszillatorfrequenz (Referenzfrequenz) zu messen, die Zeitinformation auf der von einem Sender übertragenen Funkwelle zu empfangen und eine gemessene Zeit periodisch auf der Grundlage der Zeitinformation zu korrigieren.
Wenn die Oszillatorfrequenz (Referenzfrequenz) einen Frequenzfehler bezüglich der korrigierten Frequenz aufweist, würde sich ein in einer gemessenen Zeit enthaltener Fehler mit der Zeit erhöhen. Aus diesem Grund ist eine Funkuhr derart aufgebaut, dass sie eine gemessene Zeit periodisch auf der Grundlage der empfangenen, als offizieller Zeit- und Frequenzstandard dienenden Zeitinformation korrigiert, um eine gemessene Zeit hierdurch auf die richtige Zeit abgestimmt zu halten.
Die Quarzoszillatorfrequenz liegt gewöhnlich innerhalb einiger Millionstel der korrekten Frequenz, was bedeutet, dass sie die Zeit für einige Tage oder länger bei einer Abweichung von nicht mehr als einer Sekunde halten kann. Folglich scheint die Uhr bei einer Korrektur einmal pro Tag oder einmal innerhalb mehrerer Tage richtig zu laufen.
Die Zeitinformation weist im Wesentlichen einen Zeitcode mit einem vorbestimmten Rahmenformat auf. Der Zeitcode weist 60 Bits an Information auf, die bei einem Bit pro Sekunde übertragen werden. Der Zeitcoderahmen wird insbesondere alle 60 Sekunden (ein Mal pro Minute) von einem Sender aus übertragen.
In Japan werden die Zeitcodebits beispielsweise erzeugt, indem die Leistung (Amplitude) einer Trägerwelle mit einer Frequenz von 60 oder 40 kHz mit einem Modulationsbereich von 90% (Verhältnis der hohen zur niedrigen Amplitude liegt bei 10:1) erhöht und verringert wird.
Bei schlechtem Empfang (geringes S/N der Funkwellen) wird die Zeitinformation nicht immer richtig demoduliert. Aus diesem Grund wird die demodulierte Zeitinformation, wie in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung Nr. 2001-108770 offenbart, überprüft, um zu verhindern, dass eine gemessene Zeit auf der Grundlage von fehlerhafter demodulierter Zeitinformation korrigiert wird.
Insbesondere wird als erstes Überprüfungsmittel für jeden der demodulierten Zeitcoderahmen überprüft, ob die Zeitcodebits ein vorbestimmtes Zeitcodeformat für jeden Zeitcoderahmen einhalten. Wenn bestimmt wird, dass die Zeitcodebits in einem demodulierten Zeitcoderahmen das vorbestimmte Zeitcodeformat nicht einhalten, wird bestimmt, dass der demodulierte Zeitcoderahmen fehlerhaft ist.
Als zweites Überprüfungsmittel wird eine Parität für wenigstens einen Teil der Zeitcodebits in einem aktuellen demodulierten Zeitcoderahmen und für wenigstens einen Teil der Zeitcodebits in dem nächsten aktuellen demodulierten Zeitcoderahmen berechnet.
Anschließend wird bestimmt, ob die Parität des aktuellen demodulierten Zeitcodes zu der des nächsten demodulierten Zeitcoderahmes passt.
Wenn bestimmt wird, dass die Parität des aktuellen demodulierten Zeitcoderahmens nicht zu der des nächsten demodulierten Zeitcoderahmens passt, wird bestimmt, dass der aktuelle und/oder der nächste demodulierte Zeitcoderahmen fehlerhaft sind/ist.
Als drittes Überprüfungsmittel werden einige Bits, die ”Minuten” zwischen zwei der demodulierten ”zusammenhängenden” (d. h. hintereinander folgenden) Zeitcoderahmen zugewiesen sind, miteinander verglichen, um zu überprüfen, ob eine Erhöhung von einigen Bits, die ”Minuten” zwischen zwei der demodulierten zusammenhängenden Zeitcoderahmen zugewiesen, einer Minute entspricht.
Wenn bestimmt wird, dass eine Erhöhung von einigen Bits, die ”Minuten” zwischen zwei der demodulierten zusammenhängenden Zeitcoderahmen zugewiesen sind, nicht einer Minute entspricht, wird bestimmt, dass wenigstens einer von zweien der demodulierten zusammenhängenden Zeitcoderahmen fehlerhaft ist.
Wenn anhand von einem der drei Überprüfungsmittel bestimmt wird, dass ein demodulierter Zeitcoderahmen fehlerhaft ist, wird verhindert, dass eine Korrektur auf der Grundlage des als fehlerhaft bestimmten Zeitcoderahmens ausgeführt wird.
Das zweite und dritte Überprüfungsmittel müssen, wie vorstehend beschrieben, wenigstens zwei zusammenhängende Zeitcoderahmen empfangen. Folglich sind zumindest einige Minuten erforderlich, um eine gemessene Zeit zu korrigieren, da ein Zeitcoderahme nur alle 60 Sekunden (ein Mal pro Minute) von einem Sender übertragen wird. Hierdurch kann sich der Energieverbrauch von Prozessen, abgesehen von dem normalen Zeitmessprozess auf der Grundlage der Referenzfrequenz, erhöhen.
Die Erhöhung des Energieverbrauchs kann insbesondere bei batteriebetriebenen Funkuhren die Lebensdauer der Batterie verringern.
Ferner müssen zum Ausführen des zweiten und des dritten Überprüfungsmittels wenigstens zwei zusammenhängende Zeitcoderahmen angemessen von einer Funkuhr empfangen werden. Dies kann dazu führen, dass eine gemessene Zeit dann, wenn eine Funkuhr an einen Ort gelegt wird, an dem Funkwellen schlecht empfangen werden können, gegebenenfalls für eine lange Zeitspanne nicht korrigiert worden ist.
Aus der EP 0 518 086 A2 , welche der US 5 283 532 entspricht, ist ferner eine Empfängeranordnung nach dem Prinzip der Synchrondemodulation bekannt, bei der in einer Vorsynchronisationsphase eine steuerbare Oszillatoranordnung über einen digitalen ersten Regelkreis mit einer Referenzfrequenzquelle auf einen Sollwert der Oszillatorfrequenz vorsynchronisiert und danach durch Umschalten des Oszillatorsteuereingangs auf einen analogen zweiten Regelkreis ein aus der Oszillatorfrequenz abgeleitetes Überlagerungssignal phasenstarr auf das empfangene Nutzsignal synchronisiert wird. Die US 5 490 177 offenbart ferner eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Bestimmung der Signalqualität. In der DE 42 19 417 A1 wird ferner ein Schmalbandempfänger für Datensignale beschrieben. Aus der DE 696 15 769 T2 , welche der US 5 732 105 entspricht, ist des Weiteren ein Verfahren zur Signalqualitätsschätzung für Direktsequenzspreizspektrumempfänger bekannt. Die US 2005/0047526 A1 bezieht sich darüber hinaus auf ein Synchronerfassungsverfahren zur Erfassung von Signalkomponenten, die auf eine Trägerwelle in einem Eingangssignal moduliert sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist folglich Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Funkverfahren und Vorrichtungen zur Zeitmessung bereitzustellen, mit denen bestimmt werden kann, ob eine Korrektur einer gemessenen Zeit richtig ausgeführt wird, um zu verhindern, dass eine gemessene Zeit bei schlechtem Empfang der Funkvorrichtungen unangemessen korrigiert wird.
Es ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Funkverfahren und Vorrichtungen zur Zeitmessung bereitzustellen, mit denen aus einer standardmäßigen Funkwelle demodulierte Zeitinformation sofort überprüft werden kann.
Es ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Funkverfahren und Vorrichtungen zur Zeitmessung bereitzustellen, mit denen ein Fehler zwischen einer gemessenen Zeit und der korrigierten Zeit selbst dann verringert werden kann, wenn die gemessene Zeit für eine lange Zeitspanne nicht korrigiert worden ist.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Funkvorrichtung zur Zeitmessung bereitgestellt. Bei der Funkvorrichtung ist ein Referenzsignalgenerator dazu ausgelegt, ein periodisches Referenzsignal zu erzeugen. Einer Zeitmesseinheit ist dazu ausgelegt, eine Zeit auf der Grundlage einer Frequenz des erzeugten periodischen Referenzsignals zu messen. Eine Empfangseinheit ist dazu ausgelegt, eine Zielfunkwelle, auf der Zeitinformation, die einen offiziellen Zeitstandard anzeigt, überlagert ist, als elektrisches Zielsignal zu empfangen. Die Zielfunkwelle wird erzeugt, indem eine Zielträgerwelle mit der Zeitinformation amplitudenmoduliert wird.
Ein Quadraturdetektor ist dazu ausgelegt, eine In-Phase-Komponente und eine Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle jede Zeitperiode, die wenigstens einer Periode des Referenzsignals entspricht, aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal zu extrahieren. Eine Demodulationseinheit ist dazu ausgelegt, die Zeitinformation auf der Grundlage von Amplitudeninformation der Zielfunkwelle aus dem empfangenen elektrischen Signal zu demodulieren. Die Amplitudeninformation wird aus der In-Phase-Komponente und aus der Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle erhalten.
Ein Phasenrechner ist dazu ausgelegt, mit einer Phase der Zielfunkwelle verknüpfte Phasendaten auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die jede Zeitperiode berechnet werden, zu berechnen. Ein Variabilitätsrechner ist dazu ausgelegt, eine Variabilität der berechneten Phasendaten der Zielfunkwelle bezüglich einer Referenzphase zu berechnen. Die Referenzphase ändert sich mit einer zeitlich konstanten Rate gemäß einem Frequenzfehler. Der Frequenzfehler ist relativ zu einer Frequenz der Zielträgerwelle in dem Referenzsignal enthalten. Eine Empfangsbestimmungseinheit ist dazu ausgelegt, auf der Grundlage der berechneten Variabilität zu bestimmen, ob die Funkvorrichtung einen guten Empfang aufweist.
Gemäß dem obigen Aspekt der vorliegenden Erfindung kann über die Empfangsbestimmungseinheit auf der Grundlage der berechneten Variabilität bestimmt werden, ob die Funkvorrichtung einen guten Empfang aufweist. Folglich kann die Funkvorrichtung dieser Ausführungsform verhindern, dass eine gemessene Zeit auf der Grundlage der demodulierten Zeitinformation korrigiert wird, wenn bestimmt wird, dass die Funkvorrichtung keinen guten Empfang aufweist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts ist die Zeitinformation der Zielfunkwelle in einem Rahmen überlagert und die Empfangsbestimmungseinheit dazu ausgelegt, zu bestimmen, ob die berechnete Variabilität kleiner oder gleich einem vorbestimmten Toleranzschwellenwert ist. Die Vorrichtung weist ferner eine Zeitkorrektureinheit auf, die dazu ausgelegt ist, die demodulierte Zeitinformation im Rahmen zu verifizieren, um zu bestimmen, ob die demodulierte Zeitinformation geeignet ist, und die demodulierte Zeitinformation zu korrigieren, wenn bestimmt wird, dass die berechnete Variabilität kleiner oder gleich dem vorbestimmten Toleranzschwellenwert ist, und dass die demodulierte Zeitinformation geeignet ist.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts ist der Variabilitätsrechner dazu ausgelegt, einen ersten Prozess auszuführen, um einen Änderungsbetrag in einem ersten Teil der Phasendaten, die momentan von dem Phasenrechner berechnet werden, bezüglich eines zweiten Teils der Phasendaten zu berechnen. Der zweite Teil der Phasendaten wird während der Zeitperiode vor dem momentan berechneten ersten Teil der Phasendaten von dem Phasenrechner berechnet. Der Variabilitätsrechner ist dazu ausgelegt, einen zweiten Prozess auszuführen, um statistische Daten des berechneten Änderungsbetrags des ersten Teils der Phasendaten über eine vorbestimmte Zeitperiode als die Variabilität zu erhalten. Der Variabilitätsrechner ist dazu ausgelegt, einen dritten Prozess auszuführen, um die erhaltene Variabilität des ersten Teils der Phasendaten mit dem Toleranzschwellenwert zu vergleichen, um zu bestimmen, ob die erhaltene Variabilität des ersten Teils der Phasendaten kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert ist.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts weist die Funkvorrichtung ferner eine Toleranzschwellenwertfestlegungseinheit auf. Die Toleranzschwellenwertfestlegungseinheit ist dazu ausgelegt, den ersten und den zweiten Prozess zu wiederholen, während sie den Empfang der Funkvorrichtung bezüglich der Zielfunkwelle ändert, um Elemente der Variabilität zu erhalten. Die Toleranzschwellenwertfestlegungseinheit ist dazu ausgelegt, die erhaltenen Elemente der Variabilität miteinander zu vergleichen, um ein oberes Grenzelement der Variabilität in den erhaltenen Elementen zu bestimmen. Die Toleranzschwellenwertfestlegungseinheit ist dazu ausgelegt, das obere Grenzelement der Variabilität in den erhaltenen Elementen als den Toleranzschwellenwert festzulegen.
Es sollte beachtet werden, dass die Referenzphasenänderungen durch eine zu einem Fehler proportionale konstante Phasenänderungsrate eine Differenz zwischen einer Frequenz der Zielfunkwelle und einem positiven ganzzahligen Vielfachen einer Frequenz des Referenzsignals beschreibt.
Es sollte ferner beachtet werden, dass eine tatsächliche Phase der Zielfunkwelle mit der Zeit zufällig bezüglich der Referenzphase geändert wird (siehe 8, die nachstehend noch beschrieben wird), da die Zielfunkwelle erzeugt wird, indem die Zielfunkwelle mit der Zeitinformation amplitudenmoduliert wird.
Die tatsächliche Phase der Zielfunkwelle ändert sich bedingt durch Frequenzkomponenten, mit Ausnahme der Frequenz der Zielträgerwelle, während Perioden, in denen die Amplitude der Zielfunkwelle gering ist, zufällig. Dies liegt daran, dass sich die Phase der Zielträgerwelle dann, wenn der Zielträgerwelle Frequenzkomponenten, mit Ausnahme der Frequenz der Zielträgerwelle, überlagert sind, bedingt durch die überlagerten Frequenzkomponenten zufällig ändert. Dies liegt ferner daran, dass sich ein Signal-Rausch-Verhältnis (S/N) der Funkvorrichtung derart verringert, dass die tatsächliche Phase während Perioden, in denen die Amplitude der Zielfunkwelle gering ist, für Rauschen anfällig ist.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts wird der Toleranzschwellenwert durch die Toleranzfestlegungseinheit insbesondere auf der Grundlage der wiederholt erhaltenen Elemente der Variabilität erhalten. Wenn die Variabilität der berechneten Phasendaten der Zielfunkwelle größer dem Toleranzschwellenwert ist, kann bestimmt werden, dass sich das S/N der Funkvorrichtung bezüglich der Zielfunkwelle verschlechtert hat, und folglich geschätzt werden, dass die demodulierte Zeitinformation fehlerhaft sein kann.
Folglich bestimmt die Empfangsbestimmungseinheit bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts der vorliegenden Erfindung, ob die berechnete Variabilität kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert ist. Ferner verifiziert die Zeitkorrektureinheit eine Zuverlässigkeit der demodulierten Zeitinformation im Rahmen, um zu bestimmen, ob die demodulierte Zeitinformation geeignet ist.
Wenn bestimmt wird, dass die berechnete Variabilität kleiner oder gleich dem vorbestimmten Toleranzschwellenwert ist, oder dass die demodulierte Zeitinformation geeignet ist, korrigiert die Zeitkorrektureinheit die demodulierte Zeitinformation.
Wenn bestimmt wird, dass die berechnete Variabilität größer dem vorbestimmten Toleranzschwellenwert ist, oder dass die demodulierte Zeitinformation nicht geeignet ist, verhindert die Zeitkorrektureinheit, dass eine gemessene Zeit korrigiert wird.
Gemäß obiger Beschreibung ermöglicht die Funkvorrichtung eine Korrektur der Zeitinformation während einer einem Rahmen entsprechenden kurzen Zeitperiode, während die Verifizierungszuverlässigkeit der Vorrichtung so hoch wie bei herkömmlichen Funkvorrichtungen gehalten wird oder diese sogar überschreitet.
Dies führt dazu, dass es selbst bei schlechtem Empfang für die Zielfunkwelle dann, wenn der Empfang für die Zielfunkwelle für nur eine kurze, einem Zeitcoderahmen entsprechende Zeitspanne gut ist, möglich ist, die demodulierte Zeitinformation zu korrigieren. Hierdurch kann die Wahrscheinlichkeit, mit der eine gemessene Zeit der Zeitmesseinheit korrigiert werden kann, erhöht werden.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts können die statistischen Daten des berechneten Änderungsbetrags des ersten Teils der Phasendaten über die vorbestimmte Zeitspanne, wie vorstehend beschrieben, als die Variabilität der mit der Phase der Zielfunkwelle verknüpften Phasendaten verwendet werden. Als die statistischen Daten kann eine Varianz des berechneten Änderungsbetrags des ersten Teils der Phasendaten über die vorbestimmte Zeitperiode verwendet werden. Als die statistischen Daten kann ferner eine Wahrscheinlichkeit, mit welcher der berechnete Betrag des ersten Teils der Phasendaten größer oder gleich dem Toleranzschwellenwert sein wird, oder mit welcher der berechnete Betrag des ersten Teils der Phasendaten kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert sein wird, verwendet werden.
