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Diese
Erfindung betrifft hauptsächlich
Leistungsdetektor-Schaltungen und Verfahren, insbesondere Verfahren
und Schaltungen zum Erkennen der Leistung in einem gepulsten Signal.
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Sogenannte
Scheitelwertdetektoren sind benutzt worden, um eine angewandte Signalleistung
in einer Schaltung zu überwachen.
Eine primäre
Ausgabe des Scheitelwertdetektors ist eine Spannung, die eine sich
auf den Leistungspegel beziehende Größe aufweist. Allerdings ist
bei niedrigen Leistungspegeln die Größe der Ausgabespannung gering,
und als ein Ergebnis wird die Ausgabe des Scheitelwertdetektors
stark beeinflusst durch jede Abweichung in dem Vorspannungspotential,
der Versorgungsspannung und der Detektorvorrichtung selber (z.B.
eine Diode). Es ist erwiesen, dass die Temperaturabhängigkeit
der Detektorvorrichtung selber eine erhebliche Auswirkung auf die
Genauigkeit des Ausgabestroms hat.
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Das
durch die Temperaturabweichung verursachte Problem wurde im Stand
der Technik durch die Verwendung einer zusätzlichen temperaturabhängigen Vorrichtung
angegangen, um die Abweichung der Detektorvorrichtung auszugleichen.
Die Genauigkeit des Ausgleichs beruht folglich auf einer Gleichheit
der Temperatureigenschaften der Detektorvorrichtung und der Ausgleichsvorrichtung,
sowie auf einem nahen körperlichen
Abstand dieser zwei Vorrichtungen, um jede Abweichung der Temperatur zwischen
den Vorrichtungen zu verhindern.
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Es
wurde außerdem
beobachtet, dass die Alterung der Komponenten den Ausgleich schwächen kann,
und einige Schaltungen des Standes der Technik folglich Prüfungen und
Abstimmungen erfordert haben.
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Bezug
kann auf die US Patente 4,523,155, 4,970,456, 5,222,104 und 5,287,555
genommen werden, die verschiedener konventioneller Leistungssteuerungsschaltkreis-Anordnungen
und -Detektoren angeben.
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Die
US 5,371,473 offenbart ein
Verfahren und eine Vorrichtung, welche einen selbstausgleichenden
Diodenleistungsdetektor in der Rückkopplungsschleife
eines gepulsten Verstärkers
einschließt,
um jede thermisch induzierte Fehlerspannung abzuziehen.
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Die
EP 0,481,524 offenbart eine
Ausgabeleistungspegel-Steuerungsschaltung für einen Hochfrequenzleistungsverstärker. Eine
Hochfrequenz erkennende Schaltung schließt Mittel zur Erzeugung einer
Differenzialspannung zwischen dem Detektionsausgabesignal während der "Ein"-schaltezeit und dem
Detektorausgabesignal während
der ihr direkt vorausgehenden "Aus"-schaltezeit ein.
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Es
ist ein Ziel der Erfindung, ein verbessertes Verfahren zum Erkennen
eines Leistungspegels zu liefern, welches durch eine Abweichung
aufgrund von Temperatur oder anderen Störungen nicht erheblich beeinflusst
wird, und um dadurch eine genaue Leistungsbeobachtung oder Leistungssteuerung
zu erreichen.
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Es
ist ein anderes Ziel dieser Erfindung, Schaltungsausführungen
zu liefern, die verbesserte Leistungsdetektoren implementieren.
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Die
vorangegangenen und andere Probleme können bewältigt werden, und die Zielsetzung
der Erfindung kann durch Verfahren und ein Gerät gemäß den Ausführungsformen dieser Erfindung
realisiert werden.
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Diese
Erfindung lehrt ein Verfahren, bei dem eine Differenz zwischen den "Aus-" und "An-" Zuständen eines
gepulsten Signals erkannt wird, um eine genaue Angabe der Leistung
des gepulsten Signals während
des "An"-Zustands zu liefern.
Man kann davon ausgehen, dass während
der "ausgeschalteten" Zeitdauer am Eingang
des Detektors keine erhebliche Signalleistung vorhanden ist. Man
kann weiter davon ausgehen, dass die "eingeschaltete" Zeitdauer ausreichend kurz ist, sodass
keine signifikanten Abweichungen während der Messung der "eingeschalteten" Zeitdauer auftreten.
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Die
Vorteile der Erfindung sind auf die Tatsache zurückzuführen, dass die Leistungserkennung auf
dynamischen Bestandteilen basiert, z.B. der Modulationsspitzenempfindlichkeit
der Detektorvorrichtung. Als solche wird die erkannte Spannung durch dynamische
Eigenschaften der Detektorvorrichtung bestimmt, welche den statischen
Eigenschaften überlegen
sind (z.B. die Sperrschichtspannung der Detektordiode). Die erkannte
Spannungscharakteristik des Leistungspegels wird durch langfristige
Wechsel in der Versorgungsspannung, dem Vorspannungspotential oder
der Sperrschichtspannung der erkennenden Vorrichtung nicht erheblich
beeinflusst.
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Außerdem erlauben
Ausführungsformen
dieser Erfindung mehr Freiheit in der Gestaltung des Detektorvorrichtungs-Abweichungsnetzwerks,
welches vorteilhaft sein kann, um die dynamische Sensitivität der Detektorvorrichtung
auf niedrigen Leistungspegeln zu stabilisieren. Die Erfindung kann
auf eine solche Art und Weise implementiert werden, dass die erkannten
RF-Leistungspegel genau auf dem Nullpegel beginnen, was vorteilhaft
in Systemen ist, die eine niedrige Versorgungsspannung verwenden.
