DE602004011824T2

DE602004011824T2 - Zeitsignal-empfänger und -decoder

Info

Publication number: DE602004011824T2
Application number: DE602004011824T
Authority: DE
Inventors: Ruan Chandler LOURENS; Layton W. Chandler EAGAR; Russell Eugene Mesa COOPER
Original assignee: Microchip Technology Inc
Current assignee: Microchip Technology Inc
Priority date: 2003-12-15
Filing date: 2004-12-13
Publication date: 2009-02-19
Anticipated expiration: 2024-12-14
Also published as: TWI357750B; KR20060109498A; EP1698061A1; EP1698061B1; ATE386369T1; US7324615B2; DE602004011824D1; WO2005060115A1; CN1894859A; US20050129156A1; CN1894859B; TW200529620A; KR100953718B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht im Allgemeinen auf Vorrichtungen, die Radiozeitsignale zum genauen Einstellen der Zeit verwenden und im Besonderen auf einen Niederfrequenzradio-Empfänger und -Decoder für Zeitsignale.
Vorrichtungen und Anordnungen, die genaue Zeitinformation erfordern, können zum Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, Uhren, Versorgermessgeräte auf Basis der Verwendungsdauer, Verkehrsampeln; Planungsvorrichtungen für Bus, Zug und Flugzeug; in Verbindung mit Vorrichtungen des globalen Positionierungssystems (GPS) verwendete Geschwindigkeitsmessinstrumente, Timer, Parkuhren und Ähnliches sein. Der Markt für empfindliche Hochfrequenzempfänger niedriger Kosten zum Empfangen von Zeitsignalen ist groß und Lösungen mit Technologie nach dem Stand der Technik sind verhältnismäßig teuer. Niederfrequenz-(Low Frequency – LF)Empfänger können für sich selbst stellende Uhren verwendet werden, die die WWVB Zeitinformation des National Institute of Standards and Technology (NIST) empfangen, und in high-end Endverbraucher- und industriellen Anwendungen verwendet werden. Die Kosten für solche Empfänger halten diese Technik aus den Massenmärkten, wie zum Beispiel der Energiemessung und der low-end Endverbraucherelektronik heraus.
DE 3531548 offenbart einen Zeitsignalfrequenzempfänger mit einem Schwingkreis, einem Verstärker und einer Kippschalterstufe, die von einem Mikroprozessor gesteuert werden. Die Anordnung schlägt vor, ein mit Niederfrequenz moduliertes Signal zu erzeugen, das direkt in einen Mikroprozessor gespeist wird.
Verschiedene Hochfrequenzen werden verwendet, um diesen Zeitstandard zu übertragen. Die NIST Rundfunkstation WWVB überträgt bei einer sehr niedrigen Frequenz (Very Low Frequency – VLF) von 60 kHz und verteilt überall im nordamerikanischen Kontinent Standardzeitinformation effektiv und mit einer Genauigkeit von besser als einer Sekunde. Andere den VLF Zeitstandard übertragende Standorte gibt es im fernen Osten – JJY (Japan) und in Europa – MSF (Vereinigtes Königreich). NIST WWV überträgt auch eine Zeitinformation im Hochfrequenz-(HF)Radiospektrum.
Die NIST Rundfunkstationen (zum Beispiel WWV, WWVH, WWVB) werden fortlaufend sowohl für eine genaue Frequenz- als auch eine Zeitkalibrierung verwendet. Der Bedarf für genaue Frequenz- und Zeitkalibrierung wächst ständig, da die Hersteller in einer Bemühung, "Atomzeit" in jedem Heim und Büro zur Verfügung zu stellen, fortfahren, neue Produkte zu niedrigen Kosten zu erzeugen. Die Akzeptanz von hoch genauen und automatisch in der Zeit eingestellten Geräten hängt jedoch stark von den Kosten und den Fällen der Umsetzung ab. Die Technologien der integrierten Schaltungen haben die Kosten der Zeitmessung, von Aufnahme- und Anzeigeanordnungen, zum Beispiel digitalen Uhren, Parkuhren usw. reduziert. Derzeit wird jedoch eine komplexe und teure Empfangsausrüstung verwendet, um die Zeitsignale von den NIST Rundfunkstationen zu empfangen. Gegenwärtige Niederfrequenzradiozeitsignalempfänger basieren auf Verstärkern mit hohem Verstärkungsgrad mit Quarzfiltern, zum Beispiel direkt umwandelnden Empfängern, um eine gute Frequenzselektivität zu erzielen. Die Quarzfilter sind teuer und sind schwierig auf eine Frequenz einzustellen, die genau mit der Zeitsignalfrequenz zusammenfällt. Deshalb ist das, was erforderlich ist, ein Zeitsignal-Empfänger zu niedrigen Kosten, der Zeitsignale von den NIST Rundfunkstationen und Ähnlichen empfängt und die genaue Zeit durch Zeitsignaldekodierung als dekodierte Zeitinformation verfügbar macht. Außerdem ist es erwünscht, dass ein empfindlicher Zeitsignal-Empfänger leicht und zu niedrigen Kosten in einer integrierten Schaltung hergestellt werden kann.