Als die statistischen Daten kann ferner Summe der quadrierten Residuen oder eine Korrelationsfunktion des berechneten Betrags des ersten Teils der Phasendaten verwendet wird, die anhand eine Analyse mit Hilfe einer linearen Regression des berechneten Betrags des ersten Teils der Phasendaten erhalten wird.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts weist die Funkvorrichtung einen Zeitänderungsratenrechner auf, der dazu ausgelegt ist, eine Zeitänderungsrate in der Referenzphase auf der Grundlage von Teilen der von dem Phasenrechner über eine Zeitperiode berechneten Phasendaten zu berechnen. Der Referenzsignalgenerator ist dazu ausgelegt, die Frequenz des Referenzsignals derart abzustimmen, dass die Zeitänderungsrate in dem Referenzsignal minimiert wird.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts kann ein Fehler des Referenzsignals über die Minimierung der Zeitänderungsrate in dem Referenzsignal maximal verringert werden. Aus diesem Grund kann eine Genauigkeit einer durch die Zeitmesseinheit gemessenen auf der Grundlage der demodulierten Zeitinformation korrigierten Zeit auf ein maximales Niveau erhöht werden. Hierdurch kann ein Fehler einer durch die Zeitmesseinheit gemessenen Zeit bezüglich einer richtigen Zeit selbst dann gering gehalten werden, wenn eine von der Zeitmesseinheit gemessene Zeit für eine lange Zeitspanne nicht korrigiert worden ist.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts weist die Funkvorrichtung einen Integrator auf, der dazu ausgelegt ist, das empfangene elektrische Signal über jedes Viertel einer Periode der Zielfunkwelle zu integrieren, um einen Integrationswert zu erhalten, wobei die zu erzeugenden Integrationswerte mit S1, S2, S3, S4, ..., beschrieben werden. Der Quadraturdetektor weist eine Recheneinheit auf, die dazu ausgelegt ist, eine Addition und Subtraktion bezüglich der erzeugten Integrationswerte gemäß den folgenden Gleichungen auszuführen, um jeweils erste und zweite Komponenten zu berechnen: I_k = S_4k-3 + S_4k-2 – S_4k-1 – S_4k Q_k = S_4k-3 – S_4k-2 – S_4k-1 + S_4k wobei I_k die ersten Komponenten, Q_k die zweiten Komponenten und k = 1, 2, 3, ..., beschreibt. Der Quadraturdetektor weist einen Integrator auf, der dazu ausgelegt ist, jede Gruppe von N ersten Komponenten I_k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die In-Phase-Komponente I_N,m zu erhalten:
wobei m = 1, 2, 3, ..., beschreibt; und jede Gruppe von N zweiten Komponenten Q_k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die Quadraturphasenkomponente I_N,m zu erhalten:
Dieser Aspekt der vorliegenden Erfindung ist derart aufgebaut, dass der Integrator eine Impulsverzögerungsschaltung aufweist, die aus einer Mehrzahl von Verzögerungseinheiten aufgebaut ist, die derart in Reihe geschaltet sind, um eine Mehrzahl von Verzögerungsstufen zu bilden, dass das empfangene elektrische Signal an jede der Verzögerungseinheiten gegeben wird. Wenn ein Impuls an die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten gegeben wird, übertragen die mehreren Verzögerungseinheiten nacheinander ein Impulssignal und verzögern es gleichzeitig. Eine Verzögerungszeit des Impulssignals durch jede der Verzögerungseinheiten hängt von einem Pegel des an sie gegebenen elektrischen Signals ab. Der Integrator weist eine Zähleinheit auf, die dazu ausgelegt ist, die Anzahl von Stufen zu zählen, welche das Impulssignal an jedem Zeitpunkt eines Viertels einer Periode der Zielfunkwelle passiert, um den Zählwert als Integrationswert zu erhalten.
Dieser Aspekt der vorliegenden Erfindung ist derart aufgebaut, dass der Quadraturdetektor dazu ausgelegt ist, das Extrahieren der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal jede Zeitperiode an einem Zeitpunkt zu starten. Der Zeitpunkt ist mit dem Referenzsignal verknüpft. Die Funkvorrichtung weist eine Zeitpunktabstimmeinheit auf, die operativ mit dem Quadraturdetektor verbunden und dazu ausgelegt ist, den Zeitpunkt derart abzustimmen, dass die jede Zeitperiode von dem Phasenrechner berechneten Phasendaten minimiert werden. Die Demodulationseinheit ist dazu ausgelegt, die In-Phase-Komponente der Zielfunkwelle als die Amplitudeninformation zu verwenden.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts weist der Quadraturdetektor einen Integrator auf, der dazu ausgelegt ist, das empfangene elektrische Signal über jeden ganzzahligen Teiler einer Periode der Zielfunkwelle zu integrieren, um einen Integrationswert zu erzeugen. Die zu erzeugenden Integrationswerte werden durch S1, S2, S3, S4, ..., beschrieben. Die ganze Zahl entspricht dem Produkt aus 4 und r. r ist eine positive ganze Zahl. Der Quadraturdetektor weist eine zeitvariable Integrationseinheit auf, die dazu ausgelegt ist, das Integrieren der Integrationswerte S1, S2, S3, s4, ..., gemäß der folgenden Gleichung an einem Zeitpunkt zu starten, um jedes Viertel einer Periode der Zielfunkwelle ein integriertes Signal zu erhalten. Der Zeitpunkt wird aus einem Teiler, d. h. einem Subvielfachen des Produkts aus 4 und r gewählt. Der Teiler wird durch p beschrieben. Die zeitvariable Integrationseinheit ist dazu ausgelegt, eine Änderung des Zeitpunkts in Übereinstimmung mit einem Befehl zu ermöglichen, und der Befehl ist dazu ausgelegt, von der Zeitpunktabstimmeinheit gesendet zu werden:
wobei p = 1, 2, ..., 4r und q = 1, 2, ..., beschreibt.
Der Quadraturdetektor weist eine Recheneinheit auf, die dazu ausgelegt ist, eine Addition und Subtraktion bezüglich der erzeugten Signale S_p,q gemäß den folgenden Gleichungen auszuführen, um erste und zweite Komponenten zu berechnen: I_p,k = S_p,4k-3 + S_p,4k-2 – S_p,4k-1 – S_p,4k Q_p,k = S_p,4k-3 – S_p,4k-2 – S_p,4k-1 + S_p,4k wobei I_p,k die ersten Komponenten, Q_p,k die zweiten Komponenten beschreibt und k = 1, 2, 3, ..., ist.
Der Quadraturdetektor weist einen Integrator auf, der dazu ausgelegt ist, jede Gruppe von N ersten Komponenten I_p,k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die In-Phase-Komponente I_N,p,m zu erhalten:
wobei m = 1, 2, 3, ..., ist; und jede Gruppe von N zweiten Komponenten Q_p,k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die Quadraturphasenkomponente Q_N,p,m zu erhalten:
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts weist der Integrator eine Impulsverzögerungsschaltung auf, die aus einer Mehrzahl von Verzöge-rungseinheiten aufgebaut ist, die derart in Reihe geschaltet sind, um eine Mehrzahl von Verzögerungsstufen zu bilden, dass das empfangene elektrische Signal an jede der Verzögerungseinheiten gegeben wird. Wenn ein Impuls an die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten gegeben wird, überträgt die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten der Reihe nach ein Impulssignal und verzögert es gleichzeitig. Eine Verzögerungszeit des Impulssignals durch jede der Verzögerungseinheiten hängt von einem Pegel des an sie gegebenen elektrischen Signals ab. Der Integrator weist eine Zähleinheit auf, die dazu ausgelegt ist, die Anzahl von Stufen zu zählen, welche das Impulssignal an jedem Zeitpunkt eines ganzzahligen Teilers einer Periode der Zielfunkwelle passiert. Die ganze Zahl entspricht dem Produkt aus 4 und r, und r ist eine positive ganze Zahl, um den Zählwert als Integrationswert zu erhalten.
Bei der bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts ist es verglichen mit der Frequenz der Zielträgerwelle leicht, eine Abtastfrequenz, für die der Zählwert als der Integrationswert erhalten wird, ausreichend zu erhöhen, und den Integrator bei der hohen Abtastfrequenz zu betreiben.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts ist der Phasenrechner dazu ausgelegt, einen Annäherungswert der Phase der Zielfunkwelle auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die je Zeitperiode berechnet werden, als die Phasendaten zu berechnen. Der Annäherungswert wird durch ein Verhältnis der Quadraturphasenkomponente zur In-Phase-Komponente beschrieben.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Aspekts wird ein quadrierter Wert oder ein Annäherungswert einer Amplitude der Zielfunkwelle aus der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente des elektrischen Zielsignals als die Amplitudeninformation der Zielfunkwelle erhalten.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Zeitmessung auf der Grundlage eine Zielfunkwelle, auf der Zeitinformation, die einen offiziellen Zeitstandard anzeigt, überlagert ist, bereitgestellt, wobei die Zielfunkwelle erzeugt wird, indem eine Zielträgerwelle mit der Zeitinformation amplitudenmoduliert wird. Das Verfahren umfasst die Schritte: Erzeugen eines periodischen Referenzsignals; und Messen einer Zeit auf der Grundlage einer Frequenz des erzeugten periodischen Referenzsignals. Das Verfahren umfasst die Schritte: Empfangen der Zielfunkwelle als elektrisches Zielsignal; und Extrahieren einer In-Phase-Komponente und einer Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal, und zwar jede Zeitperiode, die wenigstens einer Periode des Referenzsignals entspricht.
Das Verfahren umfasst ferner die Schritte: Demodulieren der Zeitinformation aus dem empfangenen elektrischen Signal auf der Grundlage von Amplitudeninformation der Zielfunkwelle, wobei die Amplitudeninformation aus der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle erhalten wird; und Berechnen von mit einer Phase der Zielfunkwelle verknüpften Phasendaten auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die jede Zeitperiode berechnet werden.
Das Verfahren umfasst ferner den Schritt: Berechnen einer Variabilität der berechneten Phasendaten der Zielfunkwelle bezüglich einer Referenzphase, wobei sich die Referenzphase mit einer konstanten Rate zeitlich in Übereinstimmung mit einem Frequenzfehler ändert. Der Frequenzfehler ist relativ zu einer Frequenz der Zielträgerwelle in dem Referenzsignal enthalten. Das Verfahren umfasst ferner den Schritt: Bestimmen auf der Grundlage der berechneten Variabilität, ob der Empfang der Funkvorrichtung gut ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung, die unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung gemacht wurde, näher ersichtlich sein. In der Zeichnung zeigt:
1 ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Gesamtaufbaus einer Funkvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 einen schematischen Schaltplan zur Quadraturdetektion;
3 ein schematisches Diagram einer In-Phase-Komponente und einer Quadraturphasenkomponente, die mit Hilfe der in der 2 gezeigten Quadraturerfassung erzeugt werden;
4 ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Gesamtaufbaus eines in der 1 gezeigten Quadraturdetektors;
5 ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Gesamtaufbaus eines in der 4 gezeigten A/D-Wandlers;
6 ein schematisches Zeitdiagramm von Operationen des A/D-Wandlers, des ersten bis vierten Registers und eines Addierers/Subtrahierers der 4;
7 ein schematisches Zeitdiagramm von Operationen des in der 4 gezeigten Addierers/Subtrahierers, des in der 4 gezeigten ersten und zweiten Integrators und des in der 1 gezeigten Amplitudenrechners;
8 ein schematisches Diagramm eines sich über die Zeit ändernden Amplitude und einer sich über die Zeit ändernden Phase einer ersten Trägerwelle in einem ersten Langwellenstandardsignal gemäß der ersten Ausführungsform;
9A ein schematisches Ablaufdiagramm von beispielhaften Operationen, die von einem in der 1 gezeigten Variabilitätsrechner auszuführen sind;
9B ein schematisches Ablaufdiagramm von beispielhaften Operationen, die von dem Variabilitätsrechner auszuführen sind;
10 ein schematisches Ablaufdiagramm von weiteren beispielhaften Operationen, die anstelle der in der 9A gezeigten Operationen von dem Variabilitätsrechner auszuführen sind;
11A ein schematisches Diagramm einer zeitlichen Verteilung von Teilen von Phasendaten, die von dem in der 1 gezeigten Phasenrechner erhalten werden, wenn das erste Langwellenstandardsignal von der Funkvorrichtung empfangen wird, die vorgesehen ist, um ein vorbestimmtes Referenz-S/N bezüglich des ersten Langwellenstandardsignals zu erhalten;
11B ein schematisches Diagramm einer zeitlichen Verteilung von einigen Teilen der Phasendaten, die aus den Teilen von Phasendaten extrahiert sind; einige dieser extrahierten Teile von Phasendaten erfüllen die nachstehend noch beschriebene Gleichung [14];
12 ein schematisches Diagramm, das für den Fall, bei dem ein erster Extraktionsschwellenwert für die Teile von Phasendaten innerhalb eines Bereichs von 0.0π bis 0.2π variiert, berechnete Extraktionsraten im Verhältnis zum veränderten ersten Schwellenwert zeigt;
13 ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Gesamtaufbaus einer Funkvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
14A ein schematisches Diagramm eines IQ-Vektors, dessen Real- und Imaginärteil einer In-Phase-Komponente und einer Quadraturphasenkomponente entsprechen, die von einem in der 13 gezeigten Quadraturphasendetektor erhalten werden;
14B ein schematisches Diagramm eines Stillstands des in der 14A gezeigten IQ-Vektors;
15 ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Gesamtaufbaus einer Funkvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
16 ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Gesamtaufbaus eines in der 15 gezeigten Quadraturdetektors;
17 ein schematisches Zeitdiagramm von Operationen des in der 16 gezeigten Quadraturdetektors;
18 ein schematisches Diagramm eines beispielhaften tanϕ_N,p,m, der als Annäherungswert einer Phase einer Zielträgerwelle zu verwenden ist, und seines Gradienten d(tanϕ_N,p,m)/dϕ_N,p,m;
19A ein schematisches Diagramm einer zeitlichen Verteilung der durch einen in der 15 gezeigten Phasenrechner erhaltenen Annäherungswerte;
19B ein schematisches Diagramm einer zeitlichen Verteilung von einigen der Annäherungswerte, die Teilen der Annäherungswertänderungsbetragsdaten entsprechen, deren Absolutwerte als unter einem vorbestimmten Extraktionsschwellenwert liegend bestimmt werden;
20A ein schematisches Diagramm eines IQ-Vektors, dessen Real- und Imaginärteil einer In-Phase-Komponente und einer Quadraturphasenkomponente entsprechen, die von einem in der 15 gezeigten Quadraturphasendetektor erhalten werden;
20B ein schematisches Diagramm eines Stillstands des in der 20A gezeigten IQ-Vektors;
20C ein schematisches Diagramm des IQ-Vektors, welcher derart ausgerichtet ist, dass er nahe der Realteilachse stillsteht.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
DER ERFINDUNG
Nachstehend werden die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben.
Erste Ausführungsform
Mit Bezug auf die Zeichnung, in der gleiche Teile in verschiedenen Ansichten mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, zeigt 1 einen beispielhaften Gesamtaufbau einer Funkvorrichtung 1 zur Zeitmessung, wie beispielsweise einer Uhr, einer Armbanduhr, einer Registeruhr oder dergleichen, gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die Funkvorrichtung 1 weist, wie in 1 gezeigt, einen Schwingkreis 2, einen mit dem Schwingkreis 2 verbundenen ersten Teiler 4 und einen mit dem ersten Teiler 4 verbundenen zweiten Teiler 6 auf. Die Funkvorrichtung 1 weist ferner einen mit dem zweiten Teiler 6 verbundenen Zeitzähler 8, einen mit dem Zeitzähler 8 verbundenen Treiber 10 und ein mit dem Treiber 10 verbundene Anzeige 12 auf.
Der Schwingkreis 2 besteht beispielsweise im Wesentlichen aus einem Quarz 2a mit einem Kondensatorpaar C1 und C2 und einem Verstärker 2b.
Der Verstärker 2b legt ein vorbestimmtes alternierendes Signal an den Quarz 2a, das so ausgelegt ist, dass der Quarz 2a bei einer vorbestimmten konstanten Frequenz von beispielsweise 4.8 MHz gemäß der ersten Ausführungsform auf der Grundlage vorbestimmter Kapazitäten der Kondensatoren C1 und C2, die ein alternierendes Signal bei der konstanten Frequenz von 4.8 MHz erzeugen, schwingt. Der Schwingkreis 2 dient dazu, das alternierende Signal fortlaufend an den ersten Teiler 4 ausgibt.
Der erste Teiler 4 dient dazu,
die Frequenz der konstanten Frequenz des alternierenden Signals durch 30 zu teilen, um ein erstes Frequenzreferenzsignal mit einer Frequenz von 160 kHz zu erzeugen; und
die konstante Frequenz des alternierenden Signal durch 20 zu teilen, um ein zweites Frequenzreferenzsignal mit einer Frequenz von 240 kHz zu erzeugen.
Bei der ersten Ausführungsform wird ein Impulssignal aus einer sich wiederholenden Reihe von Impulsen mit der konstanten Frequenz von 160 kHz als das erste Frequenzreferenzsignal verwendet. In gleicher Weise wird ein Impulssignal aus einer sich wiederholenden Reihe von Impulsen mit der konstanten Frequenz von 240 kHz als das zweite Frequenzreferenzsignal verwendet.
Der zweite Teiler 6 dient dazu, das erste oder das zweite Frequenzreferenzsignal zu empfangen und es durch eine vorbestimmte Zahl, die von dem empfangenen ersten oder zweiten Frequenzreferenzsignal abhängt, zu teilen, um dadurch ein Zeitreferenzsignal zu erzeugen.
Der zweite Teiler 6 dient bei der ersten Ausführungsform beispielsweise dazu, das erste Referenzsignal zu empfangen und durch 160000 zu teilen, um dadurch ein Zeitreferenzsignal mit einer Frequenz von 1 kHz zu erzeugen.
Der Zeitzähler 8 dient dazu, synchron zur Frequenz (1 kHz) des Zeitreferenzsignals hochzuzählen, um eine momentane Zeit zu messen. Die Anzeige 12 besteht im Wesentlichen aus einer Flüssigkristallanzeige (LCD). Der Treiber 10 dient dazu, eine momentane Zeit auf der Grundlage des Zählwerts des Zeitzählers 8 auf der Anzeige 12 anzuzeigen.
Die Funkvorrichtung 1 ist bei der ersten Ausführungsform dazu ausgelegt, beispielsweise in Japan verwendet zu werden. Aus diesem Grund dient der erste Teiler 4 dazu, das erste und das zweite Referenzsignal zum Empfangen jeweiliger erste und zweiter Funkwellen mit unteren Frequenzen (Langwellen) von 40 und 60 kHz zu erzeugen.
Die erste Funkwelle wird erzeugt, indem eine erste Trägerwelle mit der Frequenz von 40 kHz mit Zeitinformation, die einen offiziellen Zeit- und Frequenzstandard für Japan anzeigt, amplitudenmoduliert wird. In gleicher Weise wird die zweite Funkwelle erzeugt, indem eine zweite Trägerwelle mit der Frequenz von 60 kHz mit Zeitinformation, die einen offiziellen Zeit- und Frequenzstandard für Japan anzeigt, amplitudenmoduliert wird.