Zusätzlich
kann der Nullpegel der Detektorausgangsspannung bei jedem gewünschten
Pegel beginnen, falls ein entsprechendes Bezugspotential (z.B. Erde)
verfügbar
ist.
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Die
Erfindung kann auf verschiedene Arten implementiert werden, die
von der Art der Anwendung abhängen.
Die Schaltung für
eine analoge Implementierung kann sehr einfach und billig sein.
Eine digitale Implementierung verwendet einen Analog-/Digital-Wandler
und einen Digital-/Analog-Wandler und obwohl sie komplexer als die
analoge Ausführungsform
ist, bietet sie den Vorteil einer digitalen Signalverarbeitung.
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Der
Leistungsdetektor und die Sendeleistungssteuerung gemäß dieser
Erfindung vermeiden die Notwendigkeit, separate Messungen einer
Bezugsdetektorvorrichtung zu machen und vermeiden weiter die Anforderung,
Temperaturausgleichsvorrichtungen für die Leistungsdetektorvorrichtungen
zu liefern.
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Gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung wird ein Verfahren zum Betreiben eines Funkfrequenz-(RF)-Signalleistungs-Detektors
geliefert, welcher einen Eingangsknoten zum Empfang von RF Energie
und einen Ausgangsknoten aufweist, umfassend die Schritte:
Bereitstellen
eines Einhüllenden-Detektors,
der eine in Reihe geschaltete erste Kapazität, eine Diode und eine zweite
Kapazität
aufweist, wobei ein erster Anschluss der ersten Kapazität mit dem
Eingangsknoten gekoppelt ist, ein zweiter Anschluss der ersten Kapazität mit einem
Anschluss der Diode gekoppelt ist, ein zweiter Anschluss der Diode
mit einem ersten Anschluss der zweiten Kapazität gekoppelt ist, und ein zweiter
Anschluss der zweiten Kapazität
mit einem Bezugspotential gekoppelt ist, wobei eine Ausgabe des
Einhüllenden-Detektors zwischen
dem zweiten Knoten der Diode und dem ersten Knoten der zweiten Kapazität genommen
wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgabe des Einhüllenden-Detektors durch eine
dritte Kapazität
(C3) mit dem Ausgangsknoten des RF-Signalleistungs-Detektors gekoppelt
wird; Aufbauen eines Stromflusspfads durch die Diode und Speichern
eines Spannungspotentials, das an dem Ausgang des Einhüllenden-Detektors
auftritt, auf der dritten Kapazität, während einer Zeitspanne, in
der kein RF-Signal an dem Eingangsknoten des Einhüllenden-Detektors
vorhanden ist; und Unterbrechen des Stromflusspfads und Erfassen
des RF-Signals mit der Diode, während
einer Zeitspanne, in der ein RF-Signal an dem Eingangsknoten des
Einhüllenden-Detektors
vorhanden ist, wobei die Spannung, die an dem Ausgangsknoten des
RF-Signalleistungsdetektors auftritt, einen Scheitelwert des erfassten
RF-Signalleistungsdetektors minus dem Spannungspotential ist, das
auf der dritten Kapazität
auftritt.
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Das
RF Signal ist an dem Eingangsknoten des Einhüllenden-Detektors nicht vorhanden,
wenn es am Eintreten in den Eingang der RF-Detektorschaltung gehindert
ist, z.B. durch das Öffnen
einer Verbindung zwischen einem Eingang der RF-Detektorschaltung
und einer Quelle des RF-Signals. Eine Abtast- und Haltefunktion
kann zum Abtasten und Halten des abgezogenen Ausgangssignals während einer
Zeit bereitgestellt werden, während
der der Eingang der RF-Detektorschaltung geöffnet ist.
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In
einer Ausführungsform
dieser Erfindung kann der gemessene Wert mit einem Senderleistungseinstellsignal
kombiniert werden, um ein korrigiertes Senderleistungseinstellsignal
zu erhalten; der Ausgang der RF-Detektorschaltung kann von dem korrigierten
Senderleistungseinstellsignal abgezogen werden, wenn das RF-Signal
in die RF-Detektorschaltung eingegeben ist.
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In
einer Ausführungsform
einer CW-Schaltung (cw cirquit) sind zwei RF-Detektorschaltungen parallel bereitgestellt,
und der Schritt zum Aufbauen eines Stromflusswegs geschieht in einer
RF-Detektorschaltung gleichzeitig mit dem Schritt des Unterbrechens
des Stromflusses in der anderen RF-Detektorschaltung. In einer anderen
Ausführung
ist eine Abtast- und Halteschaltung an dem Ausgang einer einzelnen
RF-Detektorschaltung
angeordnet, während
in einer weiteren Ausführungsform
eine Abtast- und Halteschaltung an dem Ausgang eines Schleifenverstärkers verwendet
wird, der einen Teil einer Sendeleistungssteuerschaltung mit geschlossener Schleife
bildet.
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Gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der Erfindung wird ein Funkfrequenz RF-Signalleistungsdetektor bereitgestellt,
umfassend: eine RF Einhüllende-Detektorschaltung,
welche einen Eingang, der an eine Quelle von RF-Leistung gekoppelt
ist, und einen Ausgang aufweist; einen Gleichstrom blockierenden
Kondensator, der zwischen dem Ausgang der RF Einhüllenden-Detektorschaltung
und einem Ausgangsknoten in Reihe gekoppelt ist; und einen Schalter,
der zwischen dem Ausgangsknoten und einem Bezugspotential gekoppelt
ist; wobei die Quelle der RF-Leistung angeordnet ist, um Bursts
von RF Leistung auszugeben, und wobei der Schalter angeordnet ist,
zwischen zwei Bursts geschlossen zu sein und während eines Bursts geöffnet zu
sein.