Die Erfindung überwindet sowohl die oben identifizierten Probleme als auch andere Mängel und Nachteile von vorhandenen Techniken durch die Merkmale, wie sie in den unabhängigen Ansprüchen definiert sind. Zum Beispiel kann ein Zeitsignal-Empfänger und -Decoder zum Empfangen von Zeitsignalen und zum Erzeugen nützlicher und genauer Zeitinformation daraus zur Verfügung gestellt werden. Der Zeitsignal-Empfänger kann ein direkt umwandelnder Empfänger sein, der einen als eine Bandpassschaltung konfigurierten Anti-Sperrfilterverstärker hoher Verstärkung aufweist. Der Decoder kann ein mit einem demodulierten Ausgangsignal des Zeitsignal-Empfängers gekoppelter digitaler Prozessor sein. Der Zeitsignal-Empfänger empfängt und demoduliert die Zeitinformation aus Zeitsignalen, zum Beispiel, WWVB (USA), JJY (Japan), MSF (Europa) und Ähnlichen. Der digitale Prozessor, zum Beispiel ein Mikrocontroller, ein Mikroprozessor, ein programmierbares Logikarray (PLA), eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), eine digitaler Signalprozessor (DSP) und Ähnliches, kann die Zeitinformation im Zeitsignal entschlüsseln und die dekodierte Zeitinformation dann abspeichern. Der digitale Prozessor kann auch die Eigenschaften des Zeitsignal-Empfängers steuern, um die Empfangsleistung von diesem weiter zu verbessern, und/oder einen separaten Logikschaltkreis steuern, der die Zeitdekodierung des demodulierten Zeitsignals ausführen kann.
Der Zeitsignal-Empfänger und -Decoder kann verwendet werden, um eine genaue Zeit an Vorrichtungen und Anordnungen zur Verfügung zu stellen, die eine genaue Zeitbestimmung erfordern, zum Beispiel Uhren, Versorgermessgeräte auf Basis der Zeit der Verwendung, Verkehrsampeln; Planungsvorrichtungen für Bus, Zug und Flugzeug; in Verbindung mit Vorrichtungen des globalen Positionierungssystems (GPS) verwendete Geschwindigkeitsmessinstrumente, Timer, Parkuhren und Ähnliches.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, verwendet ein direkt umwandelnder abgestimmter Hochfrequenzempfänger einen Verstärker mit variabler Verstärkung (Variable Gain Amplifier – VGA), einen zustandsvari ablen Bandpassfilter hoher Güte (Q) und einen Detektor für die Umhüllende einer Amplitudenmodulation (AM), um Zeitsignale einer bestimmten Hochfrequenz, zum Beispiel 60 kHz – WWVB zu empfangen. Der zustandsvariable Bandpassfilter hoher Güte (Q) kann drei zustandsvariable Filterverstärker aufweisen, die eine unabhängige Steuerung der Mittenfrequenz (Fc) und der Güte (Q) aufweisen. Der zustandsvariable Bandpassfilter hoher Güte (Q) kann als ein Schmalbandfilter verwendet werden, der eine hohe Güte (Q) aufweist, ohne dass ein Quarzbandpassfilter notwendig ist. Der Detektor für die Umhüllende der Amplitudenmodulation kann einen Vollwellenbrückengleichrichter umfassen, gefolgt von einem Tiefpassfilter, einem Datenspannungskomparator, einem Komparator für hohe Signale und einem Komparator für niedrige Signale. Der Detektor für die Umhüllende der Amplitudenmodulation kann auch einen Trägerfrequenztaktausgang aufweisen, der differentiell sein kann, und einen Ausgang für die festgestellte Umhüllende. Ein steuerbares Abstimmnetzwerk kann mit einer abgestimmten parallelen resonanten Antennenschaltung gekoppelt werden, um die operative Empfangsempfindlichkeit des direkt umwandelnden abgestimmten Hochfrequenzempfängers zu verbessern. Der Zeitsignal-Empfänger kann von einem digitalen Prozessor gesteuert werden.
Gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet ein direkt umwandelnder abgestimmter Hochfrequenzempfänger einen resonanten Anti-Sperrfilter, um Zeitsignale mit einer bestimmten Hochfrequenz, zum Beispiel 60 kHz – WWVB, zu empfangen. Der Anti-Sperrfilter der vorliegenden Erfindung weist eine überbrückte Differenziererschaltung in Verbindung mit einem Verstärker hoher Verstärkung, zum Beispiel einem Operationsverstärker auf. Die überbrückte Differenziererschaltung erlaubt die unabhängige Anpassung der Güte (Q) der Schaltung und der Resonanzfrequenz (Fc). Die überbrückte Differenziererschaltung kann verwendet werden als ein Schmalbandfilter, der eine sehr hohe Güte (Q) aufweist, ohne dass ein Quarzbandpassfilter notwendig ist. Der Decoder kann einen Decoder für gemischte Signale umfassen, der einen Frequenz-Spannungskonverter, einen Tiefpassfilter und einen Spannungskomparator aufweist. Der Decoder kann auch einen Timer und einen digitalen Filter aufweisen.
Die vorliegende Erfindung kann in einer oder mehreren integrierten Mikrochipschaltungen ohne Gehäuse auf einem Trägerstreifen oder Substrat, oder verkapselt in einem Kunststoff, Epoxid und/oder einem keramischen Gehäuse einer integrierten Schaltung hergestellt werden, zum Beispiel PDIP, SOIC, MSOP, TSSOP, QSOP und Ähnlichem.