Die erste und die zweite Funkwelle mit den unteren Frequenzen von 40 und 60 kHz, auf die jeweils die Zeitinformation moduliert ist, werden nachstehend als ”erstes und zweites Langwellenstandardsignal” bezeichnet.
Die Zeitinformation ist in einem Zeitcode mit einem vorbestimmten Rahmenformat enthalten.
Der Zeitcode umfasst beispielsweise 60 Bits an Information, die bei einem Bit pro Sekunde übertragen werden. Der Zeitcoderahmen wird insbesondere alle 60 Sekunde (jede Minute) von einem Sender übertragen.
In Japan werden die Zeitcodebits erzeugt, indem die Leistung (Amplitude) von der ersten oder der zweiten Trägerwelle mit einem Modulationsbereich von 90% (Verhältnis der hohen zur niedrigen Amplitude liegt bei 10:1) erhöht und verringert wird. Die dem ersten oder zweiten Langwellenstandardsignal entsprechende amplitudenmodulierte Funkwelle wird von dem CRL abgestrahlt.
Die Länge einer Impulsbreite, die einer Periode hoher Amplitude in dem ersten oder zweiten Langwellenstandardsignal entspricht, beschreibt einen digitalisierten Wert von einem Bit.
Beispielsweise beschreiben 0.2 Sekunden (200 Millisekunden) einer Impulsbreite in Übereinstimmung mit der hohen Amplitude in dem ersten oder zweiten Langwellenstandardsignal eine Positionsmarkierung (Trenner) ”P” und 0.5 Sekunden (500 Millisekunden) einer Impulsbreite in Übereinstimmung mit der hohen Amplitude in dem ersten oder zweiten Langwellenstandardsignal eine binäre Eins ”1”. Ferner beschreiben 0.8 Sekunden (800 Millisekunden) einer Impulsbreite in Übereinstimmung mit der hohen Amplitude in dem ersten oder zweiten Langwellenstandardsignal eine binäre Null ”0”.
Der erste Teiler 4 dient ferner dazu, die Zeitinformation von wenigstens einem des empfangenen ersten und des empfangenen zweiten Langwellenstandardsignals zu demodulieren.
Die Frequenzen des ersten und des zweiten Frequenzreferenzsignals, die von dem ersten Teiler 4 erzeugt werden, sind auf 160 bzw. 240 kHz festgelegt.
Die Frequenz von 160 kHz des ersten Frequenzreferenzsignals ist derart festgelegt, dass sie vier Mal so groß wie die Frequenz von 40 kHz des ersten Langwellenstandardsignals ist, so dass ein Zyklus des ersten Frequenzreferenzsignals einem Viertel von dem des ersten Langwellensignals entspricht.
In gleicher Weise ist die Frequenz von 240 kHz des ersten Frequenzreferenzsignals derart festgelegt, dass sie vier Mal so groß wie die Frequenz von 60 kHz des zweiten Langwellenstandardsignals ist, so dass ein Zyklus des zweiten Frequenzreferenzsignals einem Viertel von dem des zweiten Langwellenstandardsignals entspricht. Folglich ermöglicht das zweite Frequenzreferenzsignal die Erzeugung eines ein Viertel eines Zyklus des zweiten Langwellensignals anzeigenden Zeitpunkts.
Die Funkvorrichtung 1 weist einen mit dem ersten Teiler 4 verbundenen Schalter S2 auf. Der Schalter S2 dient dazu, wahlweise das erste oder zweite Frequenzreferenzsignal an den nachstehend noch beschriebenen Quadraturdetektor 18 zu geben.
Die Funkvorrichtung 1 weist eine Stabantenne 14, einen mit der Stabantenne 14 verbundenen Verstärker 16 und den mit dem Verstärker 16 und dem Schalter S2 verbundenen Quadraturdetektor 18 auf.
Die Funkvorrichtung 1 weist ferner einen mit dem Quadraturdetektor 18 verbundenen Amplitudenrechner 20, eine mit dem Amplitudenrechnen 20 verbundene Binarisierungsschaltung 21 und einen mit der Binarisierungsschaltung 21 verbundenen Decodierer 22 auf.
Die Funkvorrichtung 1 weist ferner einen mit dem Quadraturdetektor 18 verbundenen Phasenrechner 23, einen mit dem Phasenrechner 23 verbundenen Variabilitätsrechner 24 und eine mit dem Quadraturdetektor 18, dem Decodierer 22 und dem Variabilitätsrechner 24 verbundene Zeitverifizierungseinheit 25 auf.
Die Stabantenne 14 ist aus einem Antennenabschnitt 14a aufgebaut, der im Wesentlichen aus beispielsweise einem Kern und einer um diesen gewickelten Wicklung besteht. Der Antennenabschnitt 14a dient dazu, das erste und das zweite Langwellenstandardsignal mit Hilfe von elektromagnetischer Induktion als erste bzw. zweite elektromagnetische Kraft zu erfassen.
Die Stabantenne 14 ist aus einem parallel zur Wicklung des Antennenabschnitts 14a geschalteten Kondensator C3, einem in Reihe geschalteten Kondensator C4 und einem parallel zur Wicklung geschalteten Schalter S1 aufgebaut.
Die Stabantenne 14 und wenigstens einer der Kondensatoren C3 und C4 bilden eine Resonanzantenne (Schwingkreis). Eine Resonanzfrequenz der Resonanzantenne des Kondensators C3 und der Stabantenne 14 ist insbesondere dann, wenn der Schalter S1 geöffnet ist, derart festgelegt, dass sie bei 40 kHz liegt, was der Frequenz des ersten Langwellenstandardsignals entspricht.
Ist der Schalter S1 demgegenüber geschlossen ist, so ist eine Resonanzfrequenz der Resonanzantenne des Kondensators C3, des Kondensators C4 und der Stabantenne 14 derart festgelegt, dass sie bei 60 kHz liegt, was der Frequenz des zweiten Langwellenstandardsignals entspricht.
Dies führt dazu, dass das erste Langwellenstandardsignal mit der Frequenz von 40 kHz wahlweise als erstes Spannungssignal von der Resonanzantenne empfangen werden kann, wenn der Schalter S1 geschlossen (Ein-Zustand) ist; und das zweite Langwellenstandardsignal mit der Frequenz von 60 kHz wahlweise als zweites Spannungssignal von der Resonanzantenne empfangen werden kann, wenn der Schalter 51 geöffnet (Aus-Zustand) ist.
Bei der ersten Ausführungsform wird der erste Schalter S1 über eine Wahl des Schalters S2 zwischen einer Ausgabe des ersten Frequenzreferenzsignals und der des zweiten Frequenzreferenzsignals geschlossen und geöffnet.
Um das erste Langwellenstandardsignal mit der Frequenz von 40 kHz zu empfangen, wird insbesondere der erste Schalter 51 geschlossen und der zweite Schalter S2 auf das erste Frequenzreferenzsignal geschaltet, so dass das gewählte erste Frequenzreferenzsignal an den Quadraturdetektor 18 gegeben werden kann.
Um demgegenüber das zweite Langwellenstandardsignal mit der Frequenz von 60 kHz zu empfangen, wird der erste Schalter S1 geöffnet und der zweite Schalter 52 auf das zweite Frequenzreferenzsignal geschaltet, so dass das gewählte zweite Frequenzreferenzsignal an den Quadraturdetektor 18 gegeben werden kann.
Der erste und der zweite Schalter S1 und S2 können manuell geschaltet oder mit der Zeitverifikationseinheit 25 verbunden werden.
Bei dem letzteren Aufbau kann die Zeitverifikationseinheit 25 dazu dienen, jeweilige Befehle an den ersten und den zweiten Schalter S1 und S2 zu geben, über welche diese je nach Wunsch geschaltet werden können. Bei der ersten Ausführungsform wird das wahlweise von der Stabantenne 14 zu empfangende erste oder zweite Langwellenstandardsignal nachstehend als ”Zielstandardsignal” bezeichnet. Ferner wird das Ausgangssignal der Stabantenne als das erste oder zweite Spannungssignal nachstehend als ”Zielspannungssignal” bezeichnet. Ferner wird die dem Zielstandardsignal entsprechende erste oder zweite Trägerwelle nachstehend als ”Zielträgerwelle” bezeichnet.
Der Verstärker 16 dient dazu, das von der Stabantenne 14 ausgegebene Zielspannungssignal zu verstärken.
Der Quadraturdetektor 18 dient dazu, eine Quadraturerfassung des von dem Verstärker 16 verstärkten Zielspannungssignals auf der Grundlage des von dem ersten Teiler 4 über den zweiten Schalter S2 eingegebenen ersten oder zweiten Frequenzreferenzsignals auszuführen, um dadurch eine In-Phase-Komponente I_N,m und eine Quadraturphasenkomponente Q_N,m des Zielstandardsignals zu erzeugen.
Der Amplitudenrechner 20 dient dazu, eine Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle auf der Grundlage der In-Phase-Komponente I_N,m und der Quadraturphasenkomponente Q_N,m des Quadraturdetektors 18 zu berechnen.
Die Binarisierungsschaltung 21 dient dazu, die Amplitude A_N,m der von dem Amplitudendetektor 20 ausgegebenen Zielstandardwelle zu binarisieren, um dadurch binarisierte Daten auszugeben.
Der Decodierer 22 dient dazu, die von der Binarisierungsschaltung 21 ausgegebenen binarisierten Daten zu decodieren, um dadurch die der Zielträgerwelle überlagerte Zeitinformation zu demodulieren.
Der Phasenrechner 23 dient dazu, eine Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle auf der Grundlage des In-Phase-Integrationswerts I_N,m und der Quadraturphase Q_N,m des Quadraturdetektors 18 zu erhalten.
Der Variabilitätsrechner 24 dient dazu, die Variabilität der erhaltenen Phase ϕ_N,m, der Zielstandardwelle zu erhalten bzw. zu gewinnen.
Die Zeitverifikationseinheit 25 dient dazu,
zu verifizieren, ob die von dem Decodierer demodulierte Zeitinformation geeignet ist; und
ein die demodulierte Zeitinformation anzeigendes Standardsignal an den Zeitzähler 8 zu geben, wenn verifiziert wird, dass die von dem Decodierer 22 demodulierte Zeitinformation geeignet ist, und wenn bestimmt wird, dass die Variabilität der erhaltenen Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle geringer als ein vorbestimmter Toleranzschwellenwert ist.
Der Zeitzähler 8 dient dazu, den Zählwert des Zeitzählers 8 auf die von dem Decodierer 22 demodulierte Zeitinformation zu aktualisieren.
Es wird beispielsweise angenommen, dass der erste Schalter S1 geschlossen und der zweite Schalter S2 auf die Wahl des ersten Frequenzreferenzsignals geschaltet ist. Hierdurch kann die Stabantenne 14 wahlweise das erste Langwellenstandardsignal als das Zielstandardsignal empfangen und das erste Frequenzreferenzsignal wahlweise an den Quadraturdetektor 18 gegeben werden.
Unter dieser Annahme, wird der erste Schalter S1 dann, wenn die Stabantenne 14 das erste Langwellenstandardsignal nicht gut empfangen kann, manuell oder durch die Zeitverifizierungseinheit 25 geöffnet und der zweite Schalter S2 manuell oder durch die Zeitverifizierungseinheit 25 auf die Wahl des zweiten Frequenzreferenzsignals geschaltet. Hierdurch kann die Stabantenne 14 wahlweise das zweite Langwellenstandardsignal als das Zielstandardsignal empfangen und das zweite Frequenzreferenzsignal wahlweise an den Quadraturdetektor 18 gegeben werden.
Die Funkvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform ist, wie vorstehend beschrieben, dafür vorgesehen, eine von dem Zeitzähler 8 gemessene Zeit automatisch unter Verwendung des als Zielstandardsignal dienenden ersten oder zweiten Langwellenstandardsignals zu korrigieren.
Für sowohl die erste als auch die zweite Trägerwelle wird eine sinusförmige Welle mit einer Trägerfrequenz f_c und einer Trägerperiodendauer T_c als Beispiel periodischer Wellen verwendet.
Der Quadraturdetektor 18 ist beispielsweise aus einer Mehrzahl von digitalen CMOS-Elementen aufgebaut und zur digitalen Quadraturerfassung vorgesehen.
Eine Quadraturerfassung erfolgt gewöhnlich, wie in 2 gezeigt, mit Hilfe von beispielsweise:
einem ersten Multiplizierer M1 zum Multiplizieren einer modulierten Trägerwelle s(t), die durch ein Basisbandsignal (Zielsignal) moduliert wird, das durch ”s(t) = Asin(2πf_ct + ϕ)” beschrieben wird, mit einer sinusförmigen Welle (sin(2πf_ct));
einem zweiten Multiplizierer M2 zum Multiplizieren der modulierten Trägerwelle s(t) mit einer Cosinuswelle (cos(2πf_ct)), die von der sinusförmigen Welle um π/2 (Bogenmaß) phasenverschoben ist;
einem ersten Tiefpassfilter (TPF) L1, das eine niederfrequente Komponente der multiplizierten Trägerwelle des ersten Multiplizierers M1 durchlässt und deren höherfrequente Komponente sperrt, um eine In-Phase-Komponente I(= (A/2)cosϕ) zu erzeugen; und
einem zweiten Tiefpassfilter 12, das eine niederfrequente Komponente der multiplizierten Trägerwelle des zweiten Multiplizierers M2 durchlässt und deren höherfrequente Komponente sperrt, um eine Quadraturphasenkomponente Q(= (A/2)sinϕ) zu erzeugen, wobei f_c eine Trägerfrequenz der Trägerwelle, A eine Amplitude eines Basisbandsignals (Modulationssignal), die nicht bekannt ist, und ϕ eine Phase des Basisbandsignals, die nicht bekannt ist, beschreibt.
Die In-Phase-Komponente I und die Quadraturphasenkomponente Q sind an den rechtwinkligen Koordinaten in der 3 gezeigt. Es sollte beachtet werden, dass die horizontale Achse (Re) den Realteil eines komplexen Vektors und die vertikale Achse (Im) den Imaginärteil des komplexen Vektors beschreibt. Die In-Phase-Komponente I beschreibt insbesondere den Realteil des Vektors (A/2 + jϕ), der auf der komplexen Ebene als Amplitude A und Phase ϕ gezeigt ist, und die Quadraturphasenkomponente Q beschreibt insbesondere den Imaginärteil des Vektors (A/2 + jϕ).
Wenn die In-Phase-Komponente I und die Quadraturphasenkomponente Q der modulierten Trägerwelle s(t) erhalten werden, können folglich die nicht bekannte Amplitude A und die nicht bekannte Phase ϕ des Basisbandsignals berechnet werden.
Die Quadraturerfassung ist gewöhnlich mit Hilfe von analogen Schaltungen ausgeführt worden.
Wenn gemäß der ersten Ausführungsform der Quadraturdetektor 18 anstelle des vorstehend beschriebenen normalen Quadraturerfassungsdesigns verwendet wird, kann die digitale Quadraturerfassung einfach ausgeführt werden.
Der Quadraturdetektor 18 ist insbesondere, wie in 4 gezeigt, aus einem Zeit-A/D-Wandler 30 aufgebaut, der dazu dient, das verstärkte Zielspannungssignal über jede Periode T_a zu mitteln (integrieren), um so einen Mittelwert (Integrationswert) S_q (q = 1, 2, 3, ...) zu erhalten. Die Periode (Abtastperiode) _Ta entspricht einer Periode des ersten oder des zweiten Frequenzreferenzsignals, das wahlweise von dem ersten Teiler 4 über den Schalter S2 eingegeben wird.
D. h., die Abtastperiode Ta entspricht einem Viertel der Trägerperiode T_c der Zielträgerwelle, die durch ”T_a = T_c/4” beschrieben wird.
Bei der ersten Ausführungsform wird das wahlweise von dem ersten Teiler 4 über den Schalter S2 einzugebende erste oder zweite Frequenzreferenzsignal nachstehend als ”erstes Referenzsignal CK1” bezeichnet. Ferner wird der Zeit-A/D-Wandler nachstehend der Einfachheit halber als ”TAD” bezeichnet.
Der Quadraturdetektor 18 ist ferner aus einem ersten bis vierten Register 32, 34, 36 und 38, die jeweils einen Eingang und einen Ausgang aufweisen, und einem Addierer/Subtrahierer 40 aufgebaut.
Der Addierer/Subtrahierer 40 wird in der 4 der Einfachheit halber mit ”ADD & SUB” bezeichnet. Der Eingang des ersten Registers 32 ist mit dem Ausgang des TAD 30 verbunden, und der Ausgang des ersten Registers 32 ist mit sowohl dem Eingang des zweiten Registers 34 als auch dem Addierer/Subtrahierer 40 verbunden. Der Ausgang des zweiten Registers 34 ist mit sowohl dem Addierer/Subtrahierer 40 als auch dem Eingang des dritten Registers 36 verbunden, und der Ausgang des dritten Registers 36 ist mit sowohl dem Addierer/Subtrahierer 40 als auch dem Eingang des vierten Registers 38 verbunden. Der Ausgang des vierten Registers 38 ist mit dem Addierer/Subtrahierer 40 verbunden.
Wenn ein Mittelwert S_4k-3 synchron zu einem Impuls des Referenzsignals CK1 von dem TAD 30 ausgegeben wird, wird das Mittelwertsignal S4k-3 an das erste Register 32 gegeben, um darin zwischengespeichert zu werden. Wenn der nächste Mittelwert S_4k-2 synchron zum nächsten Impuls des Referenzsignals CK1 von dem TAD 30 ausgegeben wird, wird der in dem ersten Register 32 zwischengespeicherte Mittelwert S_4k-3 zu dem zweiten Register 34 verschoben, um darin zwischengespeichert zu werden, und wird der Mittelwert S_4k-2 an das erste Register 32 gegeben, um darin zwischengespeichert zu werden.