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Gemäß einer
dritten Ausführungsform
der Erfindung wird ein Funktelefon bereitgestellt, das gemäß einer
Zeitmultiplex-TDMA-Funkschnittstelle arbeitet, wobei das Funktelefon
eine Empfängerschaltung
und eine Senderschaltung umfasst, wobei die Senderschaltung einen
Funkfrequenz-(RF)-Signalleistungs-Detektor einschließt, umfassend:
einen RF Einhüllenden-Detektor mit einem
Eingang, der mit einer Quelle von RF-Leistung verbunden ist, und
einem Ausgang; einen Gleichspannungsblockier-Kondensator, der in
Reihe zwischen den Ausgang der Einhüllenden-Detektorschaltung und
einen Ausgangsknoten geschaltet ist; und einen Schalter, der zwischen den
Ausgangsknoten und ein Bezugspotential geschaltet ist; wobei die
Quelle der RF-Leistung eingerichtet ist, Bursts von RF-Leistung
auszugeben, und wobei der Schalter eingerichtet ist, um zwischen
zwei Bursts geschlossen zu werden, und während eines Bursts geöffnet zu
werden.
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Andere
bevorzugte Merkmale der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
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Die
oben dargelegten und andere Merkmale der Erfindung werden deutlicher
in der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung, wenn
sie im Zusammenhang mit den anhängenden
Zeichnungen gelesen wird.
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1 ist
ein Blockdiagramm einer Mobilstation, die gemäß dieser Erfindung konstruiert
und betrieben wird;
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2 ist
eine Aufrissansicht der in der 1 gezeigten
Mobilstation, und sie zeigt weiter ein zellulares Kommunikationssystem,
mit dem die Mobilstation bidirektional durch drahtlose Funkverbindungen verbunden
ist;
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3 ist
ein schematisches Diagramm einer ersten Ausführungsform einer Leistungsdetektorschaltung
gemäß den Lehren
dieser Erfindung;
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4A und 4B sind
darstellende Diagramme des RF-Detektordiodenstroms über dem Vorspannungspotential
und der Empfindlichkeit über der
Temperatur;
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5 ist
ein Schaltungsblockdiagramm einer zweiten Ausführungsform einer Leistungsdetektorschaltung
gemäß den Lehren
dieser Erfindung;
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6 ist
ein veranschaulichendes Wellenformdiagramm, das einen RF-Burst und
verschiedene Abtastpunkte und -zeiten gemäß dieser Erfindung zeigt;
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7 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine dritte und vierte Ausführungsform
einer Leistungsdetektorschaltung gemäß der Lehren dieser Erfindung
zeigt;
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8 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine fünfte Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;
und
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9A und 9B zeigen
jeweils eine Ausführungsform
der Erfindung zur Verwendung mit RF-Signalen mit kontinuierlicher
Welle (cw).
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Es
wird Bezug genommen auf die 1 und 2 zur
Darstellung eines kabellosen Benutzerendgerätes oder einer Mobilstation 10,
wie ein zellulares Funktelefon, aber nicht darauf beschränkt, oder ein
persönliches
Kommunikationsgerät,
das für
die Ausübung
dieser Erfindung geeignet ist. Die Mobilstation 10 schließt eine
Antenne 12 zur Übertragung von
Signalen zu und zum Empfangen von Signalen von einer Basisstelle
oder einer Basisstation 30 ein. Die Basisstation 30 kann
ein Teil eines zellularen Netzwerkes sein, das eine Basisstation/Mobile
Vermittlungsstelle/Internetarbeitsfunktion (BMI) 32 umfasst,
welche eine mobile Vermittlungsstelle MSC 34 einschließt. Die
MSC 34 stellt eine Verbindung zu Festnetzverbindungsleitungen
bereit, wenn die Mobilstation 10 an einem Telefongespräch beteiligt
ist.
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Die
Mobilstation schließt
einen Modulator MOD 14A, einen Sender 14, einen
Empfänger 16,
einen Demodulator DEMOD 16A, und eine Steuerung 18 ein,
die Signale zu dem Sender 14 und dem Empfänger 16 liefert
und sie entsprechend von ihnen empfängt. Diese Signale schließen Signalisierungsinformation
gemäß dem Schnittstellenstandard
des anwendbaren zellularen Systems und ebenso Benutzersprache und/oder
vom Benutzer erzeugte Daten ein. Beim Luftschnittstellenstandard
kann man bei dieser Erfindung davon ausgehen, dass eine Slotted Frame
Struktur enthalten ist, worin die Mobilstation 10 einen
oder mehrere Bursts von RF-Leistung während einer bestimmten Rahmenperiode überträgt. Geeignete
Luftschnittstellenstandards schließen IS-136, GSM und DCS 1900
ein, obwohl die Lehre dieser Erfindung nicht gedacht ist, nur auf
diese speziellen Rahmenstrukturen begrenzt zu sein, oder nur mit
Systemen vom Typ TDMA verwendet zu werden. Beispielsweise, und wie
nachstehend ersichtlich gemacht wird, kann die Erfindung auch bei
Mobilstationen angewendet werden, die ein CW-Funkfrequenzsignal
(cw RF signal) übertragen.
