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Selbstabgleichender Schmal bandempfänger.
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Beschreibung.
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1. Grundgedanke.
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Aus den mit den bisherigen Schmalbandempfängern, wie sie heute z.B.
bei Funkuhren aktuell sind, gesammelten Erfahrungen entstand der Wunsch, ein neues
Empfängerkonzept zu erarSeiten, bei dem im besonderen der Grundgedanke verwirklicht
wird, die Rechenfähigkeit des eingesetzten Computers zu nutzen, um den Analogteil
der Schaltung in seinem Aufbau zu vereinfachen und in seiner Leistung zu verbessern.
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Einfache Empfänger, die für den Nahbereich des Senders geeignet sind,
werden als Geradeausempfänger aufgebaut. Bei diesen Empfängern wird die Ferritantenne
durch einen Kondensator zu einem Schwingkreis ergänzt, an dem die Empfangsspannung
abgegriffen wird, um sie nach einer Verstärkung und einer Demodulation dem Komparator
zuzuführen, der die serielle Folge der Datenbits an den Mikrocomputer weiterleitet.
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Ein einfacher Antennenschwingkreis hat jedoch nur eine mittlere Güte
im Bereich von 200 bis 300 und damit eine relativ große Bandbreite, sodaß hier eine
breitbandige Verstärkung der Empfangssignale auch zu einer Verstärkung von empfangenen
Störungen führt. Zudem hat ein breitbandiger Verstärker ein relativ großes Eigenrauschen,
in dem ein schwaches Signal nicht mehr erkennbar ist.
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Bessere Empfänger verwenden deshalb eine selektive Verstärkung, um
das Eigenrauschen zu mindern und gleichzeitig Störungen zu unterdrUcken, die andere
Frequenzen besitzen als das Empfangssignal.
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Zur Selektion können dabei Spulenfilter oder aktive Filter mit Operationsverstärkern
eingesetzt werden. Die größte Selektion erreicht man bei einem Geradeausempfänger
mit einem Quarzfilter, das im wesentlichen einen Quarz enthält, der genau für die
Empfangsfrequenz gefertigt ist.
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Schaltungen, die mit einer so hohen Selektion arbeiten und damit auch
extrem schwache Signale verarbeiten können, benötigen in jedem Fall eine Verstärkungsregelung,
damit sie durch starke Signale im Nahbereich des Empfängers nicht übersteuert werden.
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Bei schwachen Signalen entsteht aber leicht die Gefahr, daß einerseits
der relativ breitbandige Empfangsschwingkreis Störungen empfängt, die den emDfindlichen
Verstärker übersteuern, andererseits kann ein verstärktes
Signal
vom Verstärkerausgang leicht auf den Eingang des Empfängers zurückkoppeln und zu
einer Selbsterregung der-Schaltung fü-hren.
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Betrachtet man allein die zweite Fehlerursache, dann kann man Abhilfe
schaffen, indem man den Empfangskreis vom Verstärker räumlich trennt, und die Antenne
über eine längere Leitung mit dem eigentlichen Empfänger vérbindetu Man kann sie
dann noch als aktive Antenne mit Vorverstärker ausführen und so dem eigentlichen
Empfänger ein bereits verstärktes Signal zuführen. Solche Funkuhrempfänger sind
heute weitverbreitet.
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Eine bessere Lösung des zweiten Problems besteht in einer Umsetzung
des Signals auf eine andere Frequenz, sodaß eine Rückwirkung des Verstärkerausgangs
auf den Eingangskreis dort nicht mehr möglich ist. Bei solchen Empfängerkonzepten,
die in der Radiotechnik als Superhet-Empfänger oder in einer Erweiterung als Doppel
super bekannt sind, wird das Signal jeweils mit einer Oszillatorspannung an einem
Bauelement mit nichtlinearer Kennlinie multipliziert, wodurch Mischprodukte der
Summen- und Differenzfrequenz aus Signalfrequenz und Oszillatorfrequenz entstehen.
Die so entstehende Spannung wird selektiv verstärkt, was wiederum mit Spulenfiltern
oder aktiven Filtern durchgeführt wird.