Ein technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, den Empfänger in einer integrierten Schaltung herzustellen. Ein weiterer technischer Vorteil ist ein niedriger Leistungsverbrauch. Noch ein weiterer technischer Vorteil ist die effiziente Detektion von digital modulierten Datensignalen, zum Beispiel WWVB. Ein weiterer technischer Vorteil ist die unabhängige Anpassung der Qualitäts-(Q) und Mittenfrequenzoptimierung. Noch ein weiterer technischer Vorteil ist die Signalträgerfrequenzbestimmung. Noch ein weiterer technischer Vorteil ist der Schutz der Schaltungen des direkt umwandelnden Empfängers vor hoher und niedriger Signalstärke.
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden offensichtlich aus der folgenden Beschreibung der Ausführungsformen, die zum Zweck der Offenlegung ausgeführt und in Verbindung mit den begleitenden Figuren durchgeführt wird.
Ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Offenlegungsschrift und der Vorteile von dieser kann dadurch erworben werden, dass man sich auf die nachfolgende Beschreibung bezieht, die in Verbindung mit den begleitenden Figuren ausgeführt wird, wobei:
1 ein allgemeines schematisches Blockdiagramm von Zeitsignal-Empfängern und -Decodern entsprechend beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
2 das Zeitcodeformat der NIST Rundfunkstation WWVB veranschaulicht;
3 ein schematisches Blockdiagramm eines Zeitsignal-Empfängers entsprechend einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
4 ein schematisches Diagramm eines zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) des Zeitsignal-Empfängers gemäß 3 veranschaulicht;
5 ein schematisches Diagramm eines Detektors für die Umhüllende der Amplitudenmodulation und eine Schaltung zur Bestimmung der Signalstärke des Zeitsignal-Empfängers gemäß 3 veranschaulicht; und
6 einen schematischen Schaltplan eines Anti-Sperrschaltkreises für den Signalfrequenzbandpassfilter des Zeitsignal-Empfängers entsprechend einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Während die vorliegende Erfindung für verschiedene Änderungen und Alternativformen empfänglich ist, sind bestimmte beispielhafte Ausführungsformen davon auf dem Weg des Beispiels in den Zeichnungen gezeigt worden und werden hierin im Detail beschrieben. Es sollte jedoch verstanden werden, dass die Beschreibung von bestimmten Ausführungsformen hierin nicht beabsichtigt, die Erfindung auf die bestimmten offenbarten Formen zu beschränken, sondern es im Gegenteil die Absicht ist, alle Änderungen, Äquivalente und Alternativen abzudecken, die innerhalb des Geists und des Schutzumfangs der Erfindung fallen, wie diese durch die angehängten Ansprüche definiert sind.
Sich jetzt auf die Figuren beziehend, werden die Details von beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung schematisch veranschaulicht. Gleiche Elemente in der Figur werden durch gleiche Bezugszeichen dargestellt und ähnliche Elemente werden durch gleiche Bezugszeichen mit unterschiedlichen Kleinbuchstaben dargestellt.
Sich auf 1 beziehend wird ein allgemeines schematisches Blockdiagramm von Zeitsignal-Empfängern und -Decodern entsprechend einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein Zeitsignal, zum Beispiel WWV, WWVH, WWVB (USA); JJY (Japan), MSF (Vereinigtes Königreich) und Ähnliche kann über die Antenne 102 empfangen werden, das empfangene Zeitsignal 112 wird mit einem Eingang eines Zeitsignal-Empfängers 104 verbunden, der das Zeitsignal von anderen unerwünschten Signalen trennt und das erwünschte Zeitsignal zur Demodulation und Dekodierung ausreichend verstärkt. Ein verstärktes Zeitsignal 114 wird auf einen Demodulator 106 angewandt, der die Zeitsignalinformation aus dem verstärkten Zeitsignal 114 demoduliert. Das demodulierte Zeitsignal 116 kann vom Decoder 108 in eine Zeitsignalinformation 118 umgewandelt werden, die die genaue Zeit beschreibt. Die dekodierte Zeitsignalinformation 118 kann in einem Zeitregister 110 zur Verwendung durch (nicht gezeigte) externe Vorrichtungen gespeichert werden. Die genaue Zeitinformation ist an einem Ausgang 120 des Zeitregisters 110 verfügbar. Der Zeitsignal-Empfänger 104 und der Decoder 108, im Allgemeinen dargestellt durch die Ziffer 100, können in einem Chip einer integrierten Schaltung oder einem Mikrochip hergestellt werden. Der Chip oder die Mikrochip 100 können auf Trägerstreifen, unverpackt oder verkapselt in einer integrierten Schaltungsbaugruppe ausgeführt sein, zum Beispiel PDIP, SOIC, MSOP, TSSOP, QSOP und Ähnliches. Es wird in Erwägung gezogen und ist innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung, dass der Decoder 108 sowohl die Demodulation/Detektion des Zeitsignals als auch die Dekodierung des Zeitsignals ausführen kann, um die Zeitinformation zu erzielen. Das Zeitregister 110 ist ebenfalls optional, da eine Vorrichtung oder Anordnung, die die Zeitinformation erfordert, die Zeitinformation direkt vom Decoder 108 erhalten kann.