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Ein
Sendeleistungsdetektor PD 15 wird auch bereitgestellt,
und eine Reihe von Ausführungsformen
von diesem werden nachstehend im Detail beschrieben.
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Es
ist selbstverständlich,
dass die Steuerung 18 auch die für das Implementieren der Audio- und der Logikfunktionen
der Mobilstation benötigte
Schaltung einschließt.
Beispielsweise kann die Steuerung 18 aus einer digitalen
Signalverarbeitungsvorrichtung, einer Mikroprozessorvorrichtung
und verschiedenen Analog-/Digital-Wandlern, Digital-/Analog-Wandlern und anderen
Unterstützungsschaltungen
bestehen. Die Steuerungs- und Signalverarbeitungsfunktionen der
Mobilstation sind zwischen diesen Vorrichtungen, gemäß ihren
entsprechenden Leistungsfähigkeiten,
zugeordnet.
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Eine
Benutzerschnittstelle schließt
einen konventionellen Ohrhörer 17,
ein konventionelles Mikrophon 19, eine Anzeige 20,
und eine Benutzereingabevorrichtung, normalerweise ein Tastenfeld 22, ein,
die alle mit der Steuerung 18 verbunden sind. Das Tastenfeld 22 schließt die konventionellen
numerischen 0–9
und die bezogenen #,* Tasten 22a und andere Tasten 22b,
die zum Betrieb der Mobilstation 10 verwendet werden, ein.
Diese anderen Tasten 22b können beispielsweise eine SENDEN-Taste,
verschiedene Menü-Srcolling
und -Softtasten und eine PWR-Taste einschließen. Die Mobilstation 10 schließt außerdem eine
Batterie 26, zum Antreiben der verschiedenen Schaltungen,
die zum Betreiben der Mobilstation benötigt werden, ein.
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Die
Mobilstation 10 schließt
außerdem
verschiedene Speicher, gemeinsam als der Speicher 24 gezeigt,
ein, in denen eine Vielzahl von Konstanten und Variablen gespeichert
sind, die von der Steuerung 18 während des Betriebs der Mobilstation
verwendet werden. Beispielsweise speichert der Speicher 24 die
Werte von verschiedenen zellularen Systemparametern und des Nummer-Zuordnungsmoduls
(number assignment module (NAM)). Ein Betriebsprogramm für den Betrieb
der Steuerung 18 wird ebenso in dem Speicher 24 gespeichert
(normalerweise in einer ROM-Vorrichtung). Der Speicher 24 kann
auch Daten speichern, einschließlich
Nachrichten, die von dem BMI 32 empfangen werden, bevor die
Nachrichten dem Benutzer angezeigt werden.
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Es
sollte verstanden werden, dass die Mobilstation 10 eine
in ein Fahrzeug eingebaute oder eine tragbare Vorrichtung sein kann.
Es sollte weiter wahrgenommen werden, dass die Mobilstation 10 geeignet
sein kann, mit einem oder mehreren Luftschnittstellenstandards,
Modulationstypen und Zugriffstypen betrieben zu werden. Beispielsweise
kann die Mobilstation geeignet sein, mit jedem von einer Anzahl
von Standards, wie GSM und IS-95 (CDMA) betrieben zu werden. AMPS,
Schmalband-AMPS (NAMPS), sowie TACS-Mobilstationen können genauso von der Lehre
dieser Erfindung profitieren, wie es Telefone mit einem Dualmodus
oder einem höheren
Modus (beispielsweise Digital/Analog (IS-41) oder TDMA/CDMA/Analogtelefone)
sollten. Es sollte folglich klar sein, dass die Lehre dieser Erfindung nicht
ausgelegt ist, auf irgendeinen bestimmten Typ von Mobilstation oder
Luftschnittstellen-Standard begrenzt zu werden.
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3 stellt
eine erste analoge Ausführungsform
des in 1 gezeigten Leistungsdetektors (PD) 15 dar.
Ein Eingangsknoten empfängt
einen Abtastwert des Signals RFin, welches
durch den Sender 14 übertragen
wurde. Widerstände
R1-R3 liefern ein Vorspannungspotential für eine Detektordiode D1. D1
ist vorzugsweise eine Schottky-Diode, obwohl die Erfindung nicht
auf diesen Typ von Diode beschränkt ist.
Fachleute werden erkennen, dass die Diode D1 und die Kondensatoren
C1 und C2 zusammen einen Einhüllenden-Detektor
bilden.
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Während der
Zeit, in der RFin "aus" ist,
das ist, wenn der Sender 14 keinen Burst überträgt, wird ein
Schalter S1 geschlossen gehalten ("an").
S1, der geschlossen ist, setzt den Ausgang (Detektorausgang) des
Detektors 15 welcher auf ein Referenzpotential (beispielsweise
Erde), durch S1 kurzgeschlossen ist, auf null. Außerdem wird
während
dieser Zeit das bei der Kathode von D1 erscheinende Potential auf
C3 gespeichert, der eine relativ große Kapazität aufweist (z.B. 4.7–10 mF).
Das heißt,
die Größe von VBIAS infolge des Durchlassstroms, der durch
D1 und R3 zur Erde fließt
(z.B. 0.4 Volt), plus jede wahlweise angelegte Offsetspannung wird
auf C3 gespeichert. S1 kann beispielsweise ein NPN-Transistor oder
ein Feldeffekttransistor (FET) sein. Die Steuerung des Schalters
S1 kann von der Steuerung 18 der 1 vorgenommen
werden.