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Solche Filter können relativ einfach von Hand abgeglichen werden,
wenn man die Selektion nicht zu hoch wählt und durch ausgewählte Bauelemente sicherstellt,
daß eine Temperaturdrift nicht zu einer Selbsterregung oder zu einer Frequenzverschiebung
fünrt. Durch geschickte Wahl der Oszillatorfrequenz kann dafür gesorgt werden, daß
ein Störsignal der Spiegelfrequenz bereits durch den Empfangskreis etwas gedämpft
wird und damit nur wenig den Empfang stört.
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Insgesamt zeigt es sich aber, daß schon ein beträchtlicher Aufwand
bei der Entwicklung, sowie beim Aufbau und dem Abgleich eines solchen Empfängers
getrieben werden muß, um dann bei einer Gesamtgüte des Empfängers von etwa 2000
auch schwache Signale noch bei dem nötigen Störabstand erkennen zu können.
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Diese Nachteile werden bei dem neuentwickelten Empfänger vermieden.
Er besitzt keine Spiegelfrequenzempfindlichkeit, er ist durch Selbstabgleich weitgehend
unempfindlich gegenüber der Toleranz und der Drift von Bauelementen, und bei ihm
kann auch ein Störsignal einer fremden Frequenz den Eingangskreis nicht übersteuern.
Um so erstaunlicher ist es, daß der Empfänger von einem Prinzip ausgeht, welches
eines der ältesten in der Radioempfängertechnik ist. Es handelt sich dabei um die
einfache Audion-
Schaltung (Bild 1) /1/, /2/, bei der die einzige
Selektion im Fmp1angskreis liegt. Das Audionprinzip beruht darauf, daß die unverme,dlichen
Ver:ste,die im Antennenschwingkreis zu einer geringen Güte und zu einer relativ
großen Bandbreite führen, durch Entdämpfung kompensiert werden. Hierzu wird die
Empfangsspannung verstärkt und in Mitkopplung gezielt auf den Empfangskreis zurückgeführt.
Die Eigenschaften, die bei den alten Radioempfängern von großem Nachteil waren,
nämlich die geringe Bandbreite und die Empfindlichkeit in Bezug auf die Stabilität
stören in der vorliegenden Anwendung nicht mehr. Denn einerseits ist gerade die
geringe Bandbreite zum Empfang des Zeitsignals erwünscht, andererseits wird die
Aufgabe, die Mitkopplung des Empfängers ständig zu überprüfen und bei Anderungen
nachzuregeln, von dem Mikrocomputer übernommen.
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2. Aufbau und Arbeitsweise des Empfängers Die nach diesem Prinzip
arbeitende und ständig in Bezug auf Frequenz und Güte optimal nachgeregelte Schaltung
kann mit einem Empfangsschwingkreis als einzigem frequenzbestimmenden Element alle
gewünschten Bedingungen erfüllen (Bild 2 ).
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Nach dem Einschalten wird die Mitkopplung des Empfangskreises in kleinsten
Schritten erhöht. Ober die Mitkopplung, die die erste Stellgröße des Empfängers
darstellt, kann vom Computer aus die Güte Q des Empfangskreises über einen einfachen
D/A-Wandler mit einer Auflösung von 16 bit geregelt werden. Beim Einsetzen der Eigenschwingung
dieses Kreises wird am Ausgang des angeschlossenen Verstärkers die Resonanzfrequenz
gemessen, und mit Hilfe der im Empfangskreis eingesetzten Kapazitätsdiode auf die
gewünschte Empfangsfrequenz von 77,5 kHz eingeregelt. Auch diese Operation wird
nach dem Einschalten vom Computer aus selbständig durchgeführt. Die Frequenz wird
dabei über den Komparator durch eine einfache Torzeitmessung mit dem Timer des Mikrocomputers
bestimmt, während die Abstimmspannung über einen zweiten Kanal des D/A-Wandlers
der Kapazitätsdiode zugeführt wird.
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Die dritte Regelgröße ist die Verstärkung des nachfolgenden Verstärkers,
der einen Regel umfang von 55 dB besitzt, um bei unterschiedlichen Empfangsspannungen
eine Signalspannung konstanter Amplitude am Ausgang hervorzubringen. Während des
Abgleichs des Schwingkreises ist die Verstärkung auf ihr Minimum eingestellt. Am
Ausgang des Verstärkers
befinden sich zwei Demodulatoren, die sich
im wesentlichen durch die Zeitkonstanten ihrer nachfolgenden Tiefpässe unterscheiden.