Wenn der nächste Mittelwert S_4k-1 synchron zum nächsten Impuls des Referenzsignals CK1 von dem TAD 30 ausgegeben wird, wird der in dem zweiten Register 34 zwischengespeicherte Mittelwert S_4k-3 zu dem dritten Register 36 verschoben, um darin zwischengespeichert zu werden, wird der in dem ersten Register 32 zwischengespeicherte Mittelwert S_4k-2 zu dem zweiten Register 34 verschoben, um darin zwischengespeichert zu werden, und wird der Mittelwert S_4k-1 an das erste Register 32 gegeben, um darin zwischengespeichert zu werden.
Wenn der nächste Mittelwert S_4k nach Einsatz des nächsten Impulses des Referenzsignals CK1 von dem TAD 30 ausgegeben wird, wird der in dem dritten Register 36 zwischengespeicherte Mittelwert S_4k-3 zu dem vierten Register 38 verschoben, um darin zwischengespeichert zu werden, wird der in dem zweiten Register 34 zwischengespeicherte Mittelwert S_4k-2 zu dem dritten Register 36 verschoben, um darin zwischengespeichert zu werden, wird der in dem ersten Register 32 zwischengespeicherte Mittelwert S_4k-1 zu dem zweiten Register 34 verschoben, um darin zwischengespeichert zu werden, und wird der Mittelwert S_4k an das erste Register 32 gegeben, um darin zwischengespeichert zu werden.
Der Addierer/Subtrahierer 40 dient dazu, die Integrationswerte S_4k-3 bis S_4k abzutasten, um eine Addition und Subtraktion bezüglich der vier abgetasteten Integrationswerte S_4k-3 bis S_4k auszuführen.
Der Quadraturdetektor 18 ist ferner aus einem Modulo-4-Zähler 42, einem ersten und einem zweiten Integrator 44 und 46, die mit dem Addierer/Subtrahierer 40 verbunden sind, und einem Modulo-N-Zähler 48 aufgebaut. Der Modulo-4-Zähler 42 ist mit dem Addierer/Subtrahierer 40, dem ersten und zweiten Integrator 44 und 46 und dem Modulo-N-Zähler 48 verbunden. Der Modulo-N-Zähler 48 ist mit dem ersten und zweiten Integrator 44 und 46 verbunden. Das Referenzsignal CK1 ist dazu ausgelegt, an den Modulo-4-Zähler 42 gegeben zu werden.
Der Modulo-4-Zähler 42 dient dazu, synchron zu einer aktiven Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke, von jedem der Impulse des Referenzsignals von Null (Anfangswert) an hochzuzählen und seinen Zählwert sofort, wenn dieser den Wert 3 erreicht hat, synchron zur Flanke gleicher Richtung des Impulses zurückzusetzen.
Hierdurch kann ein Operationstakt CK2 erzeugt werden; dieser Operationstakt CK2 besteht im Wesentlichen aus einer sich wiederholenden Reihe von Takten konstanter Frequenz, die einem Viertel der Frequenz f_a(= 1/T_a) des Referenzsignals CK1 entspricht. Der Operationstakt CK2 dient als Operationstakt, mit welchem der Addierer/Subtrahierer 40 arbeitet. D. h., die Periode des Operationstakts CK2 entspricht der Trägerperiode T_c der Zielträgerwelle CK2. Der Operationstakt CK2 wird nachstehend ebenso als ”zweites Referenzsignal CK2” bezeichnet.
Der erste und der zweite Integrator 44 und 46 dienen dazu, jeweils das Ausgangssignal des Addierers/Subtrahierers 40 in Übereinstimmung mit beispielsweise verschiedenen Gleichungen zu integrieren.
Der Modulo-N-Zähler 48 dient dazu, synchron zu einer aktiven Flanke gleicher Richtung (ansteigende oder abfallende Flanke) von jedem Takt des zweiten Referenzsignals CK2 von Null (Anfangswert) an hochzuzählen und seinen Zählwert sofort, wenn dieser den Wert N – 1 erreicht hat, synchron zur Flanke gleicher Richtung des Taktes zurückzusetzen.
Hierdurch kann ein Operationstakt CK3 erzeugt werden; dieser Operationstakt CK3 besteht im Wesentlichen aus einer sich wiederholenden Reihe von Takten konstanter Frequenz, die einem N-tel der konstanten Frequenz des zweiten Referenzsignals CK2 entspricht. Der Operationstakt CK3 dient als Operationstakt, mit welchem der erste und der zweite Integrator 44 und 46 arbeiten. D. h., die Periode des Operationstakts CK3 entspricht dem Produkt aus der Trägerperiode T_c der Zielträgerwelle und N. Es sollte beachtet werden, dass N eine ganze Zahl von größer oder gleich 2 ist.
Der in der 5 gezeigte TAD 30 weist eine Impulsverzögerungsschaltung bzw. eine Ringverzögerungsleitung (RDL) 52 auf. Die Impulsverzögerungsschaltung 52 ist aus einer Mehrzahl von Verzögerungseinheiten 54 aufgebaut, die einer Mehrzahl von Verzögerungsstufen entsprechen. Die Verzögerungseinheiten 54 sind in einer ringgleichen Struktur in Reihe geschaltet. Insbesondere entspricht die mit dem Bezugszeichen ”54a” gekennzeichnete erste Stufe der Verzögerungseinheiten 54 einem UND-Gatter mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss. Ein Startimpulssignal P_in ist dazu ausgelegt, an den ersten Eingangsanschluss des UND-Gatters 54a gegeben zu werden. Der zweite Eingangsanschluss des UND-Gatters 54a ist mit einem Ausgangsanschluss der letzten Stufe 54b der Verzögerungseinheiten 54 verbunden.
Wenn das Impulssignal P_in über den ersten Eingangsanschluss an das UND-Gatter 54a gegeben wird, wird ein Impulssignal der Reihe nach von dem UND-Gatter 54a an in Richtung der letzten Stufe 54b der Verzögerungseinheiten 54 durch die Verzögerungseinheiten 54 übertragen und durch diese verzögert. Wenn das Impulssignal die letzte Stufe 54b der Verzögerungseinheiten 54 erreicht, wird es über seinen zweiten Eingangsanschluss zur ersten Stufe 54a der Verzögerungseinheiten 54 zurückgeführt. Aus diesem Grunde umläuft das Impulssignal die Verzögerungseinheiten 54.
Der TAD 30 weist einen Zähler 56 auf, der mit dem Ausgangsanschluss der letzten Stufe 54b der Verzögerungseinheiten 54 verbundenen ist und dazu dient, die Anzahl von Malen zu zählen, welche das Impulssignal durch die kreisförmig verbundenen Verzögerungseinheiten 54 umläuft.
Der TAD 30 weist einen Signalspeichercodierer 58 auf, der dazu dient,
eine Position, welche das Impulssignal an einem Zeitpunkt einer aktiven Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden Flanke (oder einer abfallenden Flanke), von jedem Impuls des Referenzsignals CK1 erreicht, zwischenzuspeichern; und
die zwischengespeicherte Position des Impulssignals P_in in vorbestimmte Bits an digitalen Daten wandelt, welche die Stufenzahl (Verzögerungseinheit 54) beschreiben, welche das sich in der zwischengespeicherten Position befindende Impulssignal zuletzt von der ersten Stufe 54a aus passiert hat.
Der TAD 30 weist einen Signalspeicher 60 auf, der dazu dient,
den Zählwert des Zählers 56 an einem Zeitpunkt einer aktiven Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden Flanke (oder einer abfallenden Flanke), von jedem Impuls des Referenzsignals CK1 zwischenzuspeichern; und
den zwischengespeicherten Zählwert in vorbestimmte Bits an digitalen Daten zu wandeln.
Der TAD 30 weist einen Subtrahierer 62 auf. Wenn die vorbestimmten Bits an digitalen Daten als niederwertige Bits ”a” an digitalen Daten Dt von dem Signalspeichercodierer 58 an den Subtrahierer 62 und die vorbestimmten Bits an digitalen Daten als höherwertige Bits ”b” der digitalen Daten Dt von dem Signalspeicher 60 an diesen gegeben werden, arbeitet der Subtrahierer 62 derart, dass er die eingegebenen digitalen Daten Dt am Zeitpunkt einer aktiven Flanke, wie beispielsweise einer ansteigenden Flanke (oder einer abfallenden Flanke), von jedem Impuls des Referenzsignals CK1 zwischen speichert.
Der Subtrahierer 62 dient ferner dazu, die Differenz zwischen den aktuell zwischengespeicherten eingegebenen digitalen Daten Dt und den vorherigen zwischengespeicherten eingegebenen digitalen Daten, die einen Impuls vor den aktuell zwischengespeicherten eingegebenen digitalen Daten Dt zwischengespeichert worden sind, um dadurch die erhaltene Differenz als Mittelwert (Integrationswert) S_q auszugeben.
Jede der die Impulsverzögerungsschaltung 52 bildenden Verzögerungseinheiten 54 ist aus einer Gateschaltung aufgebaut, die im Wesentlichen aus beispielsweise einem Inverter und/oder anderen logischen elektronischen Gattern aufgebaut ist.
Der TAD 30 weist einen Puffer 50 auf, an welchen das Zielspannungssignal als Eingangssignal V_s gegeben wird. Das von dem Verstärker 16 ausgegebene Eingangssignal V_s (das Zielspannungssignal) ist dazu ausgelegt, als Energieversorgungsspannung an jede der Verzögerungseinheiten 54 gegeben zu werden.
Die Verzögerungszeit jeder Verzögerungseinheit 54 hängt von dem Spannungspegel der an jede Verzögerungseinheit 54 gegebenen Energieversorgungsspannung (Zielspannungssignal V_s) ab. Die Verzögerungszeit jeder Verzögerungseinheit 54 ist insbesondere invers proportional zum Spannungspegel der an jede Verzögerungseinheit 54 gegebenen Energieversorgungsspannung (Zielspannungssignal V_s).
Aus diesem Grund ist der Ausgang des Subtrahierers 62, d. h. sind die Daten DT, welche die Anzahl an Verzögerungseinheiten 54 beschreiben, durch welche das Impulssignal innerhalb jeder Abtastperiode T_s des Referenzsignals CK1 läuft, im Wesentlichen proportional zum Mittelwert (Integrationswert) S_q, der erhalten wird, indem der Spannungspegel des Zielspannungssignals V_s über jede Abtastperiode T_s gemittelt wird.
Es sollte beachtet werden, dass beispielsweise der Eingangsspannungsbereich des TAD 30 auf einen vorbestimmten positiven Bereich beschränkt ist. Zum Wandeln der Energieversorgungsspannung (Zielspannungssignal V_s), die periodisch über die Zeit in positiver und negativer Richtung schwingt, in digitale Daten, ist es erforderlich, eine geeignete DC-Vorspannung an das Zielspannungssignal V_s zu legen und dieses anschließend an jede Verzögerungseinheit 54 zu geben.
Der TAD 30 weist, wie vorstehend beschrieben, auf:
eine erste spezielle Eigenschaft zum sequentiellen Integrieren des Spannungspegels des Zielspannungssignals V_s ohne Totzeit; und
eine zweite spezielle Eigenschaft zum Ausführen einer digitalen Verarbeitung bezüglich eines dem integrierten Spannungspegel entsprechenden Signals; diese digitale Verarbeitung umfasst eine Zähloperation und eine digitale Subtrahieroperation unter Verwendung digitaler CMOS-Elemente.
Über die erste spezielle Eigenschaft kann die digitale Quadraturerfassung bezüglich des Zielspannungssignals V_s gemäß obiger Beschreibung ausgeführt werden, und über die zweite spezielle Eigenschaft kann der Quadraturdetektor 18 mit den verbleibenden Elementen der Funkvorrichtung 1 auf/in einem Chip gebündelt werden. Diese Bündelungseigenschaft der Funkvorrichtung 1 ermöglicht es, dass der Anwendungsbereich für die Funkvorrichtung 1 breit ausgelegt werden kann.
Es sollte beachtet werden, dass beispielsweise die US 6,771,202 B2 einen solchen TAD-Aufbau offenbart. Da das US-Patent dem gleichen Patentnehmer wie dieser Anmeldung zugeteilt ist, wird auf Offenbarung hiermit vollinhaltlich Bezug genommen.
Der Addierer/Subtrahierer 40 führt, wie in 6 gezeigt, in Übereinstimmung mit den folgenden Gleichungen [1] und [2] eine Addition und Subtraktion bezüglich jedes Satzes aus vier Mittelwerten S_4k-3 bis S_4k aus, die der Reihe nach synchron zum Referenzsignal CK1 vom TAD 30 ausgegeben und der Reihe nach in dem ersten bis vierten Register 32, 34, 36 und 38 zwischengespeichert worden sind.
Über die in Übereinstimmung mit den Gleichungen [1] und [2] ausgeführte Addition und Subtraktion können die In-Phase-Komponente I_k und die Quadraturphasenkomponente Q_k des Zielspannungssignals V_s erhalten werden: I_k = S_4k-3 + S_4k-2 – S_4k-1 – S_4k [1] Q_k = S_4k-3 – S_4k-2 – S_4k-1 + S_4k [2] wobei k = 1, 2, 3, ..., ist.
Der Addierer/Subtrahierer 40 wiederholt die Addition und Subtraktion bezüglich des Satzes aus den vier Mittelwerten S_4k-3, S_4k-2, S_4k-1 und S_4k in Übereinstimmung mit den Gleichungen [1] und [2] je Periode des zweiten Referenzsignals CK2, welche der Trägerperiode Tc der Zielträgerwelle entspricht.
Sowohl der erste als auch der zweite Integrator 44 und 46 integrieren:
jede Gruppe aus N sequentiellen In-Phase-Komponenten I_k, die von dem Addierer/Subtrahierer 40 erzeugt werden, um einen In-Phase-Integrationswert I_N,m (m = 1, 2, 3, ...) zu erhalten; N ist eine ganze Zahl von größer oder gleich 1; und
jede Gruppe aus N sequentiellen Quadraturphasenkomponenten Q_k, die von dem Addierer/Subtrahierer 40 erzeugt werden, um einen Quadraturphasenintegrationswert Q_N,m zu erhalten.
Der erste Integrator 44 integriert insbesondere, wie in 7 gezeigt, die In-Phase-Komponenten I_k, die von dem Quadraturdetektor 18 synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke, von jedem Takt des zweiten Referenzsignals CK2 erzeugt wird, gemäß der folgenden Gleichung [3], um dadurch den Integrationswert I_N,m zu erhalten.
In gleicher Weise integriert der zweite Integrator 46, wie in 7 gezeigt, die Quadraturphasenkomponenten Q_k, die von dem Quadraturdetektor 18 synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke, von jedem Takt des zweiten Referenzsignals CK2 erzeugt wird, gemäß der folgenden Gleichung [4], um dadurch den Integrationswert Q_N,m zu erhalten.
wobei m = 1, 2, 3, ..., ist.
Der erste Integrator 44 gibt den erhaltenen Integrationswert I_N,m synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise eine ansteigenden oder abfallenden Flanke, jedes Takts des von dem Modulo-N-Zähler 48 ausgegebenen Operationstakts CK3 an den Amplitudenrechner 20 und den Phasenrechner 23.
In gleicher Weise gibt der zweite Integrator 46 den erhaltenen Integrationswert Q_N,m synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise eine ansteigenden oder abfallenden Flanke, jedes Takts des von dem Modulo-N-Zähler 48 ausgegebenen Operationstakts CK3 an den Amplitudenrechner 20 und den Phasenrechner 23.
Der durch den ersten Integrator 44 in Übereinstimmung mit der Gleichung [3] erhaltene Integrationswert I_N,m entspricht insbesondere dem durch Integrieren der In-Phase-Komponente I_k über alle N Trägerperioden Tc erhaltenen Integrationswert. In gleicher Weise entspricht der durch den zweiten Integrator 46 in Übereinstimmung mit der Gleichung [4] erhaltene Integrationswert Q_N,m dem durch Integrieren der Quadraturphasenkomponente Q_k über alle N Trägerperioden Tc erhaltenen Integrationswert.
Über die Integrieroperationen des ersten und des zweiten Integrators 44 und 46 können der In-Phase-Integrationswert I_N,m und der Quadraturphasenintegrationswert Q_N,m des Zielspannungssignals V_s ohne unnötige Signalkomponenten erhalten werden.
Es sollte beachtet werden, dass
sich die Bandbreite des Quadraturdetektors 18 mit zunehmender Integrationszahl N verringert; und
mit zunehmender Integrationszahl N mehr Komponenten ohne die die Trägerfrequenzkomponenten aufweisenden Erfassungszielkomponenten aus dem In-Phase-Integrationswert I_N,m und dem Quadraturphasenintegrationswert Q_N,m entfernt werden.
D. h., über eine Erhöhung der Integrationszahl N können der erhaltene In-Phase-Integrationswert I_N,m und der erhaltene Quadraturphasenintegrationswert Q_N,m ihren Soll-Werten angenähert werden.
Demgegenüber sollte beachtet werden, dass mit zunehmender Integrationszahl N die Zeitauflösung des Quadraturdetektors 18, welche das Produkt aus der Integrationszahl N und der Trägerperiode T_c anzeigt, zunimmt.
Folglich kann die Integrationszahl N vorzugsweise auf der Grundlage der Bandbreite des Quadraturdetektors 18 und der Zeitauflösung bestimmt werden.
Bei der ersten Ausführungsform ist die Zeitverifizierungseinheit dazu ausgelegt, den oberen Grenzwert (N – 1) des Zählwerts des Modulo-N-Zählers 48 festzulegen, welcher die Integrationszahl N der Quadraturerfassung bestimmt.
Bei der ersten Ausführungsform wird die Integrationszahl N der Quadraturerfassung individuell für das erste Langwellenstandardsignal, dessen Trägerfrequenz bei 40 kHz liegt, und das zweite Langwellenstandardsignal bestimmt, dessen Trägerfrequenz bei 60 kHz liegt. Insbesondere wird als Integrationszahl N ”2000” für das erste Langwellenstandardsignal mit der Trägerfrequenz von 40 kHz und ”3000” für das zweite Langwellenstandärdsignal mit der Trägerfrequenz von 60 kHz bestimmt.
Folglich ist es möglich, die Zeitauflösung des Quadraturerfassungsausgangs durch ”2000/40 kHz = 3000/60 kHz = 50 ms” anzugeben.