Auf 2 Bezug nehmend, ist das Zeitcodeformat der NIST Rundfunkstation WWVB beschrieben. Der Zeitsignal-Empfänger 104 empfängt das zeitkodierte WWVB Signal bei 60 kHz und der Demodulator 106 demoduliert das WWVB Zeitcodeformat des Zeitsignals und des Decoders 108 und detektiert die demodulierten Impulsamplituden und das Timing der Impulse aus dem demodulierten Zeitsignal.
Auf 3 Bezug nehmend ist ein schematisches Blockdiagramm eines Zeitsignal-Empfängers entsprechend einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Der Zeitsignal-Empfänger, im Allgemeinen dargestellt durch die Ziffer 100a, weist eine Antenne 350, einen Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA) 304, einen zustandsvariablen Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 und einen Zeitsignaldetektor 308 auf. Außerdem kann der Zeitsignal-Empfänger 100a auch eine Antennenabstimm- und Gütesteuereinheit 302 und einen digitalen Prozessor 310 umfassen.
Die Antenne 350 weist ein diskretes externes induktives Bauelement 352 auf. Der Kondensator 354 kann abhängig von der erwünschten Schaltungsanordnung extern und/oder intern angeordnet sein. Vorzugsweise werden das induktive Bauelement 352 und der Kondensator 354 als eine parallele resonante abgestimmte Schaltung konfiguriert. Vorzugsweise kann das induktive Bauelement 352 eine eng gewickelte Spule aus isoliertem Draht über einem ferromagnetischen Kern sein. Die Antenne 350, die bei einer erwünschten Frequenz resonant ist, ist angepasst, um aus der magnetischen Komponente eines Zeitsignals einen induzierten elektrischen Strom zu generieren. Der optionale Antennentuner 302 kann verwendet werden, um die Resonanzfrequenz der Antenne 350 zu ändern und/oder um diese auf die maximale Signalstärke des empfangenen Zeitsignals abzustimmen. Die Antenne 350 kann auch "deQed" werden durch eine widerstandsbehaftete Last durch die Antennenabstimmungs- und Gütesteuerungs-Einheit 302, um übermäßige Spannungen daran zu hindern, die Empfängereingangsschaltung zu beschädigen, und kann auch verwendet werden, um den dynamischen Signalbereich des Empfängers 100a zu erhöhen.
Die Antenne 350 und der zustandsvariable Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 können auf ein gewünschtes Radiofrequenz zeitsignal abgestimmt werden. Vorzugsweise kann der Frequenzabstimmbereich von etwa 38 kHz bis zu etwa 77 kHz betragen.
Der VGA 304 kann einen Eingang mit hoher Impedanz und einen Ausgang mit niedriger Impedanz aufweisen. Der Eingang mit hoher Impedanz ist für die Kopplung an die Antenne der parallelen resonanten abgestimmten Schaltung 350 angepasst. Die Verstärkung und/oder die Dämpfung des VGA 304 können durch den Antennentuner 302 gesteuert werden und/oder durch die oben genannte widerstandsbehaftete Last durch einen Verstärkungssteuereingang 322 des, zum Beispiel, aber nicht darauf eingegrenzt, digitalen Prozessors 310. Die Stärke des Zeitsignals variiert über einen breiten dynamischen Bereich, der vom Ort des Zeitempfängers 100a und der Tageszeit abhängt. Der VGA 304 hält einen im Wesentlichen konstanten Signalpegel des Ausgangs zum zustandsvariablen Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 aufrecht. Der VGA 304 kann auch in einen inaktiven Zustand niedriger Leistungsaufnahme oder einen "Schlaf-"Zustand versetzt werden, um in batteriebetriebenen Zeitanordnungen Leistung zu sparen, zum Beispiel in Parkuhren, Gasmessgeräten, Uhren, entfernt gelegenen Leitstrahlsendern usw. Die Verstärkung und/oder die Dämpfung des VGA 304 werden für den dynamischen Bereich von in den Anwendungen erwarteten Zeitsignalstärken ausgewählt, die den Zeitsignal-Empfänger 100a verwenden. Die Verstärkungs- und/oder Dämpfungsschritte des VGA 304 können von beliebigen Inkrementen sein, zum Beispiel 1 dB, 2,5 dB, 6 dB, usw., abhängig vom gewünschten dynamischen Bereich und der Anzahl von Steuerbits, die am Verstärkungssteuerungseingang 322 verfügbar sind.
Der digitale Prozessor 310, zum Beispiel ein Mikrocontroller, ein Mikroprozessor, ein programmierbares Logikarray (PLA), eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), ein digitaler Signalprozessor (DSP) und Ähnliches kann den VGA 304, den zustandsvariablen Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 und die Antennenabstimmungs- Gütesteuereinheit 302 ansteuern. Der Zeitsignaldetektor 308 kann dem digitalen Prozessor 310 demodulierte Zeitsignalinformation zur Verfügung stel len, und außerdem Informationssignale, wie zum Beispiel hohe und niedrige detektierte Signalstärke und/oder Signalträgerfrequenz.