Der erste Demodulator, der zur Signal erkennung dient, hat eine Tiefpaßzeitkonstante
von 20 ms, während der zweite Demodulator nur zur Erkennung der Empfangsamplitude
dient und mit einer Zeitkonstanten von 1 s auch die Modulation glättet.
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Mit diesem Demodulator wird nun die Amplitude der Spannung am Verstärkerausgang
kontrolliert, wenn nach dem Frequenzabgleich die Mitkopplung des Audions zurückgenommen
wird. In großer Entfernung vom Sender, wo das Empfangssignal schwach ist, wird die
Amplitude auf einen sehr kleinen Wert absinken, wenn die Mitkopplung nicht mehr
zur Selbsterregung ausreicht. Nach dem weiteren Verringern um einen Sicherheitsabstand,
bei dem die Güte einen Wert von etwa 10 000 besitzt, muß nun die Verstärkung erhöht
werden, bis ein Signal des Zeitzeichensenders mit der gewünschten Amplitude erkannt
wird, was der Grundeinstellung des Empfängers entspricht.
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In der näheren Umgebung des Senders bis etwa 50 km wird beim Zurücknehmen
der Güte im abgeregelten Zustand des Verstärkers bereits das Empfangssignal eine
hohe Amplitude am Verstärkerausgang hervorrufen.- Mit dem gleichen Algorithmus wird
die Mitkopplung des Empfangskreises nun weiter gesenkt, was einer Reduktion der
Güte auf tiefere Werte als 10 000 entspricht, bis auch hier das Signal mit der geforderten
Amplitude am Verstärkerausgang zur Verfügung steht, was im Nahbereich des Senders
der Grundeinstellung entspricht. Die geringere Güte des Empfangskreises im Nahbereich
des Senders verschlechtert nicht die Zuverlässigkeit, da hier das Nutzsignal sehr
stark ist. Sie stellt vielmehr eine Erweiterung des Regel umfangs des Empfängers
um 40 dB dar, was zu einem Gesamtregelumfang des Empfängers von 95 dB führt.
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Nach der Grundeinstellung wird bereits ein Zeitzeichensignal empfangen
und vom D/A-Wandler in eine logische Pulsfolge umgesetzt, die vom Mikrocomputer
decodiert werden kann. Die Parameter Resonanzfrequenz, Güte und Verstärkung werden
nun während des Betriebs ständig überwacht und bei Änderungen nachgeregelt.
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3. Abstimmvorgang Speziell die Güte und auch die Frequenz des fast
völlig entdämpften
Empfangsschwingkreises sind Größen, die sehr
genau efugesbellX werden müssen. Der Grundabgleich, bei dem diese Größen zunächst
auf br'chbare Werte eingestellt sind, bleibt deshalb nicht lange erhalten, und durch
die Drift der eingesetzten Bauelemente wird sich bald eine Verstimmung ergeben,
die durch ein Nachführen der Einstellung ausgeglichen werden muß. Der Prozessor
ist durch die Dekodierung und Auswertung der eintreffenden Signale und mit dem Betrieb
der Anzeige, sowie mit dem Betrieb angeschlossener Interfaces nur zu etwa 20% ausgelastet,
sodaß er die zur Nachführung nötigen Aufgaben leicht mitübernehmen kann ( Bild 3
).
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Hierzu wird zunächst die Abstimmspannung der Kapazitätsdiode in kleinen
Schritten variiert, wobei der Empfang erhalten bleibt. Dabei wird die Amplitude
des Empfangssignals überwacht, und die Abstimmspannung wird auf den Wert eingestellt,
bei dem das Empfangssignal maximal ist. Dieser Einstellvorgang entspricht dem Einstellen
eines einfachen Radioempfängers auf den gesuchten Sender, wenn dabei der Feinabgleich
nach der Lautstärke des empfangenen Signals vorgenommen wird, d.h. wenn der Mensch
mit seiner Intelligenz, seinem Hörvermögen und seinen Händen in den Regelkreis einbezogen
wird. Für den Fall des Nahempfangs, bei dem das Signal schon bei völlig abgeregeltem
Verstärker ausreichend groß ist, ist der Güteabgleich sehr einfach vorzunehmen.