In sowohl dem ersten als auch dem zweiten von dem CRL in Japan ausgestrahlten Langwellenstandardsignal sind, wie vorstehend beschrieben, Impulsbreiten der hohen Amplitude von 200, 500 und 800 Millisekunden vorhanden. Über eine Bestimmung der Zeitauflösung des Quadraturerfassungsausgangs auf 50 ms bei der ersten Ausführungsform können die Impulsbreiten von 200, 500 und 800 Millisekunden folglich leicht erkannt werden.
Der Amplitudenrechner 20 berechnet eine Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle auf der Grundlage des Integrationswerts I_N,m und des Integrationswerts Q_N,m des Quadraturdetektors 18 gemäß der folgenden Gleichung [5]:
Die Binarisierungsschaltung 21 binarisiert die berechnete Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle, um dadurch binarisierte Daten zu erzeugen.
Der Decodierer 22 decodiert die erzeugten binarisierten Daten der Binarisierungsschaltung 21, um dadurch eine Reihe von Datenteilen zu erzeugen, die eine Mehrzahl von Bits (”1” oder ”0”) enthalten, welche der Zeitinformation und Elementen von Positionsdaten P entsprechen. Die Reihe von Datenteilen wird von der Zeitverifizierungseinheit 25 geliefert. Der Decodierer 21 extrahiert ferner die Zeitinformation aus der Reihe von Datenteilen, um dadurch die extrahierte Zeitinformation an den Zeitzähler 8 zu geben.
Der Phasenrechner 23 berechnet eine Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle auf der Grundlage des Integrationswerts I_N,m und des Integrationswerts Q_N,m des Quadraturdetektors 18 gemäß der folgenden Gleichung [6]:
Es sollte beachtet werden, dass die von dem Phasenrechner 23 zu berechnende Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle relativ zu einer Phase des zweiten Referenzsignals CK2 bestimmt wird, dessen Taktfrequenz f_s ein Viertel der Frequenz f_a des Referenzsignals CK1 beträgt und der Trägerfrequenz f_c der Zielträgerwelle entspricht (siehe 4).
Da ein Fehler der Trägerfrequenz f_c der Zielträgerwelle zu ihrer Nennfrequenz annähernd kleiner oder gleich 10^–11 ist, kann der Fehler vernachlässigt werden.
Obgleich die Taktfrequenz f_s des zweiten Referenzsignals CK2 derart festgelegt wird, dass sie mit der Trägerfrequenz f_c der Zielträgerwelle übereinstimmt, kann die Frequenz f_s des zweiten Referenzsignals CK2 demgegenüber, da sie einen mit ”ε” bezeichneten Fehler aufweist, durch die folgende Gleichung [7] beschrieben werden: f_s = f_c + (1 + ε) [7]
Der Quadraturdetektor 18 integriert, wie vorstehend beschrieben, sequentielle In-Phase-Komponenten I_k, von denen jede jeweils in einer Periode des zweiten Referenzsignals CK2 berechnet wird, über N Perioden und sequentielle Quadraturphasenkomponenten Q_k, von denen jede jeweils in einer Periode des zweiten Referenzsignal CK2 berechnet wird, über N Perioden.
Aus diesem Grund wird die Zeit t_s,N, welche der Quadraturdetektor 18 benötigt, um eine Quadraturerfassung auszuführen, durch die folgende Gleichung [8] und die N Trägerperioden entsprechende Zeit t_c,N durch die folgende Gleichung [9] beschrieben:
Ferner wird eine Differenz Δt_N zwischen der Zeit t_s,n und der Zeit t_c,N durch die folgende Gleichung [10] und eine der Differenz Δt_N entsprechende Phasendifferenz Δϕ_N durch die folgende Gleichung [11] beschrieben:
wobei ε << 1, d. h. ε deutlich unter 1 liegt.
Bei der ersten Ausführungsform weist der zum Erzeugen des Referenzsignals CK1 und des zweiten Referenzsignals CK2 verwendete Quarz 2b den Fehler ε in der Größenordnung von kleiner oder gleich 10^–5 auf. Aus diesem Grund wird die in den Gleichungen [10] und [11] verwendete Näherungsgleichung ”ε/(1 + ε) = ε” aufgestellt.
Insbesondere variiert die Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle bei jeder Quadraturerfassung des Zielspannungssignals V_s durch den Quadraturdetektor 18 um den durch die Gleichung [11] beschriebenen Wert von Δϕ_N.
Folglich wird ein Änderungsbetrag der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle pro Zeiteinheit, d. h. eine Änderungsrate der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle, die mit ”dϕ_N/dt” beschrieben wird, durch die folgende Gleichung [12] beschrieben, wobei das Verhältnis der Parameter in der Gleichung [12] die Herleitung der Gleichung [13] ermöglicht:
Die Gleichung [12] beschreibt, dass sich die sequentiell von dem Phasenrechner 23 zu berechnende Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle mit der konstanten Phasenänderungsrate ”–2πf_cε” ändert, wenn die Taktfrequenz f_s des zweiten Referenzsignals CK2 nicht mit der Trägerfrequenz f_c der Zielträgerwelle übereinstimmt, was bedeutet, dass der Fehler ε ungleich Null ist.
Wenn die Taktfrequenz f_s des zweiten Referenzsignals demgegenüber genau mit der Trägerfrequenz f_c der Zielträgerwelle übereinstimmt, was bedeutet, dass der Fehler ε gleich Null ist, wird die sequentiell von dem Phasenrechner 23 zu berechnende Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle konstant gehalten.
8 zeigt schematisch die sich über die Zeit ändernde Amplitude A_N,m und Phase ϕ_N,m des dem Zielstandardsignal entsprechenden ersten Langwellenstandardsignals. Bei gutem Empfang des ersten Langwellenstandardsignals, der zum Lesen des Zeitcodes ausreicht, sind die Amplitude A_N,m und die Phase ϕ_N,m des ersten Langwellenstandardsignals in Wirklichkeit durch eine das erste Langwellenstandardsignal empfangene Versuchsanordnung erhalten worden; diese Versuchsanordnung bildet die Funkvorrichtung 1 nach. Es sollte beachtet werden, dass das tatsächliche Experiment zum Empfangen des ersten Langwellenstandardsignals mit N von ”2000” ausgeführt wurde.
8 zeigt schematisch in einer breiten Übersicht, dass sich die Phase ϕ_N,m des ersten Langwellenstandardsignals mit der konstanten Phasenänderungsrate dϕ_N/dt, die im Wesentlichen ”π/10.5 Radiant pro Sekund [rad/s]” entspricht, ändert, wenn der Fehler ε im Wesentlichen den Wert –1.2 × 10^–6 annimmt.
Ferner zeigt 8 schematisch, dass sich die Phase ϕ_N,m des ersten Langwellenstandardsignals bedingt durch eine Wellenformverzerrung des ersten Langwellenstandardsignals an Punkten, an denen sich die Amplitude A_N,m des ersten Langwellenstandardsignals ändert, zufällig ändert.
Ferner zeigt 8 schematisch, dass sich die Phase ϕ_N,m des ersten Langwellenstandardsignals (Trägerwelle) bedingt durch von der Trägerfrequenz f_c verschiedene Frequenzkomponenten während Perioden, innerhalb derer die Amplitude A_N,m des ersten Langwellenstandardsignals gering ist, zufällig ändert.
Die Phase ϕ_N,m des ersten Langwellenstandardsignals ändert sich, wie in 8 gezeigt, insbesondere dann, wenn das empfangene erste Langwellenstandardsignal mit von der Trägerfrequenz f_c verschiedenen Frequenzkomponenten überlagert ist, bedingt durch die überlagerten Frequenzkomponenten zufällig.
Ferner berechnet der Variabilitätsrechner 24 die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle relativ zu deren Phase, die sich mit einer zum Fehler ε proportionalen konstanten Phasenänderungsrate ändert. Es sollte beachtet werden, dass die Phase der sich mit der zum Fehler ε proportionalen konstanten Phasenänderungsrate ändernden Zielstandardwelle nachstehend als ”Referenzphase” bezeichnet wird.
Bei der ersten Ausführungsform führt der Variabilitätsrechner 24 insbesondere die nachstehend beschriebenen, in dem Ablaufdiagramm der 9 beschriebenen Operationen aus.
In der 9A berechnet der Variabilitätsrechner 24 in Schritt S1 sequentiell einen Betrag Δϕ_N,m einer Änderung einer aktuell berechneten Phase ϕ_N,m des Zielstandardsignals relativ zu einer zuvor berechneten Phase ϕ_N,m-1 des Zielstandardsignals; dieser Phasenänderungsbetrag Δϕ_N,m wird durch die Gleichung ”Δϕ_N,m = ϕ_N,m – ϕ_N,m-1” beschrieben.
Anschließend erhält bzw. gewinnt der Variabilitätsrechner in Schritt S2 eine Varianz des berechneten Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m über einen einer Minute (60 Sekunden) entsprechenden Zeitcoderahmen oder über jeweils einen Abschnitt von Abschnitten eines Zeitcoderahmens; diese Abschnitte werden erhalten, indem ein Zeitcoderahmen durch eine bestimmte Zahl geteilt wird. Dies führt dazu, dass die Varianz des Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m durch den Variabilitätsrechner 24 als dessen Variabilität erhalten wird.
Insbesondere ist ein Wert, der erhalten wird, indem ein Mittelwert des Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m durch eine Periode der N Trägerperioden entsprechenden Quadraturerfassung geteilt wird, wahrscheinlich im Wesentlichen gleich der konstanten Phasenänderungsrate der Phase ϕ_N,m. Aus diesem Grund kann über eine Berechnung der Varianz des Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle relativ zur Referenzphase in der Zielstandardwelle erhalten werden; diese Referenzphase ändert sich mit der konstanten Phasenänderungsrate.
Es sollte beachtet werden, dass mit zunehmender Variabilität der Phase ϕ_N,m mehr von der Trägerfrequenz f_c verschiedene Frequenzkomponenten in dem Zielspannungssignal V_s enthalten sind. Aus diesem weist die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle selbst dann, wenn der Empfang des ersten und des zweiten Langwellenstandardsignals gut ist, einen bestimmten Pegel auf, der von der Präsenz der Punkte abhängt, an denen sich der Modulationsfaktor der Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle ändert; und der Perioden, innerhalb derer die Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle gering ist.
Folglich wird die Berechnung der Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle in den Schritten S1 und S2 bei der ersten Ausführungsform vorzugsweise von dem Variabilitätsrechner 24 der Funkvorrichtung 1 mit geändertem Empfang der Vorrichtung 1 bezüglich des Zielstandardsignal wiederholt, bevor die Zeitinformation in Schritt S10 der 9B von dem Decodierer 22 demoduliert wird.
Anschließend vergleicht der Variabilitätsrechner 24 die berechneten Werte der Variabilität der Phase ϕ_N,m, der Zielstandardwelle in Schritt S10 miteinander, um in Schritt S11 den oberen Grenzwert der Variabilität in den berechneten Werten dieser zu bestimmen. Anschließend speichert der Variabilitätsrechner 24 in Schritt S12 den oberen Grenzwert der Variabilität als Toleranzschwellenwert.
Folglich vergleicht der Variabilitätsrechner 24 in Schritt S3 der 9A die erhaltene Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle mit dem Toleranzschwellenwert, um dadurch auf der Grundlage des Vergleichsergebnisses zu bestimmen, ob die erhaltene Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle den Toleranz-schwellenwert überschreitet. Der Variabilitätsrechner 24 gibt das Ergebnis der Bestimmung an die Zeitverifizierungseinheit 25.
Die Zeitverifizierungseinheit 25 verifiziert die Zeitinformation in einem einer Minute entsprechenden und von dem Decodierer 22 demodulierten Zeitcoderahmen. Anschließend gibt die Zeitverifizierungseinheit 25 das die demodulierte Zeitinformation anzeigende voreingestellte Signal an den Zeitzähler 8, wenn bestimmt wird, dass:
keine Widersprüche und Fehler in der demodulierten Zeitinformation vorhanden sind; und
die von dem Variabilitätsrechner 24 ausgegebene Bestimmung kennzeichnet, dass die erhaltene Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert ist.
Über das von dem Zeitzähler 8 empfangene voreingestellte Signal kann der Zählwert des Zeitzählers 8 auf die Zeitinformation aktualisiert werden. Hierdurch kann eine von dem Zeitzähler 8 gemessene Zeit mit der dem Zielstandartsignal überlagerten Zeitinformation synchronisiert werden.
Es sollte beachtet werden, dass die Zeitverifizierungseinheit 25 beispielsweise ausführt:
einen ersten Verifizierungsprozess zum Überprüfen, ob die Zeitcodebits in einem Zeitcoderahmen der demodulierten Zeitinformation ein vorbestimmtes Zeitcodeformat, welches der Zielstandardwelle entspricht, erfüllt; und
einen zweiten Verifizierungsprozess zum Berechnen einer Parität (der Anzahl an ”1” Bits) in wenigstens einem Teil der Zeitcodebits eines Zeitrahmes der demodulierten Zeitinformation, um dadurch zu überprüfen, ob eine vorbestimmte Parität in dem gleichen Teil der Zeitcodebits der Zeitinformation vor einer Übertragung mit der berechneten Parität übereinstimmt.
Bezüglich des ersten Verifizierungsprozesses bestimmt die Zeitverifizierungseinheit 25 dann, wenn bestimmt wird, dass die Zeitcodebits in einem Zeitcoderahmen der demodulierten Zeitinformation nicht das vorbestimmte Zeitcodeformat erfüllen, dass die demodulierte Zeitinformation widersprüchlich und/oder fehlerhaft ist. Anschließend verhindert die Zeitverifizierungseinheit 25 die Ausgabe des voreingestellten Signal an den Zeitzähler 8, so dass verhindert wird, dass der Zählwert des Zeitzählers 8 auf der Grundlage der fehlerhaften Zeitinformation aktualisiert wird.
Wenn beispielsweise einige Bits, die für ”Stunden” in einem Zeitcoderahmen der demodulierten Zeitinformation vorgesehen sind, 25 Stunden und mehr darstellen, und/oder eine Bits, die für ”Minuten” in einem Zeitcoderahmen vorgesehen sind, 60 Minuten und mehr darstellen, wird bestimmt, dass die Zeitcodebits in einem Zeitcoderahmen der demodulierten Zeitinformation nicht das vorbestimmte Zeitcodeformat erfüllen.
Bezüglich des zweiten Verifizierungsprozesses wird dann, wenn die vorbestimmte Parität in dem wenigstens einen Teil der Zeitcodebits der Zeitinformation vor einer Übertragung nicht mit der berechneten Parität übereinstimmt, bestimmt, dass die Zeitcodebits der demodulierten Zeitinformation einen Paritätsfehler aufweisen.
Die Zeitverifizierungseinheit 25 der ersten Ausführungsform ist, wie vorstehend beschrieben, dazu ausgelegt, Verifizierungsprozesse, wie beispielsweise den ersten und den zweiten Verifizierungsprozess, die bezüglich nur einem Zeitcoderahmen ausführbar sind, auszuführen.
Ferner bewirkt die Zeitverifizierungseinheit 25, dass die Komponenten zum Demodulieren der Zeitinformation aus dem Zielstandardsignal, wie beispielsweise der Verstärker 16, der Quadraturdetektor 18, der Amplitudenrechner 20, die Binarisierungsschaltung 21, der Decodierer 22, der Phasenrechner 23 und der Variabilitätsrechner 24, zu regelmäßigen Intervallen arbeiten. Hierdurch kann der Zählwert des Zeitzählers 8 zu regelmäßigen Intervallen auf die aus dem Zielstandardsignal demodulierte Zeitinformation aktualisiert werden.
Wenn bewirkt wird, dass die Komponenten zu regelmäßigen Intervallen arbeiten, bestimmt die Zeitverifizierungseinheit 25 dann, wenn die Zeitinformation nicht von dem Decodierer 22 eingegeben wird, bis eine vorbestimmte Zeitspanne verstrichen ist, dass keine Zeitinformation erfasst ist, um dadurch zu verhindern, dass Zeitinformation in den Zeitzähler 8 geschrieben wird.
Die Funkvorrichtung 1 ist, wie vorstehend beschrieben, dazu ausgelegt,
die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle bezüglich des zweiten Referenzsignals CK2, d. h. bezüglich der Referenzphase der Zielstandardwelle, die sich mit einer zum Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2 proportionalen konstanten Phasenänderungsrate ändert, zu berechnen;
zu bestimmen, ob die berechnete Variabilität den Toleranzschwellenwert überschreitet;
zu verifizieren, ob die demodulierte Zeitinformation geeignet ist;
in Übereinstimmung mit der Verifizierungsergebnis der demodulierten Zeitinfor-mation zu bestimmen, ob eine gemessene Zeit korrigiert wird, wenn bestimmt wird, dass die berechnete Variabilität derart kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert ist, dass der Empfang der Zielstandardwelle gut ist; und
unabhängig von dem Verifizierungsergebnis zu verhindern, dass eine gemessene Zeit korrigiert wird, wenn bestimmt wird, dass die berechnete Variabilität den Toleranzschwellenwert derart überschreitet, dass der Empfang für die Zielstandardwelle schlecht ist (geringes S/N).
Die Konfiguration der Funkvorrichtung 1 ermöglicht eine Korrektur der Zeitinformation während einer kurzen Zeitspanne in Übereinstimmung mit einem Zeit-coderahmen, während ihre Verifizierungszuverlässigkeit bei mindestens der Zuverlässigkeit herkömmlicher Funkuhren gehalten wird. Solche herkömmlichen Funkuhren benötigen wenigstens zwei zeitlich benachbarte Zeitcoderahmen, um Zeitinformation über eine den wenigstens zwei zeitlich benachbarten Zeitcoderahmen entsprechende Zeitspanne zu verifizieren.
Folglich ist es, selbst wenn der Empfang für die Zielstandardwelle schlecht ist, dann, wenn der Empfang für die Zielstandardwelle für nur eine kurze Zeitspanne entsprechend eines Zeitcoderahmens andauern gut ist, möglich, die demodulierte Zeitinformation zu korrigieren. Hierdurch kann die Wahrscheinlichkeit, mir welcher eine gemessene Zeit des Zeitzählers 8 korrigiert werden kann, erhöht werden.