Unter Bezugnahme auf 4 wird ein schematisches Diagramm eines beispielhaften zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) des Empfängers gemäß 3 beschrieben. Der beispielhafte zustandsvariable Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 kann zum Beispiel als ein zustandsvariabler Filter mit drei Verstärkern ausgeführt werden oder als ein Bi-quad Filter mit vier Verstärkern (nur die zustandsvariable Filterschaltung wird in 4 gezeigt), der eine im Wesentlichen unabhängige Steuerung der Mittenfrequenz (Fc) und der Güte Q (Bandbreite) aufweist. Durch den zustandsvariablen Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 kann eine ausgezeichnete Frequenzselektivität erzielt werden, ohne dass dazu ein Quarzfilter notwendig ist. Wenn kein Quarzfilter für die Frequenzselektivität erforderlich ist, ermöglicht dies, dass der zustandsvariable Bandpassfilter hoher Güte (Q) 306 leicht und wirtschaftlich über einem Bereich von Frequenzen verwendet werden kann, der alle der Zeitsignalstandards in der ganzen Welt abdeckt.
Eine Veränderung der Mittenfrequenz (Fc) kann erreicht werden durch Einstellen der Widerstand/Kondensator-(RC)Zeitkonstante der zwei Integrationsverstärker 504 und 506 des zustandsvariablen Bandpassfilters 306. Die Mittenfrequenz-(Fc)Anpassung kann in unterschiedlichen Stufen ausgeführt werden, die eine Überlappung zwischen den Stufen aufweisen, um so einen größeren gleich bleibenden Bereich zu überdecken, als wenn es über den einstellbaren Widerstand 512, den einstellbaren Kondensator 526, den einstellbaren Widerstand 520 und den einstellbaren Kondensator 522 keine Überlappung ergeben würde. Die Frequenzanpassung kann für einen breiten Frequenzanpassungsbereich und eine gute Auflösung der Frequenzschritte während der Einstellung von diesem digital gesteuert werden.
Die Güte Q (Bandbreite) des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 kann durch Ändern des durch die einstellbaren Widerstände 516 und 518 bestimmten Spannungsrückkopplungsverhältnisses eingestellt werden. Die einstellbaren Widerstände 516 und 518 können digital gesteuert werden. Die Güte Q (Bandbreite) des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 kann in kleinen Schritten eingestellt werden, vorzugsweise von ungefähr einigen hundert bis ungefähr einigen tausend. Am meisten bevorzugt von etwa einem Q von 200 bis etwa einem Q von 2000.
Die Widerstände 508 und 510 stellen die Verstärkung des Verstärkers 502 ein. Der Widerstand 514 stellt die Gesamtverstärkung des Integrationsverstärkers des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 ein. V_ref kann eine präzise Bandlückenreferenz hoher Stabilität sein, wie sie vollständiger in dem allgemein verfügbaren US Patent Nr. 6,384,670 beschrieben ist.
Sich jetzt auf 5 beziehend wird ein schematisches Diagramm eines Detektors für die Umhüllende der Amplitudenmodulation und eine Signalstärkebestimmungsschaltung des Zeitsignal-Empfängers gemäß 3 beschrieben. Der Zeitsignaldetektor 308 weist einen Detektor für die Umhüllende der Amplitudenmodulation (AM) 650 auf, einen Tiefpassfilter, der den Widerstand 640 und den Kondensator 642 aufweist, und einen Datenkomparator 656. Außerdem kann der Zeitsignaldetektor 308 einen Komparator für hohe Signalstärke 654 aufweisen, einen Komparator für niedrige Signalstärke 658 und einen Komparator für die Trägerfrequenz des Zeitsignals 652, der einen Differentialtaktausgang 680 aufweist.
Der AM Detektor 650 richtet die amplitudenmodulierte Umhüllende des verstärkten und selektiv gefilterten Zeitsignals 316 gleich. Die amplitudenmodulierte Umhüllende enthält die Zeitsignalinformation, die vom Tiefpassfilter durch den Widerstand 640 und den Kondensator 642 gefiltert wird, um die Komponente der Trägerfrequenz des Zeitsignals zu entfernen und eine zur Signalstärke des empfangenen Zeitsignals proportionale Gleichstromspannung zu erzeugen. Der Datenkomparator 656 vergleicht das amplitudenmoduliert detektierte Zeitsignal mit einem Spannungsreferenzpegel 666 und weist einen Ausgang 676 mit der Zeitsignalinformation auf, die durch hohe und niedrige Logikpegeln dargestellt wird und die geeignet ist für die Verwendung in Verbindung mit digitalen Logikschaltkreisen. Die analoge Information der Umhüllenden des Zeitsignals ist bei Knoten 672 verfügbar.
Der Komparator 652 kann verwendet werden, um die Zeitsignalfrequenz zur Messung durch (nicht gezeigte) weitere digitale Logik aufzubereiten. Ein differentielles Taktsignal mit digitalen Logikpegeln 680 ist für diesen Zweck verfügbar.