Die Güte wird gerade so verändert, daß das Signal die ausreichende Größe besitzt,
und sie wird, ähnlich wie beim Fernempfang, kontrolliert. Wird eine Güte von über
10 000 erforderlich, dann geht der Nachregelalgorithmus in die Betriebsart Fernempfang
über. Sehr viel interessanter ist es, beim Fernempfang die Güte des Empfängers einzustellen,
ohne dabei den Empfang zu unterbrechen. Hierzu wird die Resonanzfrequenz über die
Abstimmspannung soweit erhöht, daß die Signalamplitude auf 70% ihres Maximalwertes
abfällt. Danach wird die Resonanzfrequenz nach der anderen Seite, über das Empfangsmaximum
hinweg verschoben, bis ihre Amplitude auch hier 70°/0 des Maximalwertes beträgt.
Bei korrekt eingestellter Güte von 10 000 müßte die Differenz dieser beiden Resonanzfrequenzen
77 500 Hz/10 000 = 7,75 Hz betragen. Ergibt die Messung einen kleineren Wert, dann
ist die Güte zu groß und muß zurückgenommen werden; bei einem größeren Wert wird
dementsprechend die Güte erhöht. Der Zusammenhang zwischen Resonanzfrequenz und
Abstimmspannung, der zur Berechnung der Bandbreite des Empfangskreises nötig ist,
wird schon beim Grundabgleich des Empfängers direkt ermittelt, indem die Spannungänderung
gemessen wird, die beim selbstschwingenden Empfangskreis bei 77,5 kHz eine Frequenzänderung
von 8 Hz bewirkt. Selbstverständlich kann dieser Zusammenhang nur beim selbsterregten
Schwingkreis gemessen werden, denn nur in diesem Zustand ist die gemessene Frequenz
gleich der Resonanzfrequenz.
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Im Empfangsbetrieb dagegen schwingt der ',npf*ngskreis immer nur mit
der Empfangsfrequenz, angeregt vom Signal des 'eitweichensenders, das auch während
des Nachregelns ohne nennenswerte Beeinträchtigung empfangen wird.
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Ist der Zusammenhang zwischen der gemessenen Bandbreite und der dazugehörigen
Steuerspannung bekannt, dann ist es theoretisch möglich, den Abgleich der Güte nicht
nur schrittweise in der richtigen Richtung, sondern in einem einzigen Schritt vorzunehmen.
Zur Bestimmung dieses Zusammenhangs müssen die Erfahrungen von einfachen Korrekturabgleichvorgängen
vom Mikrocomputer ausgewertet werden, der dann selbstlernend den Abgleich optimieren
kann. Die Einstellung des nachfolgenden Verstärkers ist relativ problemlos. Sie
wird im Maximum der Resonanzkurve des Empfangskreises vorgenommen und braucht nur
nach dessen Abgleich direkt entsprechend der geforderten Amplitude nach dem Wert
des Ausgangssignals eingestellt werden.
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Muß der Verstärker nach dem Abgleich völlig abgeregelt werden, so
wird auf die Betriebsart Nahempfang übergegangen, bei der die Ausgangsamplitude
über eine Zurücknahme der Güte weiter gesenkt werden kann.
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Insgesamt ergibt sich nach diesem Konzept ein Geradeausempfänger,
der nicht nur unempfindlich ist gegenüber den Toleranzen seiner Bauelemente, sondern
auch gegen äußere Einflußgrößen. Zu diesen Einflußgrößen gehört neben der Temperatur
auch die Permeabilität des felderfüllten Raumes in der Umgebung der Antenne, die
sich im Innern des Uhrengehäuses befindet. Beispielsweise beeinflußt schon ein auf
der Uhr und damit in unmittelbarer Nähe der Antenne abgelegter Schlüsselbund die
Güte und auch die Resonanzfrequenz des Empfangskreises erheblich und hat damit eine
sofortige Nachregelung dieser Größen zur Folge. Erst recht wird aber die Oberkopplung
vom Verstärkerausgang auf den Eingang, die in einer Mitkopplung oder in einer Gegenkopplung
bestehen kann, und die das klassische Problem von Geradeausempfängern hoher Verstärkung
darstellt, in die gemessene Gesamtgüte einbezogen, wodurch unkontrollierte Empfangsveränderungen
unmöglich sind.