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Zu
einer Zeit, gerade bevor RFin "an" geschaltet wird,
d.h., der Sender 14 beginnt einen RF- Burst zu übertragen, ist die Schaltung
S1 geöffnet oder "ausgeschaltet". D1 arbeitet dann,
um die RF-Leistung in dem abgetasteten Teil des Bursts zu erkennen,
und die an dem Detektorausgangsknoten auftretende Spannung stellt
den Spitzenwert des erkannten RFin-Signals (VDET) plus dem Vorspannungspotential minus
dem Wert des zuerst gespeicherten Potentials, das in der Kathode
von D1 vorhanden war, dar. Auf diese Weise wird das ungewünschte Vorspannungspotential
aus dem Detektorausgangssignal beseitigt, was das gewünschte Ergebnis
darstellt.
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Es
wird angenommen, dass während
der RFin "Aus"-Periode
keine signifikante Signalleistung an dem Eingang der Detektorschaltung 15 vorhanden
ist. Es wird weiter angenommen, dass die Dauer der RFin "An"-Periode ausreichend
kurz ist, so dass keine erheblichen Abweichungen während der
Messung der "An"-Periode auftreten.
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Es
kann verstanden werden, dass die Ausführungsform der 3 einen
großen
Freiheitsgrad in der Auswahl des Vorspannungspunktes von D1 und
auch in der gesamten Gestaltung des Basisnetzwerkes liefert, weil
C3 als ein Gleichstrom blockierender Kondensator (dc blocking capacitor)
funktioniert. Das bedeutet, dass C3 das D1-Vorspannungspotential vor dem Auftreten
an dem Detektorausgangsknoten blockiert.
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Bezug
nehmend auf 4A wird der Vorspannungspunkt
(BP) von D1 vorzugsweise so aufgebaut, um D1 auf dem nichtlinearen
Teil der Diodenübertragungskurve
zu betreiben. Ein geeigneter Wert des Diodenvorspannungsstroms ID liegt in dem Bereich von 150 mA bis 200
mA. Auch Bezug nehmend auf 4B kann
man sehen, dass der Effekt des Vorspannens von D1 der ist, die Kurve
der Spannungsempfindlichkeit (Vsens) über der
Temperatur zu verschieben, um die Spannungsempfindlichkeit für eine gegebene
Temperatur zu erhöhen.
In 3 werden die Werte der Vorspannungswiderstände R1 und R2
als eine Funktion der Versorgungsspannung +Vcc und als eine Funktion
des Werts von R3 ausgewählt in
Verbindung mit dem Wert von C2, um eine RC-Zeitkonstante zu liefern,
die signifikant länger
als die Dauer von RFin ist. Wenn man beispielsweise
annimmt, das die Frequenz der übertragenen
Leistung im RF-Burst ungefähr
2 GHz beträgt
(beispielsweise in einer DCS 1900 Ausführungsform), kann C2 einen Wert
von 27 pF und R3 einen Wert von 2,2 kW aufweisen.
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Das
Detektorausgangssignal kann mit einem Eingang eines Verstärkers verbunden
und mit einem Leistungseinstellsignal (Txc) verwendet werden, wie das
allgemein in 8 unter Bezug auf den Verstärker 56 gezeigt
ist.
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5 zeigt
eine zweite digitale Implementierung des Leistungsdetektors 15 der 1 in
Verbindung mit einer vollständigen
Leistungssteuerschleife. In dieser Ausführungsform ist der Leistungsdetektor D1' gezeigt, wie er
mit dem Ausgang eines Leistungskopplers 40 verbunden ist,
der sich am Ausgang des RF-Verstärkers 42 mit
einstellbarer Verstärkung,
zwischen dem Verstärker 42 und
der Antenne 12 befindet. Der Leistungskoppler 40 kann
eine konventionelle Konstruktion aufweisen. Es wird angenommen, dass
D1' die in 3 dargestellten
Komponenten ohne den Kondensator C3 und den Schalter S1 umfasst
(siehe 7). Der Verstärker 42 bildet
einen Teil des Senders 14 in 1. Der Ausgang
von D1' (sowohl
VBIAS als auch VDET)
ist mit einem invertierenden Eingang eines Schleifenverstärkers 44 verbunden.
Der Ausgang von D1' ist
ebenfalls mit einem Eingang eines A/D-Wandlers 46 verbunden,
der wiederum einen Ausgang aufweist, der mit einem Eingang eines
Signalprozessors 48 (der in der Steuerung 18 der 1 beinhaltet
sein kann) verbunden ist. Ein zweites Eingangssignal zum Prozessor 48 ist das
Leistungsfestsetzsignal, das als Txc bezeichnet wird. Txc ist ein
Signal (analog oder digital), das eine gewünschte Leistungspegeleinstellung
für den RF-Verstärker 42 darstellt,
und das an die Steuerung 18 der 1 geliefert
werden kann. Ein Ausgang des Signalprozessors 48 ist mit
einem Eingang eines Digital-Analog-Wandlers (DAC) 50 verbunden,
der einen Ausgang aufweist, der mit dem nicht invertierenden Eingang
des Schleifenverstärkers 44 verbunden ist.
Ein optionaler Schalter S2 ist in Serie mit dem zu verstärkenden
RF-Signal verbunden und wird durch ein Zeitsteuersignal gesteuert,
das auch an den A/D-Wandler 46 angelegt wird. S2 ist optional
in sofern als der RF-Verstärker 42 wirkt,
um das RF-Signal zu blockieren, wenn die Mobilstation 10 nicht
sendet. Wenn ein akzeptabel niedriges RF-Leckniveau am Ausgang der
Antenne 12 im Steuerbereich des RF-Verstärkers 42 erhalten
werden kann, dann kann S2 eliminiert werden.