Der Datenkomparator 656 wirkt vorzugsweise am besten über einem definierten Bereich von Eingangssignalpegeln. In dieser Hinsicht wird das Ausgangssignal 678 des Komparators für niedrige Signalstärke 658 jedes Mal dann einen hohen Logikpegel aufweisen, wenn die Information der Umhüllenden des analogen Zeitsignals (Knoten 672) über einem bestimmten niedrigen Spannungspegel liegt, und das Ausgangssignal 674 des Komparators für hohe Signalstärke 654 wird jedes Mal dann einen niedrigen Logikpegel aufweisen, wenn die Information der Umhüllenden des analogen Zeitsignals (Knoten 672) unterhalb eines bestimmten hohen Spannungspegels liegt. Wenn die Information der Umhüllenden des analogen Zeitsignals (Knoten 672) nicht zwischen dem bestimmten niedrigen Spannungspegel und dem bestimmten hohen Spannungspegel liegt, kann die Logikinformation des Ausgangs für hohe Signale 674 und des Ausgangs für niedrige Signale 678 vom digitalen Prozessor 310 verwendet werden, um die Verstärkung des VGA 304 und/oder der Antennenabstimmungs- und Gütesteuereinheit 302 (3) zu verändern.
Der digitale Prozessor 310 kann basierend auf den Logikpegeln der Ausgänge 678 und 674, der Frequenz der Differentialausgänge 680 und/oder der Zeitsignalinformation des Ausgangs 676 auch die Mittenfrequenz (Fc) des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 einstellen. Der digitale Prozessor 310 kann zur Optimierung des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 die Zeitsignalinformation des Ausgangs 676 autokorrelieren. Die Autokorrelation der demodulierten Zeitinformation kann durch digitale Kreuzkorrelation der demodulierten Zeitinformation mit einer bekannten Zeitinformation ausgeführt werden. Der digitale Prozessor 310 kann auch basierend auf den hohen und niedrigen Signalstärken der Ausgänge 674 beziehungsweise 678 und der Autokorrelation der Dateninformation des Ausgangs 676 die Güte Q des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 einstellen. Eine erhöhte Güte Q führt zu einer schmaleren Bandbreite des zustandsvariablen Bandpassfilters hoher Güte (Q) 306 und verbessertem Empfang des Zeitsignals.
Unter Bezugnahme auf 6 wird ein schematisches Diagramm einer Anti-Sperrfilterschaltung für den Zeitsignal-Empfänger 104 gemäß weiteren beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Anti-Sperrfilterschaltung, im Allgemeinen bezeichnet durch die Ziffer 220, kann verwendet werden, um zum Beispiel die Eingangsselektivität eines Pendelrückkopplungsempfängers zu verbessern, von dem eine bevorzugte Ausführungsform vollständiger beschrieben ist in der allgemeingültigen gleichzeitig anstehenden United States Patentanmeldung mit der Seriennummer 10/670,619, eingereicht am 25. September 2003 mit dem Titel "Q-Quenching Super-Regenerative Receiver" von Ruan Lourens.
Die Anti-Sperrfilterschaltung 220 kann als ein abgestimmter Hochfrequenz-(Tuned Radio Frequency – TRF)Empfänger in Verbindung mit entsprechenden Informationsdetektionsschaltungen und Dekodierungslogik, zum Beispiel Demodulator 106 und Decoder 108, eingerichtet werden. Die in 6 beschriebene Anti-Sperrfilterschaltung ist als eine überbrückte Differenziererschaltung eingerichtet. Die beschriebene Anti-Sperrfilterschaltung 220 weist eine im Wesentlichen unabhängige Steuerung (Anpassung) der Qualität (Güte Q) und der Mittenfrequenz auf. Der Widerstand 710 kann verwendet werden, um die Güte Q der Schaltung unabhängig von der Mittenfrequenz Fc ein zustellen. Die Mittenfrequenz kann eingestellt werden durch Ändern der Anzapfung des Regelwiderstands 718, der durch die Reihenkombination der Widerständen 718a und 718b dargestellt wird. Die in 6 beschriebene Schaltung weist einen Verstärker mit hoher Verstärkung und schmaler Bandbreite 704 auf, wenn der Widerstand 710 < 6·(Widerstand 718a + Widerstand 718b) ist. Die Güte Q und die Verstärkung der Schaltung nehmen zu, wenn sich der Widerstand 710 dem Wert von 6·(Widerstand 718a + Widerstand 718b) annähert. Die maximale Verstärkung bei der Mittenfrequenz Fc ist im Wesentlichen die Leerlaufverstärkung des Verstärkers 704 bei Fc, so lange die Rückkopplung negativ verbleibt.
Die Anti-Sperrfilterschaltung 220 kann auch als ein Resonator hoher Güte Q verwendet werden, wenn der Widerstand 710 > 6·(Widerstand 718a + Widerstand 718b) ist. Im Übergangsbereich vor diesem Resonanzbereich können höhere Verstärkungen als die normale Leerlaufverstärkung des Verstärkers 704 erzielt werden. Außerdem wird auch eine sehr hohe Güte Q erreicht. Die hierin offenbarte Schaltung ist gut geeignet zur Herstellung in einer integrierten Schaltung. Parasitäre Effekte können durch Einstellen von einem der Kondensatoren 712, 714 oder 716 oder der Widerstände 720, 708 oder 722 aufgehoben werden. Die in 6 veranschaulichte Ausführung der Schaltung lässt gute Frequenzselektivität ohne den Bedarf an einem teuren Quarzfilter zu.
6 beschreibt den in der Ausgangsrückkopplungsschleife gekoppelten Brückenschaltkreis. Ein Eingangssignal kann am Knoten 702 oder 328 eingekoppelt werden (702 und 328 können zwischen Signaleingang und Masse abwechseln), und ein Ausgangssignal kann am Knoten 730 der in 6 dargestellten Schaltung abgenommen werden.