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4. Technische Realisierung Zur Realisierung des Audions wurde die
kapazitive Tiefpunktankopplung beim Empfangsschwingkreis gewählt. Bei dieser Variante,
die dem Prinzip nach dem Colpittsoszillator /3/ entspricht, kommt man mit der geringsten
Zahl von Bauelementen aus. Es wird nur eine Antennenspule ohne Anzapfung benötigt,
und der Verstärker kann mit einem einzigen Transistor, einem Source-Folger, realisiert
werden, siehe Bild 4. Das Signal am Source von T1 wird durch die Widerstände R1
und R2 geteilt und in den Schwingkreis zurückgekoppelt.
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Bei dieser Ankopplung nach dem Colpittsprinzip reicht ein geringer
Teil der Amplitude der Schwingkreisspannung zur Entdämpfung aus. Diese Entdämpfung
der Schaltung läßt sich auf einfache Weise steuern, wenn wie im vorliegenden Fall
für T1 ein Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor eingesetzt wird, dessen Steilheit
über die Spannung am Gate 2 einstellbar ist. Der Einsatz dieses Transistors als
Source-Folger bietet darüberhinaus den Vorteil, daß sich die Drain-Gate-Kapazität
nicht mit der Ansteuerung ändert und so auch keine amplitudenabhängige Verstimmung
des Schwingkreises auftreten kann.
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Die Einstellung der Resonanzfrequenz des Schwingkreises wird über
die beiden Kapazitätsdioden vorgenommen. Durch die beiden gegeneinandergeschalteten
Dioden wird auch hier eine amplitudenabhängige Verstimmung des Kreises vermieden,
denn die Nichtlinearitäten der Kapazitäten kompensieren sich gegenseitig. Da die
Dioden immer in gesperrtem Zustand sind, kann auch die Stellgröße aus einer hochohmigen
Spannungsquelle geliefert werden. Die Steuerspannung für den nachfolgenden, zweistufigen
Verstärker kann ebenfalls aus einer hochohmigen Quelle entnommen werden, denn als
Verstärker werden hier Dual-Gate-Feldeffekttransistoren eingesetzt, deren Steilheit
über die Spannung an Gate 2 eingestellt wird. Wegen der hohen Selektion des Eingangskreises
kann in diesem Verstärker auf eine Bandfilterwirkung verzichtet werden, und es ergibt
sich eine einfache Schaltung, die neben den Transistoren nur Widerstände und Koppel
kondensatoren enthält, deren Werte unkritisch gegenüber Toleranz und Drift sind.
Ober die Steuerspannung ist eine Gesamtverstärkung von bis zu 55 dB einstellbar.
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Das Konzept, den analogen Teil der Schaltung zu vereinfachen d mit
wenigen einfachen Bauelementen auszukommen, wurde auch bei der Meßgrößenaufnahme
und bei der Ausgabe der Stellgrößen erfolgreich weiterverfolgt. Die Meßgrößen, die
zur Kontrolle des Empfängers aufgenommen werden müssen, sind die Frequenz, mit der
der selbsterregte Empfangskreis beim Grundabgleich schwingt, und die Amplitude des
Empfangssignals. Das Sinussignal wird am
Ausgang des Verstärkers
mit einem einfacher~~Kcmparater in ein- ri. TTL-kompatibles Rechtecksignal umgewandelt
und einem Timer des Computers zugeführt, mit dem in einer einfachen Torzeitmessung
der aktuelle Wert der Frequenz bestimmt wird.
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Zur Bestimmung der Amplitude der Empfangsspannung wird das Verstärkerausgangssignal
gleichgerichtet und über einen Tiefpaß des Demodulators 2 einem D- Flipflop zugeführt,
siehe Bild 5. Durch den Ausgang des Flipflops, der über einen Widerstand mit dem
Tiefpaßkondensator verbunden ist, wird die Spannung im Mittel an der logischen Entscheidungsschwelle
des Flipflops gehalten. Aus der Zahl der Taktzyklen, während denen das Flipflop
bei dieser Kompensation des demodulierten Signals im high- und im low-Zustand war,
läßt sich, über viele Taktperioden gemessen, die Amplitude des Signals bestimmen.