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Im
Betrieb sind der Zustand von S2 und die Abtastzeit des A/D-Wandlers 46 zeitlich
so gesteuert, dass ein Abtastwert vom A/D-Wandler 46 nur
genommen wird, wenn der RF-Burst "aus" ist.
Der abgetastete Wert wird gespeichert und stellt die Größe von VBIAS dar, die von D1 ausgegeben wird. Der
Prozessor 48 erzeugt ein digitales Steuersignal gemäß der Größe von Txc
und dem vorher gemessenen RF-"aus"-Abtastwert vom A/D-Wandler 46 und
liefert ein korrigiertes Txc-Signal (Txc CORR). Das korrigierte
Txc-Signal wird an den nicht invertierenden Eingang des Schleifenverstärkers 44 angelegt,
der arbeitet, um während
des RF-Bursts die Größe von (VBIAS + VDET) von
Txc CORR zu subtrahieren.
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Zu
Beginn befindet sich die Verstärkung
des RF-Verstärkers 42 auf
einem Minimum und liefert das Blockieren des eingegebenen RF-Signals.
Wenn Txc CORR in der Größe zunimmt,
steigt das Ausgangssignal des Schleifenverstärkers 44 an, um die
Leistungssteuerschleife im Gleichgewicht zu halten. Somit hängt die
Ausgangsspannung des Schleifenverstärkers 44 von den Verstärkungssteuereigenschaften
des RF-Verstärkers 42 ab,
und kann so nicht null sein. Wenn die Verstärkung des RF-Verstärkers 42 größer als
oder kleiner als die Verstärkung
ist, die von Txc spezifiziert wird, dann wird der Ausgang des Schleifenverstärkers 44 einen
Wert annehmen, der die Verstärkung
des Verstärkers 42 in
geregelten Form korrigiert. Im allgemeinen wird das Ausgangssignal
des Verstärkers 44 innerhalb
eines gewissen Bereichs liegen (beispielsweise 0 Volt bis +5 Volt, –2,5 Volt
bis +2,5 Volt etc.), der vorbestimmt ist, um die Verstärkung des
RF-Verstärkers 42 zu
steuern, um eine Ausgangsleistung von ungefähr null bis zur vollen Ausgangsleistung
zu bieten. Das Endergebnis ist das, dass das Ausgangssignal des
Schleifenverstärkers 44 das
RF-Signal steuert, das vom RF-Verstärker 42 ausgegeben
wird, so dass das gesamte Detektorausgangssignal, das vom detektierten RF-Signal
am Eingang des RF-Detaktors D1' verursacht
wird, plus das Detektorvorspannungssignal (eine Spannung in diesem
Fall), plus ein Versatzsignal im wesentlichen gleich dem Wert von
Txc CORR ist.
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Gemäß diesem
Aspekt der Erfindung modifiziert der Prozessor 48 in Verbindung
mit dem A/D-Wandler 46 den Wert von Txc, um die Größe von VBIAS aufzunehmen. Wenn sich die Temperatur ändert, und
das Vorspannungspotential von D1 variiert, und/oder wenn D1 und
die zugehörigen
Komponenten altern, werden diese Fehlerquellen automatisch berücksichtigt und
kompensiert. Der Betrieb des Prozessors 48 und des A/D-Wandlers 46 können als
eine digital implementierte Abtast- und Haltefunktion für den Ausgang
von D1' betrachtet
werden, wenn kein RF-Signal in D1' eingegeben wird.
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Betrachtet
man die 6, so kann man sehen, dass vor
dem RF-Burst eine Periode liegt, in der beispielsweise S2 optional
geöffnet
wird und dem A/D-Wandler 46 befohlen wird, das Ausgangssignal von
D1' abzutasten.
Während
dieser Zeit speichert der Prozessor 48 den digitalisierten
Wert von VBIAS, die am Ausgang von D1' erscheint. S2 ist
vor dem Beginn des RF-Bursts geschlossen. Während dem Beginn des RF-Bursts
wird der Wert von Txc CORR allmählich
auf den angegebenen Pegel hochgefahren, indem eine Serie (beispielsweise
32) von Werten an den D/A-Wandler 50 geliefert wird, um
eine spezifisches rampenförmiges
Hochfahren der übertragenen
Burstleistung zu liefern. Die maximale Größe des RF-Bursts wird schließlich mit
einer gewissen Toleranz (beispielsweise 1 dB) mit der gewünschten
Größe, die
vom Wert von Txc festgelegt wird, errichtet. Am Ende des RF-Bursts
werden eine andere Serie (beispielsweise 32) von Werten an den D/A-Wandler 50 geliefert,
um eine gesteuertes Herabfahrungszeitdauer des RF-Bursts zu liefern.
Während
des Bursts nimmt der Wert von Txc CORR den vorher gemessenen Wert
von VBIAS auf.