Die Erfindung ist deshalb gut angepasst, um die Ziele auszufüllen und sowohl die erwähnten Ziele und Vorteile zu erreichen wie auch andere darin eingeschlossene. Während die Erfindung veranschaulicht, beschrieben und durch Bezugnahme auf beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung definiert worden ist, impliziert solch eine Bezugnahme keine Beschränkung der Erfindung, und keine solche Beschränkung soll abgeleitet werden. Die Erfindung ist geeignet für wesentliche Abänderungen, Modifikationen und äquivalente in Form und Funktion, wie jenen, die in den relevanten Techniken allgemein ausgebildet sind und den Nutzen dieser Offenlegungsschrift haben, offensichtlich werden wird. Die dargestellten und beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung sind nur beispielhaft und sind nicht erschöpfend für den Schutzumfang der Erfindung.

Claims

Vorrichtung zum Empfangen und Entschlüsseln eines Radiofrequenzzeitsignals, aufweisend: einen Zeitsignalempfänger, mit einer Antenne (350) zum Empfang eines Radiofrequenzzeitsignals, einem mit besagter Antenne (350) verbundenen Verstärkervariabler Verstärkung (304), und einem mit besagtem Verstärker variabler Verstärkung (304) verbundenen zustandsvariablen Bandpassfilter (306), wobei besagter zustandsvariabler Bandpassfilter (306) auf die Trägerfrequenz des Radiofrequenzzeitsignals abgestimmt ist; einen mit dem Zeitsignalempfänger verbundenen Demodulator (308), wobei der Demodulator das verstärkte Zeitsignal demoduliert; einen mit dem Demodulator verbundenen und einen digitalen Prozessor (310) aufweisenden Decoder, der mit besagtem Verstärker mit variabler Verstärkung (304) und besagtem zustandsvariablen Bandpassfilter (306) verbunden ist und diesen steuert, wobei besagter digitaler Prozessor (310) die demodulierte Zeitinformation von besagtem Demodulator (308) erhält, wobei der Decoder das demodulierte Zeitsignal dekodiert; und wobei besagter Verstärker mit variabler Verstärkung (304), besagter zustandsvariabler Bandpassfilter (306), besagter Demodulator (308) und besagter digitaler Prozessor (310) auf einem Chip einer integrierten Schaltung hergestellt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Zeitsignalempfänger ein abgestimmter Hochfrequenzempfänger ist, der eine Anti-Kerbfilterschaltung (220) aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei der abgestimmte Hochfrequenzempfänger einen Verstärker (704) mit einem invertierenden Eingang, einem nicht invertierenden Eingang und einem Ausgang aufweist, und der Anti-Kerbschaltung (220) eine Brückenschaltung ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei sich die Brückenschaltung in einem mit dem Verstärkerausgang verbundenen Rückkopplungspfad befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei sich die Brückenschaltung in einem mit dem invertierenden Verstärkereingang verbundenen Rückkopplungspfad befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei sich die Brückenschaltung in einem mit dem invertierenden Verstärkereingang verbundenen Signalpfad befindet.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Einstellungen des Gütefaktors (Q) und der Mittenfrequenz der Anti-Kerbfilterschaltung (220) unabhängig voneinander sind.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Anti-Kerbfilterschaltung (220) eine Bandpassfilterschaltung ist, die einen hohen Gütefaktor (Q) hat.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Verstärker mit variabler Verstärkung (304) ein Operationsverstärker ist.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, weiterhin aufweisend ein Zeitregister (110) zum Abspeichern der Zeitinformation des demodulierten und dekodierten Zeitsignals.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei das Gehäuse der integrierten Schaltung aus der Gruppe gewählt ist, die aus PDIP, SOIC, MSOP, TSSOP und QSOP besteht.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei besagte Antenne parallelresonant (352, 354) ist bei der Trägerfrequenz des Radiofrequenzzeitsignals.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, weiterhin aufweisend eine Logikschaltung für Signalstärken hohen Pegels und eine Logikschaltung für Signalstärken niedrigen Pegels zum Feststellen, wann der Empfang des Radiofrequenzzeitsignals kleiner als ein niedriger Signalpegel ist und über einem hohen Signalpegel liegt.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei: die Logikschaltung für Signalstärken hohen Pegels sich bei einem ersten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal kleiner oder gleich dem hohen Signalpegel ist, und sich bei einem zweiten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal größer als der hohe Signalpegel ist; und die Logikschaltung für Signalstärken niedrigen Pegels sich bei einem ersten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal kleiner oder gleich dem niedrigen Signalpegel ist, und sich bei einem zweiten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal größer als der niedrige Signalpegel ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Logikschaltung für Signalstärken hohen Pegels und die Logikschaltung für Signalstärken niedrigen Pegels verwendet werden zum Steuern, wie stark besagter Verstärker mit variabler Verstärkung (304) das mit besagtem zustandsvariablem Bandpassfilter (306) verbundene Radiofrequenzzeitsignal verstärkt.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, weiterhin aufweisend einen zwischen besagter Antenne (350) und besagtem Verstärker mit variabler Verstärkung (304) gekoppelten Antennentuner (302), wobei besagter Antennentuner (302) von besagtem digitalem Prozessor (310) gesteuert wird.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei besagter digitaler Prozessor (310) die Abstimmung des besagten zustandsvariablen Bandpassfilters (306) auf die Trägerfrequenz des Radiofrequenzzeitsignals steuert.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der digitale Prozessor (310) die demodulierte Zeitinformation mit einem bekann ten Zeitinformationsformat autokorreliert, um besagten zustandsvariablen Bandpassfilter (306) abzustimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Autokorrelation der demodulierten Zeitinformation durch digitales Kreuzkorrelieren der demodulierten Zeitinformation und der bekannten Zeitinformation ausgeführt wird.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der digitale Prozessor (310) die Bandbreite (Q) des besagten zustandsvariablen Bandpassfilters steuert.