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Auf gleiche Weise, nur mit einer kleineren Tiefpaßzeitkonstanten,
läßt sich beim Anschalten des Demodulators 1 an das Flipflop der Signalverlauf messen.
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Dieses D-Flipflop stellt den wesentlichen Kern eines nach /4/ weiter
vereinfachten, hochauflösenden A/D-Wandlers dar. Dieser Wandler arbeitet nach dem
Charge-Balancing-Verfahren und besitzt trotz seiner Einfachheit die geforderte Auflösung
und eine hohe Präzision. Der Einsatz eines Tiefpasses anstelle des sonst üblichen
Integrators führt lediglich zu einer yeringen Nichtlinearität an den Meßbereichsgrenzen,
die für den vorliegenden Anwendungsfall ohne Bedeutung ist. Auch die Drift der Flipflopschwelle
ist relativ gering und für den Einsatz zur Aufnahme des Zeitzeichensignals unerheblich,
sodaß dieser Wandler mit seinem Bauteileaufwand und mit seinen Fähigkeiten für die
vorliegende Anwendung hervorragend geeignet ist. Bei der Herstellung der Schaltung
in integrierter Form kann der hochohmige Rückführungswiderstand Rn auch, wie in
/5/, durch einen geschalteten Kondensator ersetzt werden.
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Die Spannungen zur Steuerung der Güte, der Frequenz und der Verstärkung
des Empfängers wirken auf Feldeffekttransistoren und Kapazitätsdioden und werden
damit nur durch geringe Leckströme belastet. Es reicht deshalb aus, die Spannungen
jeweils auf einen Pufferkondensator zu geben, dessen Spannungswert zyklisch aufgefrischt
oder nachgestellt wird.
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Diese Maßnahme gestattet es, einen einzigen Digital-Analog-Wandler
zu verwenden, dessen Ausgangsspannung über einen Analog-Multiplexer wahlweise an
einen der Kondensatoren angelegt werden kann. Dieser Wandler muß eine hohe Auflösung
besitzen, da die Werte für die Frequenz und für die Güte sehr
fein
eingestellt werden müssen. Er muß arüb?rhinaus eine monoton Umsetzerkennlinie besitzen
doch Linearität und Temperaturkonstanz sind nicht gefordert.
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Es wurde deshalb eine besonders einfache Form eines Rampenwandlers
verwendet. Die Schaltung in Bild 6a besteht aus einem Transistor, der als Schalter
eingesetzt wird, und einem Tiefpaß. Mit dem Beginn der Wandlung wird der Transistor
vom Start-Signal gesperrt und der Strom durch den Widerstand R1 lädt den Kondensator
auf. Die Spannung UC steigt dabei verzögert. mit der Zeitkonstanten R1*C gegen den
Endwert UB an. Nach der Wandlungszeit tW erhält der Analog-Multiplexer vom Timer
einen Enable-Impuls, siehe Bild 6b, und verbindet für kurze Zeit den Tiefpaßkondensator
mit dem durch die Adreßleitungen ausgewählten Haltekondensator. Mit der Zurücknahme
des Start-Impulses wird die Kapazität C1 durch den Transistor wieder entladen und
befindet sich im Ausgangszustand für die folgende Wandlung. Obwohl die Sättigung
des Transistors vom gewählten Typ und von der Temperatur abhängig ist, und die Wandlerkennlinie
nichtlinear verläuft, hat sich gezeigt, daß die im Regelkreis eingestellten Werte
sehr gut reproduzierbar sind, sodaß die Auflösung von 64 000 Schritten gerechtfertigt
ist und ein sauberes Einstellen der gewünschten Spannung auf 50 pV genau möglich
ist.
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5. Ergebnisse Die Empfangseigenschaften der neuen Funkuhr erfüllen
aufgrund der Kombination des Audions mit dem elektrisch messenden und steuernden
Mikrocomputer bei weitem sämtliche Forderungen hinsichtlich Selektivität und Eingangsempfindlichkeit.