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Es
sollte angemerkt werden, dass es nicht notwendig sein muss, den
Ausgang von D1' zwischen
jedem RF-Burst abzutasten. Beispielsweise treten in einer GSM-Umgebung
die RF-Bursts typischerweise mit einer Rate von einem Burst alle
4,6 Millisekunden auf, während
D1' beispielsweise
nur alle 5 bis 10 Sekunden abgetastet werden mag. Das heißt, durch
die langsame Natur der Abweichung im Ausgangssignal von D1' muss das Abtasten
des Ausgangs von D1' nicht
vor jedem übertragenen RF-Burst
ausgeführt
werden. Wenn der optionale Schalter S2 vorgesehen ist, dann muss
S2 nur geöffnet
werden, wenn D1' abgetastet
wird (das heißt
alle 5 bis 10 Sekunden). Die tatsächliche Abtastzeit muss nur
so lang sein, wie es erforderlich ist, um das Potential von VBIAS zu messen, die jede erforderliche Ausregelzeit
einschließt.
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7 zeigt
eine Ausführungsform
des Leistungsdetektors 15',
der einen Operationsverstärker 52 verwendet,
um die Gleichspannungsverschiebung der Detektorschaltung D1' zu löschen. Wenn
der RF-Burst nicht vorhanden ist (RF aus), schaltet S3 den Ausgang
von D1' zum Kondensator
C4. Diese Aktion, die als eine Kalibrierperiode bezeichnet wird, speichert
den Wert von VBIAS auf C4. Bevor das RF-Signal
an den Eingang von D1' gelegt
wird, wird S3 umgeschaltet, um den Ausgang von D1' mit R4 zu verbinden,
der mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 52 verbunden
ist. Durch die Ladung, die auf dem Kondensator C4 gespeichert ist,
bleibt die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 52 auf
dem Wert, der während
der Kalibrierperiode bestimmt wurde. Somit ist der Ausgang des Operationsverstärkers 52 bei
fehlender RF-Eingangsleistung
null, wenn man annimmt, dass die Offsetspannung des Eingangs des
Operationsverstärkers
vernachlässigt
werden kann. Das heißt, das
Potential, das an C4 erscheint, löscht das Potential, das an
R4 angelegt ist. Eine Antwort auf die RF-Leistung wird erhalten,
sobald das RF-Burstsignal am Eingang von D1' vorhanden ist. In diesem Fall wird
die detektierte Spannung invertiert und um das Verhältnis der
Widerstände
R4 und R5 verstärkt, während das
Potential (das ist VBIAS plus jegliches
optionale Offsetpotential), das an C4 erscheint, subtrahiert wird.
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Wie
bei der Ausführungsform
der 5 kann es sein, dass es nicht notwendig ist, das
Ausgangssignal von D1' während jeder
RF-Burst-Aus-Periode abzutasten, in Abhängigkeit vom Leck von C4, der Eingangsimpedanz
des Verstärkers 52,
des Vorspannungs- oder Leckstroms des Verstärkereingangs und der RF-Burst-Wiederholungsrate.
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Man
kann erkennen; dass die Ausführungsformen
der 3, 5 und 7 vorteilhafterweise
in Mobilstationen verwendet werden können, die in Systemen auf TDMA-Basis
arbeiten, wie IS-136, GSM, PCN und DCS 1900, in welchen das übertragene
RF-Signal inhärent
gepulst ist.
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Die
vorangehenden Ausführungsformen
dieser Erfindung wurden im Kontext gepulster RF-Signale beschrieben, wie die, auf die
man in TDMA-Mobilstationen trifft. Die Lehren dieser Erfindung können jedoch
auch auf die Detektion der übertragenen
Leistung in Systemen mit kontinuierlicher Welle (cw), wie dem nordamerikanischen
AMPS-System, angewandt werden.
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RF-Signale
mit kontinuierlicher Welle enthalten inhärent keine Aus-Perioden, die
für das
Messen und Löschen
der Vorspannung von D1' verwendet werden
können.
In vielen Fällen
kann jedoch der Teil des übertragenen
RF-Signals, der mit dem Einhüllendendetektor
D1' verbunden ist,
ein und aus geschaltet werden, ohne das übertragene Signal zu stören. In
diesem Fall können
die Lehren dieser Erfindung erweitert werden, um auch CW-Übertragungssysteme abzudecken.
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Wenn
der Detektor D1' Teil
eines Steuersystems mit geschlossener Schleife ist, kann das Hin- und
Herschalten des RF-Signals, das mit D1' verbunden ist, die Funktion der Schleife
stören.
Während der
Kalibrierperiode (RF aus) sollte das Ausgangssignal des Detektors
oder Schleifenverstärkers
konstant gehalten werden, um einen undefinierten Zustand des Steuersystems
zu vermeiden. Dies wird, wie das in 7 gezeigt
ist, durch das Vorsehen einer analogen Abtast- und Halte-(S/H)-Schaltung 53 erzielt,
die einen Verstärker 54 umfasst,
der als ein Spannungsfolger verbunden ist, einen Abtastschalter S4
und einen Haltekondensator C5. Es sollte beachtet werden, dass die
S/H-Funktion entweder am Ausgang des Leistungsdetektors 15' oder am Ausgang des
Schleifenverstärkers
implementiert werden kann (siehe 9A und 9B).
Ein digitaler Schleifenverstärker
kann auch verwendet werden, wenn er so programmiert ist, dass das
Ausgangssignal während der
kurzen Kalibrierperiode des Detektors unverändert bleibt.
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In
dieser Ausführungsform
wird S4 während der
RF-Aus-Periode, das heißt,
wenn der Detektor 15' kalibriert
wird, geöffnet.
Während
dieser Zeit wird der vorherige Wert des Ausgangs des Verstärkers 52,
der in C5 gespeichert (gehalten) wurde, wenn S4 geschlossen war,
vom Verstärker 54 ausgegeben. Auf
diese Weise wird ein kontinuierliches Ausgangssignal vom Ausgang
der S/H an die Leistungssteuerschleife geliefert.