Die Funkvorrichtung 1 der ersten Ausführungsform ist dazu ausgelegt, die Amplitude A_N,m und die Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle unter Verwendung der In-Phase-Komponente I_N,m und der Quadraturphasenkomponente Q_N,m, die erhalten wurden, indem eine Quadraturerfassung bezüglich des der Zielstandardwelle entsprechenden Zielspannungssignals V_s ausgeführt wird, erhalten.
Bei der Quadraturerfassung ist die Funkvorrichtung 1 dazu ausgelegt, den TAD 30 dazu zu verwenden, eine Addition und eine Subtraktion bezüglich der Integrationswerte Sq auszuführen, die erhalten wurden, indem der Pegel des Zielspannungssignals V_s über jede Periode Ta gemittelt wird, um dadurch die In-Phase-Komponente I_N,m und die Quadraturphasenkomponente Q_N,m zu erhalten.
Die Operationen des TAD 30, die Addier- und Subtrahieroperationen und die Operationen zum Erhalten der Amplitude A_N,m und der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle auf der Grundlage der In-Phase-Komponente I_N,m und der Quadraturphasenkomponente Q_N,m können insbesondere unter Verwendung digitaler Elemente, wie beispielsweise digitalen CMOS-Elementen, digitalisiert werden.
Hierdurch können wenigstens der Quadraturdetektor 18 und dessen folgende Stufen, mit Ausnahme der Anzeige 12, zusammen auf/in einem Chip integriert werden, so dass sämtliche der Komponenten der Funkvorrichtung 1, mit Ausnahme der Stabantenne 14, des Verstärkers 16 und der Anzeige 12, zusammen auf/in einem Chip integriert werden. Hierdurch können Größe, Gewicht und Herstellungskosten der Funkvorrichtung 1 verringert werden.
Sämtliche der Komponenten des Quadraturdetektors 18 können, wie vorstehend beschrieben, aus digitalen Elementen, wie beispielsweise CMOS-Elementen, aufgebaut werden, die weniger zu Temperaturänderungen neigen, so dass die Quadraturerfassung konstant unabhängig von einer Temperaturänderung ausgeführt werden kann.
Die Integration jeder Gruppe von N sequentiellen In-Phase-Komponenten I_N,m und jeder Gruppe von N sequentiellen Quadraturphasenkomponenten Q_N,m ist funktionsgemäß insbesondere gleichbedeutend mit einer Begrenzung der Durchlassbandbreite ungewünschter Signalkomponenten. Diese Bandbreitenbegrenzungseigenschaft ist in der US 10,926,286 offenbart. Da die US-Patentanmeldung dem gleichen Patentnehmer wie dieser Anmeldung zugewiesen ist, wird auf deren Offenbarung hiermit vollinhaltlich Bezug genommen.
Aus diesem Grund können die Amplitude A_N,m und die Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle über eine geeignete Wahl der Integrationszahl N weniger verrauscht werden. Hierdurch kann die Genauigkeit und Zuverlässigkeit bei der Erfassung der Zeitinformation ohne eine Verwendung von Rauschfiltern aufrechterhalten werden, was Vorteile bei der Verringerung und Integrierung der Funkvorrichtung 1 hervorbringt.
Der Variabilitätsrechner 24 ist bei der ersten Ausführungsform dazu ausgelegt, eine Varianz des Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m als dessen Variabilität zu berechnen. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt.
Der Variabilitätsrechner 24 kann insbesondere anstelle der in der 9A gezeigten Operationen, wie in 10 gezeigt, dazu ausgelegt sein:
in Schritt S20 einige Teile der Phasendaten ϕ_N,m in allen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m zu extrahieren, wobei Absolutwerte von Teilen von Phasenänderungs-betragsdaten Δϕ_N,m, die einigen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m entsprechen, nicht größer als (oder nicht kleiner als) ein vorbestimmter Extrahierungsschwellenwert sind;
in Schritt S21 eine Extrahierungsrate von einigen der extrahierten Teilen der Phasendaten ϕ_N,m bezüglich alle Teile der Phasendaten zu berechnen; und
in Schritt S22 die berechnete Extrahierungsrate als die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle zu bestimmen.
11A zeigt schematisch eine zeitliche Verteilung von Teilen der Phasendaten ϕ_N,m, die von dem Phasenrechner 23 erhalten werden, wenn das der ersten Trägerwelle entsprechende erste Langwellenstandardsignal von der Funkvorrichtung 1 empfangen wird, die derart vorgesehen ist, dass sie ein vorbestimmtes S/N bezüglich des ersten Langwellenstandardsignals erzielt. Beim Empfang des ersten Langwellenstandardsignals wird die Integrationszahl N auf 2000 gesetzt, so dass die Zeitauflösung der von der Funkvorrichtung 1 ausgegebenen Quadraturerfassung auf 50 ms gesetzt ist.
11B zeigt schematisch eine zeitliche Verteilung von einigen Teilen von Teilen der Phasendaten ϕ_N,m, die aus allen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m extrahiert werden, wobei Teile von Phasenänderungsbetragsdaten Δϕ_N,m von einigen der extrahierten Teile der Phasendaten ϕ_N,m die folgende Gleichung [14] erfüllen: |Δϕ_N,m| ≤ 0.05π[rad/s] [14] wobei 0.05π den ersten Extrahierungsschwellenwert beschreibt.
Die Gleichung [14] kann mit Hilfe der Gleichung [13] in die folgende Gleichung [15] umgeformt werden: |Δε| ≤ 1.25 × 10^–5 [15]
12 zeigt für den Fall, bei dem der erste Extrahierungsschwellenwert für die in der 11A gezeigten Teile der Phasendaten ϕ_N,m innerhalb des Bereichs von 0.0π bis 0.2π variiert, schematisch die berechneten Extrahierungsraten bezüglich der variierenden ersten Schwellenwerte.
In der 12 beschreibt eine Kennlinie G1 die berechneten Extrahierungsraten bezüglich der geänderten ersten Schwellenwerte, welche den Änderungen des ersten Extrahierungsschwellenwerts entsprechen, wenn die Funkvorrichtung 1 das vorbestimmte S/N aufweist.
Eine Kennlinie G1a beschreibt die berechneten Extrahierungsraten bezüglich der geänderten ersten Schwellenwerte, welche den Änderungen des ersten Extrahierungsschwellenwerts entsprechen, wenn die Funkvorrichtung 1 ein über dem Referenz-S/N liegendes S/N aufweist.
Eine Kennlinie G1b beschreibt die berechneten Extrahierungsraten bezüglich der geänderten ersten Schwellenwerte, welche den Änderungen des ersten Extrahierungsschwellenwerts entsprechen, wenn die Funkvorrichtung 1 ein unter dem Referenz-S/N liegendes S/N aufweist.
11B zeigt deutlich, dass einige Teile der Phasendaten ϕ_N,m, die jeweils ein im Wesentlichen konstantes Phasenänderungsverhältnis aufweisen, von dem Variabilitätsrechner 24 extrahiert werden können. 11B zeigt ebenso deutlich, dass Regressionslinien von einigen der extrahierten Teile an Phasendaten ϕ_N,m, die jeweils ein im Wesentlichen konstantes Phasenänderungsverhältnis aufweisen, einen im Wesentlichen linearen Gradienten aufweisen.
12 zeigt deutlich, dass die Kennlinien mit einer Verringerung des S/N der Funkvorrichtung 1 abfallen. D. h., eine Erhöhung des in dem ersten Langwellenstandardsignal enthaltenen Rauschens bewirkt, dass sich die berechneten Extrahierungsraten bezüglich der geänderten ersten Schwellenwerte verringern.
Über die Eigenschaften der von der Änderung des S/N der Funkvorrichtung 1 abhängigen Extrahierungsrate kann die Extrahierungsrate als Anzeige zur Bestimmung des S/N der Funkvorrichtung 1 verwendet werden.
Solange der Extrahierungsschwellenwert auf 0.05π [rad/s] gesetzt ist, wird dann, wenn ein Wert als Toleranzschwellenwert für die Variabilität auf 0.55 (55%) gesetzt wird, bestimmt, dass der Empfang des Zielstandardsignals (erstes Langwellenstandardsignal) entsprechend der Kennlinie G1 in dem Diagramm der 12 gut ist, da ein dem Extrahierungsschwellenwert von 0.05π entsprechender Wert der Extrahierungsraten größer als der Toleranzschwellenwert von 0.55 (55%) ist.
Bei den Operationen in den Schritten S20 bis S22 extrahiert der Variabilitätsrechner 24 einige Teile der Phasendaten ϕ_N,m in allen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m, wobei die Absolutwerte von Teilen der Phasenänderungsbetragsdaten Δϕ_N,m, die einigen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m entsprechen, nicht größer als der vorbestimmte Extrahierungsschwellenwert sind. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt.
Der Variabilitätsrechner 24 kann insbesondere dazu ausgelegt sein, einige Teile der Phasendaten ϕ_N,m in allen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m zu extrahieren; wobei Absolutwerte von Teilen von Phasenänderungsbetragsdaten, die einigen Teilen der Phasendaten ϕ_N,m entsprechen, nicht größer als der vorbestimmte Extrahierungs-schwellenwert sind. Die Absolutwerte von Teilen von Phasenänderungsratendaten werden erhalten, indem die Phasenänderungsbetragsdaten Δϕ_N,m durch die N Trägerzyklen entsprechende Zeit t_c,N geteilt werden.
Der Variabilitätsrechner 24 kann dazu ausgelegt sein,
eine Extrahierungsrate von einigen der extrahierten Teile der Phasendaten ϕ_N,m bezüglich aller Teile der Phasendaten ϕ_N,m zu berechnen; und
die berechnete Extrahierungsrate als die Variabilität der Phasen ϕ_N,m der Ziel-standardwelle zu bestimmen.
Über diese Operationen kann die berechnete Extrahierungsrate, wie vorstehend beschrieben, ebenso als Anzeige zur Bestimmung des S/N der Funkvorrichtung 1 verwendet werden.
Zweite Ausführungsform
Nachstehend wird eine Funkvorrichtung 1a gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
13 zeigt schematisch einen beispielhaften Gesamtaufbau der Funkvorrichtung 1a gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In der ersten und in der zweiten Ausführungsform sind gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Auf Teile der zweiten Ausführungsform, die denen der ersten Ausführungsform entsprechen, wird nachstehend zur Vermeidung an Redundanz nicht eingegangen. Die Beschreibung der zweiten Ausführungsform ist hauptsächlich auf die von der ersten Ausführungsform verschiedenen Teile gerichtet.
Die Funkvorrichtung 1a weist, wie in 13 gezeigt, eine PLL-Schaltung 5 (Phasenregelkreis) anstelle des ersten Teilers 4 auf. Die PLL-Schaltung 5 dient dazu, die gleichen Operationen wie der erste Teiler 4 auszuführen, um das erste und das zweite Referenzsignal zu erzeugen, deren Frequenzen bei 160 bzw. 240 kHz liegen.
Die PLL-Schaltung 5 dient ferner dazu, die Frequenz des Referenzsignals CK1 (die Frequenz des ersten oder des zweiten Referenzsignals) abzustimmen.
Die Funkvorrichtung 1a weist einen mit dem Phasenrechner 23 und der PLL-Schaltung 5 verbundenen Phasenänderungsratenrechner 26 auf.
Der Phasenänderungsratenrechner 26 dient dazu, die Rate der zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle auf der Grundlage der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle zu erhalten, die sequentiell alle N Trägerperioden von dem Phasenrechner 23 berechnet wird; diese Referenzphase ändert sich mit einer konstanten Phasenänderungsrate proportional zum Fehler ε der Taktfrequenz fs des zweiten Referenzsignals CK2. Die Rate der zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle wird nachstehend mit dem Bezugszeichen ”dϕ/dt” bezeichnet. Es sollte beachtet werden, dass der Phasenänderungsrechner 26 dazu ausgelegt sein kann, eine der zeitlichen Änderungsrate der Referenzphase in der Zielstandardwelle entsprechende physikalische Größe zu gewinnen.
Der Phasenänderungsrechner 26 dient bei der ersten Ausführungsform insbesondere dazu, einen Mittelwert des von dem Variabilitätsrechner 24 berechneten Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m als die der Rate dϕ/dt der zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle entsprechende physikalische Größe zu erhalten.
Die PLL-Schaltung 5 dient dazu, die Frequenz des Referenzsignals CK1 derart abzustimmen, dass ein Absolutwert der Rate dϕ/dt der zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle oder die der Rate dϕ/dt entsprechende physikalische Größe des Phasenänderungsrechners 26 minimiert wird.
Die Abstimmung durch die PLL-Schaltung 5 wird ausgeführt, solange bestimmt wird, dass die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert ist. D. h., die Abstimmung durch die PLL-Schaltung 5 wird ausgeführt, solange bestimmt wird, dass der Empfang der Funkvorrichtung 1 bezüglich des Zielstandardsignals (Zielträgerwelle) derart hoch ist, dass ein Frequenzsperrbefehl an die PLL-Schaltung 5 gegeben wird.
Es sollte beachtet werden, dass die Rate dϕ/dt der zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle einer Drehgeschwindigkeit eines komplexen Vektors (IQ-Vektor) V1 entspricht, dessen Real- und Imaginärteil der In-Phase-Komponente bzw. der Quadraturphasenkomponente, die von dem Quadraturdetektor 18 erhalten werden, entspricht und an den rechtwinkligen Koordinaten in der 14A dargestellt sind. Es sollte ferner beachtet werden, dass die horizontale Achse (Re) den Realteil des IQ-Vektors V1 und die vertikale Achse (Im) den Imaginärteil des IQ-Vektors V1 beschreibt. Das Argument des IQ-Vektors V1 beschriebt die Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle.
Eine Minimierung eines Absolutwerts der Rate dϕ/dt einer zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle bedeutet, die Drehgeschwindigkeit des IQ-Vektors V1 so weit wie möglich zu verlangsamen bzw. den IQ-Vektor V1 anzuhalten (siehe 14B).
Die der Rate dϕ/dt einer zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle entsprechende Drehgeschwindigkeit des IQ-Vektors V1 ist proportional zum Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2. Aus diesem Grund bedeutet der IQ-Vektor V1 bei Stillstand, dass der Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2 zu Null wird, d. h., die Taktfrequenz fs des zweiten Referenzsignals CK2 stimmt mit der Trägerfrequenz f_c der Zielstandardwelle überein.
Insbesondere verriegelt die PLL-Schaltung 5 die Taktfrequenz fs des zweiten Referenzsignals CK2 auf die Trägerfrequenz f_c der Zielstandardwelle, solange der Frequenzverriegelungsbefehl fortlaufend an die PLL-Schaltung 5 gegeben wird, und zwar auf der Grundlage des Mittelwerts des Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m als die der Rate dϕ/dt einer zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle entsprechende physikalische Größe.
Bei der Funkvorrichtung 1a der zweiten Ausführungsform kann der Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2 maximal verringert werden. Aus diesem Grund kann die auf der Grundlage der demodulierten Zeitinformation korrigierte Messzeit des Zeitzählers 8 auf ein maximales Level erhöht werden. Hierdurch kann ein Fehler einer durch den Zeitzähler gemessenen Zeit (Messzeit des Zeitzählers) bezüglich einer richtigen zeit selbst dann gering gehalten werden, wenn eine von dem Zeitzähler 8 gemessene Zeit für eine lange Zeitspanne nicht korrigiert worden ist.
Bei der zweiten Ausführungsform wird der Mittelwert des Phasenänderungsbetrags Δϕ_N,m als die der Rate dϕ/dt einer zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle entsprechende physikalische Größe erhalten. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt.
Die Rate dϕ/dt einer zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle kann insbesondere direkt auf der Grundlage von beispielsweise Tangenten von Regressionslinien einer zeitlichen Verteilung der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle erhalten werden. Bei dieser Modifikation ist es, wie vorstehend unter Verwendung der Operationen in den 9A und 9B beschrieben, möglich,
Absolutwerte aus einigen Teilen der Phasenänderungsbetragsdaten Δϕ_N,m die nicht über dem vorbestimmten ersten Extrahierungsschwellenwert liegen, aus Absolutwerten der verbleibenden Teile der Phasenänderungsbetragsdaten Δϕ_N,m zu extrahieren; und
Tangenten linearer Regressionslinien von einigen Teile der Phasenänderungsbetragsdaten Δϕ_N,m zu berechnen.
Hierdurch kann eine genauere zeitliche Änderungsrate der Referenzphase in der Zielstandardwelle erhalten werden.
Dritte Ausführungsform
Nachstehend wird eine Funkvorrichtung 1b gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
15 zeigt schematisch einen beispielhaften Gesamtaufbau der Funkvorrichtung 1b gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In der zweiten und dritten Ausführungsform sind gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Auf Teile der dritten Ausführungsform, die denen der zweiten Ausführungsform entsprechen, wird nachstehend zur Vermeidung an Redundanz nicht eingegangen. Die Beschreibung der dritten Ausführungsform ist hauptsächlich auf die von der zweiten Ausführungsform verschiedenen Teile gerichtet.
Die PLL-Schaltung 5a dient, wie in 15 gezeigt, dazu, die gleichen Operationen wie der erste Teiler 4 auszuführen, um das erste Referenzsignal zu erzeugen, dessen Frequenz ein Vielfaches der 40 kHz des ersten Langwellenstandardsignals um den Wert von r (ganze Zahl von größer oder gleich 2) ist. In gleicher Weise dient die PLL-Schaltung 5 dazu, die gleichen Operationen wie der erster Teiler 4 auszuführen, um ein zweites Referenzsignal zu erzeugen, dessen Frequenz ein Vielfaches der 60 kHz des zweiten Langwellenstandardsignals um den Wert von r ist.
Die Frequenzen des ersten und des zweiten Referenzsignals sind bei der dritten Ausführungsform auf das Produkt aus 160 kHz und r bzw. auf das Produkt aus 240 kHz und r festgelegt, d. h. durch ”160r kHz” und ”240r kHz” beschrieben.
Ein zweiter Teiler 6a dient bei der dritten Ausführungsform dazu, das erste oder das zweite Referenzsignal zu empfangen und es in Abhängigkeit des empfangenen ersten oder zweiten Referenzsignals durch eine vorbestimmte Zahl zu teilen, um dadurch ein Zeitreferenzsignal zu erzeugen.
Bei der ersten Ausführungsform dient der zweite Teiler 6a beispielsweise dazu, das erste Referenzsignal mit einer Frequenz von 160r kHz zu empfangen und es durch 160000r zu teilen, um dadurch ein Zeitreferenzsignal mit einer Frequenz von einem (1) kHz zu erzeugen.