Die extrem geringe Bandbreite, die schon mit einem einzigen selektiven Kreis erreicht
wird, unterdrückt alle störenden Signale. Die durch die höchste Trennschärfe hervorgerufene
Kurvenform des Zeitzeichensignals kann günstig mit digitalen Methoden (Matched Filter)
im Mikrocomputer weiterverarbeitet werden, wodurch sich eine eindeutige Synchronisation
auf den Sekundenbeginn erreichen läßt.
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Bild 7 zeigt einen typischen Signalverlauf. Die vom Mikroprozessor
eingestellte Güte beträgt hier ca. 10 000, wie sich durch die folgende einfache
Rechnung abschätzen läßt. Betrachtet man den Empfänger als einen Tiefpaß erster
Ordnung, auf den ein Impuls von 100 ms Dauer und einer
Folgefrequenz
von 1 Hz gegeben wird, so läßi si!:h die Güte bzh. die Bandbreite aus der Flankendauer
des empfangenen Signals bestimmen. Das demodulierte Signal fällt bei Trägerabsenkung
innerhalb von 21 ms auf 37 % des Endwertes, d.h. die Zeitkonstante beträgt.21 ms.
Daraus ergibt sich für den angenommenen einfachen Tiefpaß eine Bandbreite von B
= 1/2 Tr T = 7,58 Hz Das entspricht bei der Sendefrequenz von 77,5 kHz einer Güte
von Q = 77 500 Hz / 7,58 Hz = 10 226 Die Ergebnisse dieser einfachen Abschätzung
stimmen mit den experimentell ermittelten Bandbreiten überein. Bild 8 zeigt den
Frequenzgang des vom Mikrocomputer eingestellten Audions. Aus der Teilung der Frequenzachse
mit 20 Hz/cm ergibt sich eine 3 dB-Bandbreite von weniger als 8 Hz und somit eine
Güte von 10 000.
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Es wurde bei diesem Funkuhrkonzept versucht, ein Optimum an Leistung
mit minimalem Schaltungsaufwand zu erzielen. Die Entwicklung eines höchst empfindlichen
und extrem schmalbandigen Empfängers, der mit einem einzigen selektiven Kreis Gütewerte
über 10 000 erreicht, zeigt, daß dieses Ziel realisiert werden konnte. Außer der
Reduzierung des Aufwandes im analogen Schaltungsteil wurde gegenüber bisherigen
Konzepten durch den Einsatz des Computers auch ein allgemeines Problem der Empfängertechnik
am Beispiel des Funkuhrempfängers gelöst:- Durch den automatischen Abgleich des
Empfängers werden alle änderungen des Empfangsverhaltens ausgeglichen, die aufgrund
von Toleranzen und der Drift der verwendeten Bauelementen entstehen können.
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Literaturhinweise /1/ de Forest: Der Audiondetektor und -Verstärker.
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Elektronische Zeitschrift 1914, S. 699 ff J. Springer Verlag Berlin
1914 /2/ Kohlrausch: Praktische Physik, Band 2.
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B.G. Teubner Verlagsgesellschaft Stuttgart 1956 /3/ Zinke, Brunswig:
Lehrbuch der Hochfrequenztechnik 2. Band.
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Springer-Verlag Berlin Heidelberg New York 1974 /4/ Lobjinski, Sinn,
Arenz: Spannungen und Frequenzen mit geringem Aufwand gemessen.
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ELEKTRONIK 1980 H. 19, S. 98 - 100 Franzis-Verlag München 1980.
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/5/ Lobjinski, Bermbach: Switched-capacitor technique improves a-d
conversion.
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Electronics 1982, June 2, p. 149 - 151 McGraw Hill New York 1982.
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Bildunterschriften Bild 1. Audionprinzip Bild 2. Blockschaltbild der
neuen Funkuhr Bild 3. Abgleichalgorithmus Bild 4. Schaltung der realisierten Funkuhr
Bild 5. Einfacher Analog/Digital-Wandler Bild 6. Steuerspannungserzeugung Bild 7.
Foto des empfangenen Zeitzeichensignals vor und nach der Demodulation Bild 8. Bandbreite
des eingestellten Empfängers ( x-Achse: 20 Hz/Teil