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Wenn
ein Verlust der Verfolgung sogar für eine kurze Detektorkalibrierperiode
nicht toleriert werden kann, so können zwei Detektoren, die parallel miteinander
verbunden sind, wie das in 8 gezeigt ist,
wechselnd verwendet werden. Das heißt, während eine Detektorschaltung 15' kalibriert
wird (S5 löst
die Verbindung des Eingangs von RFin), wird
die andere Detektorschaltung mit der Steuerschleife durch S6 und
den Verstärker 56 verbunden.
Der Kondensator CF ist ein Filterkondensator,
der vorgesehen sein kann, um jegliche Schaltspannungsstöße, die sich
aus der Betätigung
von S6 und S5 ergeben, zu reduzieren oder zu eliminieren. Es sollte
angemerkt werden, dass in dieser Ausführungsform S5 und S6 in Phase
miteinander betätigt
werden.
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Die 9A und 9B zeigen
detaillierter die CW-Ausführungsformen
dieser Erfindung, in denen ein Schalter (SBLOCK)
zwischen dem Ausgang des Leistungskopplers und dem Detektor D1' in der Ausführungsform
der 9A angeordnet ist, oder der Detektor/Driftkorrekturschaltung 15 (siehe 3)
für die
Ausführungsform
der 9B. In beiden diesen Ausführungsformen wird SBLOCK geöffnet,
wenn es gewünscht
wird, die Größe von VBIAS von der Detektordiode D1 abzutasten.
Bei der Ausführungsform der 9 wird der oben beschriebene Schalter
S1 nicht in Phase mit SBLOCK betätigt, das
heißt,
wenn SBLOCK offen ist, so ist S1 geschlossen,
und umgekehrt.
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Detaillierter
gesagt, wird während
der Detektorvorspannungspegelabtastperiode die Steueroperation mit
geschlossener Schleife zeitweilig aufgehoben. Das ergibt sich daraus,
dass die RF-Eingabe in den Detektor D1 blockiert wird und keine
Rückkopplungsanzeige
im Hinblick auf die Ausgangsleistung verfügbar ist. Somit ist die Steuerung
mit geschlossener Schleife während
der Detektorvorspannungspegelabtastperiode vorübergehend nicht funktionsfähig. Die
S/H 53 wird während
dieser Periode verwendet, um das Verstärkungssteuersignal des RF-Verstärkers 42 auf
einem festen Potential zu halten. Das feste Potential hat den Wert,
der zuletzt während
des Betriebs mit geschlossener Schleife, direkt bevor der Betrieb
mit geschlossener Schleife aufgehoben wurde, abgetastet wurde. Während dieser
Periode liefert der Ausgang der S/H 53 und nicht der Schleifenverstärker 44 das
Leistungssteuersignal an den RF-Verstärker 42. Direkt nach
dem Öffnen von
SBLOCK und dem Platzieren der S/H 53 in
den Haltezustand, kann die VBIAS-Abtastung
des Detektorausgangs vorgenommen werden. Während der Detektorkalibrierperiode
wird die Ausgangsleistung nicht durch die geschlossene Schleife
gesteuert, aber man kann annehmen, dass für die relativ kurze Kalibrierperiode
die Ausgangsleistung im wesentlichen konstant bleibt. Am Ende der
Kalibrierperiode wird zuerst SBLOCK geschlossen,
und danach wird es dem RF-Verstärker-Verstärkungssteuersignal
ermöglicht,
wieder durch den Ausgang des Schleifenverstärkers 44 gesteuert
zu werden, um somit den normalen Betrieb mit geschlossener Schleife
wieder zu errichten.
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Es
liegt auch im Umfang dieser Erfindung, die Ausführungsform der 7 am
Eingang des Schleifenverstärkers 44 zu
verwenden (das heißt 15' gefolgt von
der S/H 53), und dann den Ausgang des Schleifenverstärkers direkt
mit dem Verstärkungssteuereingang
des RF-Verstärkers 42 zu
verbinden.
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Obwohl
die Beschreibung im Kontext mehrerer derzeit bevorzugter Ausführungsformen
erfolgt ist, sollte erkannt werden, dass eine Anzahl von Modifikationen
an diesen Lehren für
einen Fachmann aufscheinen werden. Beispielsweise sind die verschiedenen
Komponentenwerte, die Burst-Wiederholungsraten und dergleichen,
die oben beschrieben wurden, beispielhaft und sollten nicht als
eine Einschränkung
bei der praktischen Verwirklichung dieser Erfindung angesehen werden.
Auch kann die RF-Eingabe in den Leistungsdetektor auf verschiedene
Arten blockiert werden, wie beispielsweise indem ein Schalter am
Eingang des RF-Detektors vorgesehen wird, um periodisch das RF-Signal
nach Erde kurzzuschließen.
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Auch
sollte erkannt werden, dass wenn man in der TDMA-Ausführungsform
arbeitet, dass es möglich
ist, dass ein RF-Signal kontinuierlich vom Modulator 14A der 1 geliefert
wird, aber dass das RF-Signal modulierte Information nur während einer
Burst-Zeit enthält.
In diesem Fall kann der tatsächliche
RF-Burst in Verbindung mit dem Übertragungsverstärker 42 ausgebildet
werden.
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Somit
werden Fachleute, während
die Erfindung in Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen speziell gezeigt
und beschrieben wurde, erkennen, dass Änderungen in der Form und den
Details daran vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der Erfindung,
wie sie beansprucht ist, abzuweichen.