Ein Quadraturdetektor 18a gemäß der dritten Ausführungsform ist, gleich dem Quadraturdetektor 18 und wie in der 16 gezeigt, aus einem TAD 30 aufgebaut, der dazu dient, das von dem Verstärker 16 verstärkte Zielspannungssignal über jede Periode Tb zu mitteln (integrieren), um dadurch einen Mittelwert (Integrationswert) S_i (i = 1, 2, 3, ...) je Periode zu erhalten.
Die Periode (Abtastperiode) Tb entspricht einer Periode des ersten oder des zweiten Referenzsignals mit der Frequenz von 160r kHz bzw. 240r kHz, die wahlweise von der PLL-Schaltung 5a über den Schalter S2 eingegeben werden. Die Abtastperiode Tb entspricht einem 4r-tel der Trägerperiode T_c der Zielstandardwelle, die durch ”T_b = T_c/4r” beschrieben wird. Bei der dritten Ausführungsform wird das wahlweise von der PLL-Schaltung 5a über den Schalter S2 einzugebende erste oder zweite Referenzsignal nachstehend als ”Referenzsignal CK0” bezeichnet.
Der Quadraturdetektor 18a weist ferner einen Integrator 31 auf, der mit dem TAD 30 verbunden ist und dazu dient, jede Gruppe von r sequentiellen Mittelwerten S_i (i = 1, 2, 3, ...), die jeweils von dem TAD 30 je Periode Tb des Referenzsignals CK0 erhalten werden, zu integrieren.
Der Quadraturdetektor 18a weist ferner ein erstes bis viertes Register 32, 34, 36 und 38, die jeweils einen Eingang und einen Ausgang aufweisen, und einem Addierer/Subtrahierer 40 auf.
Der Eingang des ersten Registers 32 ist mit einem Ausgang des Integrators 31 verbunden. Die Verbindungen zwischen dem ersten bis vierten Register 32 bis 34 und zwischen diesen und dem Addierer/Subtrahierer 40 entsprechen im Wesentlichen denen des Quadraturdetektors 18.
Der Quadraturdetektor 18a weist ferner einen mit dem TAD 30 verbundenen Modulo-r-Zähler 41, den Integrator 31 und das erste bis vierte Register 32 bis 38 auf.
Der Modulo-r-Zähler 41 dient dazu, synchron zu einer aktiven Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke, von jedem der Impulse des Referenzsignals CK0 von Null (Anfangswert) an hochzuzählen und seinen Zählwert sofort, wenn dieser den Wert von r – 1 erreicht hat, synchron zur Flanke gleicher Richtung des Impulses zurückzusetzen.
Hierdurch kann ein Operationstakt CK1 erzeugt werden; dieser Operationstakt CK1 besteht im Wesentlichen aus einer sich wiederholenden Reihe von Takten konstanter Frequenz, die einem r-tel der Frequenz f_b(= 1/Tb) des Referenzsignals CK0 entspricht. Der Operationstakt CK1 dient als Operationstakt, mit welchem der Integrator 31 und das erste bis vierte Register 32, 34, 36 und 38 arbeiten. D. h., die Taktzeit des Operationstakts CK1 entspricht einem Viertel der Trägerperiode T_c der Zielstandardwelle.
Der Integrator 31 dient dazu,
die von dem TAD 30 ausgegebenen Mittelwerte Si jedes Mal, wenn er eine aktive Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise eine ansteigende oder abfallende Flanke, eines Taktes des Referenzsignals CK0 empfängt, in Übereinstimmung mit der folgenden Gleichung [16] zu integrieren; und
das Ergebnis der Integration jedes Mal, wenn er eine aktive Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise eine ansteigende oder abfallende Flanke, eines Taktes des Referenzsignals CK1 empfängt, an das erste Register 32 zu geben; dieses Integrationsergebnis beschreibt ein Signal S_p,q, das erhalten wird, indem das Zielspannungssignal über jede Periode, die einem Viertel der Trägerperiode T_c der Zielstandardwelle entspricht, gemittelt wird:
wobei p = 1, 2, ..., 4r, und q = 1, 2, ..., ist.
Der Modulo-r-Zähler 41, der Modulo-4-Zähler 42 und der Modulo-N-Zähler 48 können durch einen Phasenwahlbefehl, der von einem nachstehend noch beschriebenen Phasenverschiebungsrechner 27 ausgegeben wird, zurückgesetzt werden. Hierdurch kann ein beliebiger Zeitpunkt zwischen 4r Zeitpunkten (1, 2, ..., 4r) innerhalb einer Trägerperiode T_c als Zeitpunkt gewählt werden, an welchem der Integrator 31 damit beginnt, die Mittelwerte S_i zu integrieren.
D. h., über den Modulo-r-Zähler 41, den Modulo-4-Zähler 42 und den Modulo-N-Zähler 48, die durch den Phasenwahlbefehl zurückgesetzt werden können, kann ein beliebiger Zeitpunkt zwischen 4r Zeitpunkten (1, 2, ..., 4r) innerhalb einer Trägerperiode T_c als Referenzzeitpunkt zum Berechnen der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente des Zielstandardsignals gewählt werden (siehe 17) Die Operationen des ersten bis vierten Registers 32, 34, 36 und 38, des Addierer/Subtrahierers 40, des ersten Integrators 44 und des zweiten Integrators 46 des Quadraturdetektors 18a entsprechen im Wesentlichen denen der entsprechenden Komponenten des Quadraturdetektors 18.
Der Addierer/Subtrahierer 40 führt insbesondere in Übereinstimmung mit den folgenden Gleichungen [17] und [18] eine Addition und Subtraktion bezüglich jedes Satzes aus vier Mittelwerten S_p,4k-3, S_p,4k-2, S_p,4k-1 und S_p,4k aus, die der Reihe nach synchron zum Referenzsignal CK1 vom TAD 30 ausgegeben und der Reihe nach in dem ersten bis vierten Register 32, 34, 36 und 38 zwischengespeichert worden sind.
Über die in Übereinstimmung mit den Gleichungen [17] und [18] ausgeführte Addition und Subtraktion können die In-Phase-Komponente I_p,k und die Quadraturphasenkomponente Q_p,k des Zielspannungssignals V_s erhalten werden: I_p,k = S_p,4k-3 + S_p,4k-2 – S_p,4k-1 – S_p,4k [17] Q_p,k = S_p,4k-3 – S_p,4k-2 – S_p,4k-1 + S_p,4k [18] wobei k = 1, 2, 3, ..., und p = 1, 2, ..., 4r ist.
Der Addierer/Subtrahierer 40 wiederholt die Addition und Subtraktion bezüglich des Satzes aus den vier Mittelwerten S_p,4k-3, S_p,4k-2, Sp,4k-1 und S_p,4k in Übereinstimmung mit den Gleichungen [17] und [18] jede Periode des zweiten Referenzsignals CK2, welche der Trägerperiode T_c der Zielträgerwelle entspricht.
Sowohl der erste als auch der zweite Integrator 44 und 46 integrieren:
jede Gruppe aus N sequentiellen In-Phase-Komponenten I_p,k, die von dem Addierer/Subtrahierer 40 erzeugt werden, um einen In-Phase-Integrationswert I_N,p,m (m = 1, 2, 3, ...) zu erhalten; N ist eine ganze Zahl von größer oder gleich 1; und
jede Gruppe aus N sequentiellen Quadraturphasenkomponenten Q_p,k, die von dem Addierer/Subtrahierer 40 erzeugt werden, um einen Quadraturphasenintegrationswert Q_N,p,m zu erhalten.
Der erste Integrator 44 integriert insbesondere die In-Phase-Komponenten I_p,k die von dem Quadraturdetektor 18a synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke, von jedem Takt des zweiten Referenzsignals CK2 erzeugt wird, gemäß der folgenden Gleichung [19], um dadurch den Integrationswert I_N,p,m zu erhalten.
In gleicher Weise integriert der zweite Integrator 46 die Quadraturphasenkomponenten Q_p,k, die von dem Quadraturdetektor 18a synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke, von jedem Takt des zweiten Referenzsignals CK2 erzeugt wird, gemäß der folgenden Gleichung [20], um dadurch den Integrationswert Q_N,p,m zu erhalten.
wobei m = 1, 2, 3, ..., ist.
Der erste Integrator 44 gibt den erhaltenen Integrationswert I_N,p,m synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise eine ansteigenden oder abfallenden Flanke, jedes Takts des von dem Modulo-N-Zähler 48 ausgegebenen Operationstakts CK3 an eine Binarisierungsschaltung 21a und einen Phasenrechner 23a.
In gleicher Weise gibt der zweite Integrator 46 den erhaltenen Integrationswert Q_N,p,m synchron zu einer Flanke gleicher Richtung, wie beispielsweise eine ansteigenden oder abfallenden Flanke, jedes Takts des von dem Modulo-N-Zähler 48 ausgegebenen Operationstakts CK3 an die Binarisierungsschaltung 21a und den Phasenrechner 23a.
Der durch den ersten Integrator 44 in Übereinstimmung mit der Gleichung [19] erhaltene Integrationswert I_N,p,m entspricht insbesondere dem durch Integrieren der In-Phase-Komponente I_p,k über alle N Trägerperioden T_c erhaltenen Integrationswert. In gleicher Weise entspricht der durch den zweiten Integrator 46 in Übereinstimmung mit der Gleichung [20] erhaltene Integrationswert Q_N,p,m dem durch Integrieren der Quadraturphasenkomponente Q_p,k über alle N Trägerperioden T_c erhaltenen Integrationswert.
Über die Integrieroperationen des ersten und des zweiten Integrators 44 und 46 können der In-Phase-Integrationswert I_N,p,m und der Quadraturphasenintegrationswert Q_N,p,m des Zielspannungssignals V_s ohne unnötige Signalkomponenten erhalten werden.
Die Binarisierungsschaltung 21 binarisiert die Daten bezüglich des In-Phase-Integrationswerts I_N,p,m, um dadurch binarisierte Daten zu erzeugen.
Der Phasenrechner 23a berechnet einen Annäherungswert R_N,p,m einer Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle auf der Grundlage des Integrationswerts I_N,p,m und des Integrationswerts Q_N,p,m des Quadraturdetektors 18a gemäß der folgenden Gleichung [21]:
18 zeigt schematisch ein Beispiel des tanϕ_N,p,m, der als der Annäherungswert der Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle verwendet wird, und seines Gradienten d(tanϕ_N,p,m)/dϕ_N,p,m
Wenn die Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle, wie in 18 gezeigt, innerhalb des Bereichs zwischen der Phase von –π/6 und der Phase von π/6, des Bereichs unter –5π/6 oder des Bereichs über 5π/6 liegt, ist der tanϕ_N,p,m proportional zur Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle. Dies liegt daran, dass der tanϕ_N,p,m dann, wenn die Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle innerhalb des Bereichs liegt, in dem der tanϕ_N,p,m klein genug ist, annähernd gleich dem sinϕ_N,p,m und annähernd gleich der Phase ϕ_N,p,m ist.
Der Variabilitätsrechner 24 und der Phasenänderungsratenrechner 26 sind dazu ausgelegt, Operationen auszuführen, die im Wesentlichen denen der zweiten Ausführungsform entsprechen, wobei der Annäherungswert R_N,p,m anstelle der Phase der Zielstandardwelle verwendet wird.
Es sollte beachtet werden, dass der Annäherungswert R_N,p,m dann, wenn der Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2 as Null angenommen wird, ebenso wie die Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle konstant wird.
Wenn der Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2 demgegenüber als ungleich Null angenommen wird, ändert sich der Annäherungswert R_N,p,m, wie in 19A gezeigt, nicht linear von der Änderung in der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle verschieden.
Wenn der Fehler ε des zweiten Referenzsignals CK2 als ungleich Null angenommen wird, wird jedoch angenommen, dass der Annäherungswert R_N,p,m derart der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle gleicht, dass sich der Annäherungswert R_N,p,m mit einer im Wesentlichen konstanten Zeitänderungsrate ändert, wobei:
die Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle unter –5π/6, was durch ”ϕ_N,p,m < –5π/6” beschrieben wird, oder über 5π/6 liegt, was durch ”ϕ_N,p,m > 5π/6” beschrieben wird, oder
ein Absolutwert der Phase ϕ_N.p.m der Zielstandardwelle unter π/6 liegt, was durch ”|ϕ_N,p,m| < π/6” beschrieben wird (siehe 18 und 19A).
Der Annäherungswert R_N,p,m kann insbesondere wie die Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle behandelt werden, wenn angenommen wird, dass der sich Annäherungswert R_N,p,m mit einer im Wesentlichen konstanten Zeitänderungsrate ändert.
Ferner kann, gleich dem Phasenänderungsbetrag Δϕ_N,m, ein Betrag ΔR_N,m einer Änderung eines aktuell berechneten Annäherungswerts R_N,p,m bezüglich eines zuvor berechneten Annäherungswerts R_N,p,m sequentiell durch beispielsweise den Phasenrechner 23a berechnet werden; dieser Annäherungswertänderungsbetrag ΔR_N,m wird durch die Gleichung ”ΔR_N,m = R_N,p,m – R_N,p,m-1” beschrieben.
In diesem Fall werden, wie bei den in der 10 gezeigten Operationen, einige der Annäherungswerte R_N,p,m aus sämtlichen Annäherungswerten R_N,p,m extrahiert; Absolutwerte von Teilen des Annäherungswertänderungsbetrags ΔR_N,m, die einigen der extrahierten Annäherungswerte R_N,p,m entsprechen, sind nicht größer als ein vorbestimmter Extrahierungsschwellenwert, und Absolutwerte von einigen der extrahierten Annäherungswerte R_N,p,m liegen innerhalb des Bereichs unter π/6.
19B zeigt schematisch die zeitliche Verteilung von einigen der extrahierten Annäherungswerte R_N,p,m.
19B zeigt deutlich, dass Regressionslinien von einigen der extrahierten Teile der Annäherungswerte R_N,p,m jeweils einen im Wesentlichen linearen Gradienten aufweisen.
Über die von dem Phasenrechner 23a auszuführende Extrahierung bezüglich der Annäherungswerte R_N,p,m können insbesondere die folgenden Werte entfernt werden:
einige der Annäherungswerte R_N,p,m, von denen angenommen wird, dass sie sich im Wesentlichen nicht mit einer konstanten Zeitänderungsrate ändern; und
einige der Annäherungswerte R_N,p,m, die verrauscht sind.
In diesem Fall können einige der extrahierten Annäherungswerte R_N,p,m an den Variabilitätsrechner 24 und/oder den Phasenänderungsratenrechner 26 gegeben werden.
Anschließend kann in dem Variabilitätsrechner 24, wie in 10 gezeigt, eine Extrahierungsrate von einigen der extrahierten Teile der Annäherungswerte R_N,p,m bezüglich aller Annäherungswerte R_N,p,m berechnet werden (siehe Schritt S21).
Anschließend kann die berechnete Extrahierungsrate als die Variabilität der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle bestimmt werden (siehe Schritt S22).
Ferner kann die zeitliche Änderungsrate der Referenzphase in der Zielstandardwelle in dem Phasenänderungsratenrechner 26 auf der Grundlage einiger der extrahierten Teile der Annäherungswertänderungsbetragsdaten ΔR_N,m anstelle der Phase ϕ_N,m der Zielstandardwelle erhalten werden.
Die Funkvorrichtung 1b der dritten Ausführungsform weist ferner einen mit dem Quadraturdetektor 18a und dem Phasenrechner 23a verbundenen Phasenverschiebungsrechner 27 auf.
Der Phasenverschiebungsrechner 27 ist dazu ausgelegt, den von dem Phasenrechner 23a erzeugten Annäherungswert R_N,p,m zu empfangen und einen Phasenwahlbefehl auf der Grundlage des empfangenen Annäherungswerts R_N,p,m auszugeben.
Der Phasenverschiebungsrechner 27 gibt an den Phasenverschiebungsrechner 27 insbesondere einen Phasenwahlbefehl, welcher den Quadraturdetektor 18a berechtigt, den Zeitpunkt abzustimmen, an welchem der Integrator 31 damit beginnt, die Mittelwerte S_i zu integrieren, d. h. an welchem der Quadraturdetektor 18a damit beginnt, die In-Phase-Komponente und die Quadraturphasenkomponente des Zielstandardsignals zu berechnen, so dass ein Absolutwert des Annäherungswerts R_N,p,m seinen geringsten Wert annimmt.
Über den Phasenwahlbefehl kann der Zeitpunkt, an welchem der Integrator 31 damit beginnt, die Mittelwerte S_i zu integrieren, wünschenswerterweise mit einer hohen Auflösung von einem 4r-tel der Trägerperiode der Zielstandardwelle abgestimmt werden.
Es wird insbesondere, wie vorstehend bezüglich der zweiten Ausführungsform beschrieben, angenommen, dass sich ein komplexer Vektor (IQ-Vektor) V2, dessen Realteil und dessen Imaginärteil der In-Phase-Komponente bzw. der Quadraturphasenkomponente, die von dem Quadraturdetektor 18a erhalten werden, entsprechen, und dessen Argument die Phase ϕ_N,p,m der Zielstandardwelle beschreibt, wie in 20 gezeigt, mit einer konstanten Drehgeschwindigkeit dreht. Die konstante Drehgeschwindigkeit entspricht der Rate dϕ/dt einer zeitlichen Änderung der Referenzphase in der Zielstandardwelle: diese Rate ist proportional zum Fehler ε.
Über das Verriegeln der Taktfrequenz f_s des zweiten Referenzsignals CK2 auf die Trägerfrequenz f_c der Zielstandardwelle durch den Phasenänderungsratenrechner 26 und die PLL-Schaltung 5 kann der IQ-Vektor V2 stehen bleiben (siehe 20B). Hierdurch kann der durch den Phasenrechner 23a erhaltene Annäherungswert R_N,p,m einen im Wesentlichen konstanten Wert annehmen.
Über ein Abstimmen des Zeitpunkts, an welchem der Integrator 31 damit beginnt, die Mittelwert S_i zu integrieren, um den Annäherungswert R_N,p,m(tanϕ_N,p,m) zu minimieren, kann ferner das Argument (ϕ_N.p.m) des IQ-Vektors V2 im Wesentlichen zu Null werden, so dass der IQ-Vektor V2 derart abgestimmt ist, dass er nahe der Realteilachse (horizontale Achse) stillsteht (siehe 20C).