Vorrichtung gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei besagter zustandsvariabler Bandpassfilter von etwa 38 kHz bis etwa 77 kHz abgestimmt werden kann.
Verfahren zum Empfangen und Dekodieren eines Radiofrequenzzeitsignals, wobei besagtes Verfahren die Schritte aufweist: Abstimmen eines auf ein Zeitsignal abgestimmten Zeitsignalempfängers; Verstärken des Zeitsignals mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung (304) im Zeitsignalempfänger; Filtern des Zeitsignals mit einem zustandsvariablen Bandpassfilter (306) im Zeitsignalempfänger; Demodulieren des verstärkten Zeitsignals; und Dekodieren des demodulierten Zeitsignals durch einen digitalen Prozessor (310), wobei der digitale Prozessor (310) den Verstärker mit variabler Verstärkung (306) und den zustandsvariablen Bandpassfilter (308) steuert; und wobei der Zeitsignalempfänger ein abgestimmter Radiofrequenzempfänger ist.
Verfahren nach Anspruch 22, weiterhin aufweisend den Schritt des Abspeicherns der Zeitinformation des dekodierten Zeitsignals.
Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, wobei der abgestimmte Hochfrequenzempfänger einen Verstärker (704) mit einem in vertierenden Eingang, einem nicht invertierenden Eingang und einem Ausgang aufweist und eine Anti-Kerbschaltung, der als Brückenschaltung (220) ausgebildet ist.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei sich die Brückenschaltung (220) in einem mit dem Verstärkerausgang (704) verbundenen Rückkopplungspfad befindet.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei sich die Brückenschaltung (220) in einem mit dem invertierenden Verstärkereingang verbundenen Rückkopplungspfad befindet.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei sich die Brückenschaltung (220) in einem mit dem invertierenden Verstärkereingang verbundenen Signalpfad befindet.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei die Schritte der Einstellung der Güte (Q) und der Mittenfrequenz der Anti-Kerbfilterschaltung im Wesentlichen unabhängig sind.
Verfahren nach Anspruch 22, weiterhin aufweisend den Schritt des Abspeicherns der Zeitinformation in einem Zeitregister (110).
Verfahren nach Anspruch 22, weiterhin aufweisend die Schritte des Erzeugens eines Signals einer Signalstärke hohen Pegels und eines Signals einer Signalstärke niedrigen Pegels, um festzustellen, wann der Empfang des Radiofrequenzzeitsignals kleiner als ein niedriger Signalpegel und über einem hohen Signalpegel ist.
Verfahren nach Anspruch 30, wobei: das Signal einer Signalstärke hohen Pegels sich bei einem ersten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal kleiner oder gleich dem hohen Signalpegel ist und sich bei einem zweiten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal größer als das Signal einer Signalstärke hohen Pegels ist; und das Signal einer Signalstärke niedrigen Pegels sich bei einem ersten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal kleiner oder gleich dem niedrigen Signalpegel ist und sich bei einem zweiten Logikpegel befindet, wenn das Radiofrequenzzeitsignal größer als das Signal einer Signalstärke niedrigen Pegels ist.
Verfahren nach Anspruch 31, wobei das Signal einer Signalstärke hohen Pegels und das Signal einer Signalstärke niedrigen Pegels dabei verwendet werden, zu steuern, wie stark besagter Verstärker variabler Verstärkung (304) das in besagten zustandsvariablen Bandpassfilter (306) eingekoppelte Radiofrequenzzeitsignal verstärkt.
Verfahren gemäß einem der vorherigen Ansprüche 22 bis 32, weiterhin umfassend den Schritt des Abstimmens des besagten zustandsvariablen Bandpassfilters (306) auf die Trägerfrequenz des Radiofrequenzzeitsignals.
Verfahren nach Anspruch 33, weiterhin umfassend das Autokorrelieren der demodulierten Zeitinformation mit einem bekannten Zeitinformationsformat, um besagten zustandsvariablen Bandpassfilter (306) abzustimmen.
Verfahren nach Anspruch 34, wobei die Autokorrelation der demodulierten Zeitinformation durch digitales Kreuzkorrelieren der demodulierten Zeitinformation und der bekannten Zeitinformation ausgeführt wird.
Verfahren gemäß einem der vorherigen Ansprüche 22 bis 35, wobei besagter zustandsvariabler Bandpassfilter von etwa 38 kHz bis etwa 77 kHz abgestimmt werden kann.