20C zeigt deutlich, dass die Quadraturphasenkomponente des IQ-Vektors V2 von dem Quadraturdetektor 18a fast zu Null wird. D. h., bei der Funkvorrichtung 1b wird die von dem Quadraturdetektor 18a erzeugte Quadraturphasenkomponente Q_N,p,m als Null und die von dem Quadraturdetektor 18a erzeugte In-Phase-Komponente I_N,p,m als die Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle angenommen.
Folglich kann die In-Phase-Komponente I_N,p,m der Zielstandardwelle direkt als die Amplitude A_N,p,m der Zielstandardwelle angenommen werden. Folglich kann der Amplituderechner 20 aus dem Aufbau der Funkvorrichtung 1b ausgelassen werden.
Bei der Funkvorrichtung 1b der dritten Ausführungsform kann das Argument ϕ_N,p,m wie vorstehend beschrieben, über eine Abstimmung des Zeitpunkt, an welchem der Quadraturdetektor 18a damit beginnt, die In-Phase-Komponente und die Quadraturphasenkomponente der Zielstandardwelle zu berechnen, annähernd den Wert Null ausweisen. Hierdurch kann die In-Phase-Komponente I_N,p,m der Zielstandardwelle als deren Amplitude verwendet werden.
Ferner kann der Phasenrechner 23a bei der Funkvorrichtung 1b der dritten Ausführungsform den Annäherungswert R_N,p,m(tanϕ_N,p,m entsprechend ”Q_N,p,m/I_N,p,m)” anstelle der Phase ϕ_N,p,m erhalten. Hierdurch kann der zur Gewinnung des Annäherungswerts R_N,p,m benötigte Rechenaufwand vergleichen mit dem zur Gewinnung der Phase ϕ_N,p,m verringert werden.
D. h., die Funkvorrichtung 1b der dritten Ausführungsform kann:
eine Schaltung zur Gewinnung einer Amplitude der Zielstandardwelle auf der Grundlage der In-Phase-Komponente I_N,p,m und der Quadraturphasenkomponente Q_N,p,m die von dem Quadraturdetektor 18 erzeugt werden, auslassen; und
den Schaltungsaufbau des Phasenrechners 23a vereinfachen, da es nicht erforderlich ist, die Phase ϕ_N,p,m zu erhalten.
Folglich kann die Größe der Funkvorrichtung 1b verringert werden.
Bei sowohl der ersten als auch der zweiten Ausführungsform ist der Amplitudenrechner 20 dazu ausgelegt, die Amplitude von A_N,m einer Zielstandardwelle in Übereinstimmung mit der Gleichung [5] zu berechnen. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt.
Der Amplitudenrechner 20 kann insbesondere dazu ausgelegt sein, anstelle der Amplitude von A_N,m den quadrierten Wert A² _N,m der Amplitude A_N,m der Zielstandardwelle in Übereinstimmung mit der Gleichung [22] zu berechnen: A 2 / N,m = I 2 / N,m + Q 2 / N,m [22]
Der Amplitudenrechner 20 kann ferner dazu ausgelegt sein, anstelle der Amplitude von A_N,m einen Annäherungswert A_N,m' der Amplitude A_N,m einer Zielstandardwelle in Übereinstimmung mit der Gleichung [23] zu berechnen: A_N,m' = max(|I_N,m|,|Q_N,m|) + |I_N,m| + |Q_N,m| [23]
Über eine Verwendung der Gleichung [23] zur Gewinnung des Annäherungswerts A_N,m der Amplitude A_N,m einer Zielstandardwelle können eine Quadrieroperation und eine Multiplikation ausgelassen werden, so dass der Aufbau des Amplitudenrechners 20 vereinfacht werden kann.
Es sollte beachtet werden, dass der quadrierte Wert A² _N,m und der Annäherungswert A_N,m', die jeweils in Übereinstimmung mit den Gleichungen [22] und [23] berechnet werden, die Amplitude A_N,m einer Zielstandardwelle nicht grundsätzlich sehr genau beschreiben. In sowohl der ersten als auch der zweiten Ausführungsform ist die Amplitude A_N,m einer Zielstandardwelle hauptsächlich dazu ausgelegt, binarisiert zu werden, um die Zeitinformation aus dem Zielspannungssignal zu demodulieren.
Folglich haben die Differenzen zwischen der Amplitude A_N,m einer Zielstandardwelle und sowohl dem quadrierten Wert A² _N,m' als auch dem Annäherungswert A_N,m' keine praxisnahen Probleme zur Folge.
Bei sowohl der ersten als auch der zweiten Ausführungsform wird die PLL-Schaltung 5 (5a) dazu verwendet, die Frequenz eines Referenzsignals CK1 abzustimmen. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt.
Um die Frequenz eines Referenzsignals CK1 abzustimmen ist es insbesondere möglich, das Teilungsverhältnis von dem Schwingkreis 2 erzeugten alternierenden Signals oder die Kapazitäten der Kondensatoren C1 und C2 des Schwingkreises 2 zu steuern.
Obgleich die vorliegende Erfindung anhand ihrer bevorzugten Ausführungsformen und Modifikationen offenbart worden ist, sollte wahrgenommen werden, dass sie auf verschiedene Weisen verwirklicht werden kann, ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen, wie er in den beigefügten Ansprüchen dargelegt ist.

Claims

Funkvorrichtung zur Zeitmessung, mit – einem Referenzsignalgenerator, der dazu ausgelegt ist, ein periodisches Referenzsignal zu erzeugen; – einer Zeitmesseinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Zeit auf der Grundlage einer Frequenz des erzeugten periodischen Referenzsignals zu messen; – einer Empfangseinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Zielfunkwelle, auf der Zeitinformation, die einen offizielle Zeitstandard anzeigt, überlagert ist, als elektrisches Zielsignal zu empfangen, wobei die Zielfunkwelle erzeugt wird, indem eine Zielträgerwelle mit der Zeitinformation amplitudenmoduliert wird; – einem Quadraturdetektor, der dazu ausgelegt ist, eine In-Phase-Komponente und eine Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle jede Zeitperiode, die wenigstens einer Periode des Referenzsignals entspricht, aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal zu extrahieren; – einer Demodulationseinheit, die dazu ausgelegt ist, die Zeitinformation auf der Grundlage von Amplitudeninformation der Zielfunkwelle aus dem empfangenen elektrischen Signal zu demodulieren, wobei die Amplitudeninformation aus der In-Phase-Komponente und aus der Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle erhalten wird; – einem Phasenrechner, der dazu ausgelegt ist, mit einer Phase der Zielfunkwelle verknüpfte Phasendaten auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die jede Zeitperiode berechnet werden, zu berechnen; – einem Variabilitätsrechner, der dazu ausgelegt ist, eine Variabilität der berechneten Phasendaten der Zielfunkwelle bezüglich einer Referenzphase zu berechnen, wobei sich die Referenzphase mit einer zeitlich konstanten Rate gemäß einem Frequenzfehler ändert, der relativ zu einer Frequenz der Zielträgerwelle in dem Referenzsignal enthalten ist; und – einer Empfangsbestimmungseinheit, die dazu ausgelegt ist, auf der Grundlage der berechneten Variabilität zu bestimmen, ob die Funkvorrichtung einen guten Empfang aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitinformation der Zielfunkwelle in einem Rahmen überlagert ist und die Empfangsbestimmungseinheit dazu ausgelegt ist, zu bestimmen, ob die berechnete Variabilität kleiner oder gleich einem vorbestimmten Toleranzschwellenwert ist, wobei die Vorrichtung ferner eine Zeitkorrektureinheit aufweist, die dazu ausgelegt ist, – die demodulierte Zeitinformation im Rahmen zu verifizieren, um zu bestimmen, ob die demodulierte Zeitinformation geeignet ist; und – die demodulierte Zeitinformation zu korrigieren, wenn bestimmt wird, dass die berechnete Variabilität kleiner oder gleich dem vorbestimmten Toleranzschwellenwert ist, und dass die demodulierte Zeitinformation geeignet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Variabilitätsrechner dazu ausgelegt ist, die folgenden Prozesse auszuführen: – einen ersten Prozess, um einen Änderungsbetrag in einem ersten Teil der Phasendaten, die momentan von dem Phasenrechner berechnet werden, bezüglich eines zweiten Teils der Phasendaten zu berechnen, wobei der zweite Teil der Phasendaten während der Zeitperiode vor dem momentan berechneten ersten Teil der Phasendaten von dem Phasenrechner berechnet wird; – einen zweiten Prozess, um statistische Daten des berechneten Änderungsbetrags des ersten Teils der Phasendaten über eine vorbestimmte Zeitperiode als die Variabilität zu erhalten; und – einen dritten Prozess, um die erhaltene Variabilität des ersten Teils der Phasendaten mit dem Toleranzschwellenwert zu vergleichen, um zu bestimmen, ob die erhaltene Variabilität des ersten Teils der Phasendaten kleiner oder gleich dem Toleranzschwellenwert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner eine Toleranzschwellenwertfestlegungseinheit aufweist, die dazu ausgelegt ist, – den ersten und den zweiten Prozess zu wiederholen, während sie den Empfang der Funkvorrichtung bezüglich der Zielfunkwelle ändert, um Elemente der Variabilität zu erhalten; – die erhaltenen Elemente der Variabilität miteinander zu vergleichen, um ein oberes Grenzelement der Variabilität in den erhaltenen Elementen zu bestimmen; und – das obere Grenzelement der Variabilität in den erhaltenen Elementen als den Toleranzschwellenwert festzulegen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner einen Zeitänderungsratenrechner aufweist, der dazu ausgelegt ist, eine Zeitänderungsrate in der Referenzphase auf der Grundlage von Teilen der von dem Phasenrechner über eine Zeitperiode berechneten Phasendaten zu berechnen, wobei der Referenzsignalgenerator dazu ausgelegt ist, die Frequenz des Referenzsignals derart abzustimmen, dass die Zeitänderungsrate in dem Referenzsignal minimiert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Quadraturdetektor aufweist: – einen Integrator, der dazu ausgelegt ist, das empfangene elektrische Signal über jedes Viertel einer Periode der Zielfunkwelle zu integrieren, um einen Integrationswert zu erhalten, wobei die zu erzeugenden Integrationswerte mit S1, S2, S3, S4, ..., beschrieben werden; und – eine Recheneinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Addition und Subtraktion bezüglich der erzeugten Integrationswerte gemäß den folgenden Gleichungen auszuführen, um jeweils erste und zweite Komponenten zu berechnen: I_k = S_4k-3 + S_4k-2 – S_4k-1 – S_4k Q_k = S_4k-3 – S_4k-2 – S_4k-1 + S_4k wobei I_k die ersten Komponenten, Q_k die zweiten Komponenten und k = 1, 2, 3, ..., beschreibt; und – einen Integrator, der dazu ausgelegt ist, – jede Gruppe von N ersten Komponenten I_k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die In-Phase-Komponente I_N,m zu erhalten:
wobei m = 1, 2, 3, ..., beschreibt; und – jede Gruppe von N zweiten Komponenten Q_k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die Quadraturphasenkomponente I_N,m zu erhalten:
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrator aufweist: – eine Impulsverzögerungsschaltung, die aus einer Mehrzahl von Verzögerungseinheiten aufgebaut ist, die derart in Reihe geschaltet sind, um eine Mehrzahl von Verzögerungsstufen zu bilden, dass das empfangene elektrische Signal an jede der Verzögerungseinheiten gegeben wird, wenn ein Impuls an die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten gegeben wird, wobei die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten ein Impulssignal der Reihe nach übertragen und es gleichzeitig verzögern, und eine Verzögerungszeit des Impulssignals durch jede der Verzögerungseinheiten von einem Pegel des an sie gegebenen elektrischen Signals abhängt; und – eine Zähleinheit, die dazu ausgelegt ist, die Anzahl von Stufen zu zählen, welche das Impulssignal an jedem Zeitpunkt eines Viertels einer Periode der Zielfunkwelle passiert, um den Zählwert als Integrationswert zu erhalten.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Quadraturdetektor dazu ausgelegt ist, das Extrahieren der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal jede Zeitperiode an einem mit dem Referenzsignal verknüpften Zeitpunkt zu starten, wobei die Vorrichtung ferner aufweist: – eine Zeitpunktabstimmeinheit, die operativ mit dem Quadraturdetektor verbunden und dazu ausgelegt ist, den Zeitpunkt derart abzustimmen, dass die jede Zeitperiode von dem Phasenrechner berechneten Phasendaten minimiert werden, wobei – die Demodulationseinheit dazu ausgelegt ist, die In-Phase-Komponente der Zielfunkwelle als die Amplitudeninformation zu verwenden.
Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Quadraturdetektor aufweist: – einen Integrator, der dazu ausgelegt ist, das empfangene elektrische Signal über jeden ganzzahligen Teiler einer Periode der Zielfunkwelle zu integrieren, um einen Integrationswert zu erzeugen, wobei die zu erzeugenden Integrationswerte mit S1, S2, S3, S4, ..., beschrieben werden und die ganze Zahl dem Produkt aus 4 und r entspricht, wobei r eine positive ganze Zahl ist; – eine zeitvariable Integrationseinheit, die dazu ausgelegt ist, das Integrieren der Integrationswerte S1, S2, S3, s4, ..., gemäß der folgenden Gleichung an einem Zeitpunkt zu starten, um jedes Viertel einer Periode der Zielfunkwelle ein integriertes Signal zu erhalten, wobei der Zeitpunkt aus einem Teller, d. h. einem Subvielfachen des Produkts aus 4 und r gewählt wird, der Teiler durch p beschrieben wird, die zeitvariable Integrationseinheit dazu ausgelegt ist, eine Änderung des Zeitpunkts in Übereinstimmung mit einem Befehl zu ermöglichen, und der Befehl dazu ausgelegt ist, von der Zeitpunktabstimmeinheit gesendet zu werden:
wobei p = 1, 2, ..., 4r und q = 1, 2, ..., beschreibt; – eine Recheneinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Addition und Subtraktion bezüglich der erzeugten Signale S_p,q gemäß den folgenden Gleichungen auszuführen, um erste und zweite Komponenten zu berechnen: I_p,k = S_p,4k-3 + S_p,4k-2 – S_p,4k-1 – S_p,4k Q_p,k = S_p,4k-3 – S_p,4k-2 – S_p,4k-1 + S_p,4k wobei I_p,k die ersten Komponenten, Q_p,k die zweiten Komponenten und k = 1, 2, 3, ..., beschreibt; und – einen Integrator, der dazu ausgelegt ist, – jede Gruppe von N ersten Komponenten I_p,k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die In-Phase-Komponente I_N,p,m zu erhalten:
wobei m = 1, 2, 3, ..., ist; und – jede Gruppe von N zweiten Komponenten Q_p,k gemäß der folgenden Gleichung zu integrieren, um die Quadraturphasenkomponente Q_N,p,m zu erhalten:
Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrator aufweist: – eine Impulsverzögerungsschaltung, die aus einer Mehrzahl von Verzögerungseinheiten aufgebaut ist, die derart in Reihe geschaltet sind, um eine Mehrzahl von Verzögerungsstufen zu bilden, dass das empfangene elektrische Signal an jede der Verzögerungseinheiten gegeben wird, wenn ein Impuls an die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten gegeben wird, wobei die Mehrzahl von Verzögerungseinheiten ein Impulssignal der Reihe nach übertragen und es gleichzeitig verzögern, und eine Verzögerungszeit des Impulssignals durch jede der Verzögerungseinheiten von einem Pegel des an sie gegebenen elektrischen Signals abhängt; und – eine Zähleinheit, die dazu ausgelegt ist, die Anzahl von Stufen zu zählen, welche das Impulssignal an jedem Zeitpunkt eines ganzzahligen Tellers einer Periode der Zielfunkwelle passiert, um den Zählwert als Integrationswert zu erhalten, wobei die ganze Zahl dem Produkt aus 4 und r entspricht und r eine positive ganze Zahl ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenrechner dazu ausgelegt ist, einen Annäherungswert der Phase der Zielfunkwelle auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die je Zeitperiode berechnet werden, als die Phasendaten zu berechnen, wobei der Annäherungswert durch ein Verhältnis der Quadraturphasenkomponente zur In-Phase-Komponente beschrieben wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein quadrierter Wert oder ein Annäherungswert einer Amplitude der Zielfunkwelle aus der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente des elektrischen Zielsignals als die Amplitudeninformation der Zielfunkwelle erhalten wird.
Verfahren zur Zeitmessung auf der Grundlage eine Zielfunkwelle, auf der Zeitinformation, die einen offiziellen Zeitstandard anzeigt, überlagert ist, wobei die Zielfunkwelle erzeugt wird, indem eine Zielträgerwelle mit der Zeitinformation amplitudenmoduliert wird, und das Verfahren die Schritte umfasst: – Erzeugen eines periodischen Referenzsignals; – Messen einer Zeit auf der Grundlage einer Frequenz des erzeugten periodischen Referenzsignals; – Empfangen der Zielfunkwelle als elektrisches Zielsignal; – Extrahieren einer In-Phase-Komponente und einer Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle aus dem empfangenen elektrischen Zielsignal, jede Zeitperiode, die wenigstens einer Periode des Referenzsignals entspricht; – Demodulieren der Zeitinformation aus dem empfangenen elektrischen Signal auf der Grundlage von Amplitudeninformation der Zielfunkwelle, wobei die Amplitudeninformation aus der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente der Zielfunkwelle erhalten wird; – Berechnen von mit einer Phase der Zielfunkwelle verknüpften Phasendaten auf der Grundlage der In-Phase-Komponente und der Quadraturphasenkomponente, die jede Zeitperiode berechnet werden; – Berechnen einer Variabilität der berechneten Phasendaten der Zielfunkwelle bezüglich einer Referenzphase, wobei sich die Referenzphase mit einer konstanten Rate zeitlich in Übereinstimmung mit einem Frequenzfehler ändert, der relativ zu einer Frequenz der Zielträgerwelle in dem Referenzsignal enthalten ist; und – Bestimmen auf der Grundlage der berechneten Variabilität, ob die Funkvorrichtung einen guten Empfang aufweist.