JP3885909B2 - 電力検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【目次】
以下の順序で本発明を説明する。
【０００２】
発明の属する技術分野
従来の技術（図７）
発明が解決しようとする課題（図８）
課題を解決するための手段
発明の実施の形態
（１）第１の実施の形態
（１−１）受信装置の全体構成（図１）
（１−２）受信電力検波回路の構成（図２〜図４）
（１−３）動作及び効果
（２）他の実施の形態（図５及び図６）
発明の効果
【０００３】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力検出装置に関し、例えば携帯電話機に搭載される受信電力検波回路に適用して好適なものである。
【０００４】
【従来の技術】
従来、携帯電話機においては、受信電力検波回路を用いて受信電力を検出し、その検出結果に基づいて可変利得増幅器の利得を制御することにより受信信号を所望電力に調整するようになされている。これにより携帯電話機においては、伝送路上でフエージング等の影響を受けた場合でも、受信信号の信号レベルを一定にして復調処理を行うことができる。
【０００５】
ここでこの受信電力検波回路について、図７を用いて以下に具体的に説明する。但し、以降の説明では、受信信号にＱＰＳＫ変調（Quadrature Phase Shift Keying ：４相位相変調）が施されているものとして説明する。まず図７に示すように、受信電力検波回路１においては、受信信号から復調した同相信号のデータＤＩ（以下、これを単にＩデータと呼ぶ）及び直交信号のデータＤＱ（以下、これを単にＱデータと呼ぶ）をそれぞれラツチ回路２、３に入力するようになされている。因みに、このＩデータＤＩ及びＱデータＤＱは、受信信号に対して直交復調処理を施すことにより取り出された同相信号及び直交信号にアナログデイジタル変換処理を施すことにより生成されたデータである。
【０００６】
ラツチ回路２、３のクロツク入力端ＣＬＫには携帯電話機のマスタークロツクＣＫ１又は当該マスタークロツクＣＫ１を分周器４によつて分周したクロツクＣＫ２が入力されている。ラツチ回路２、３は、それぞれこのクロツクＣＫ１又はＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用し、当該クロツクＣＫ１又はＣＫ２に基づいて、データ入力端ＩＮに入力されたＩデータＤＩ又はＱデータＤＱをサンプリングして取り込み、これをラツチ出力ＤＩ１、ＤＱ１としてデータ出力端ＯＵＴを介して二乗回路５、６に出力する。
【０００７】
二乗回路５は、ラツチ出力ＤＩ１の電圧値を二乗することによりＩデータＤＩの電力ＰＩ１を算出し、これを加算器７に出力する。同様に、二乗回路６は、ラツチ出力ＤＱ１の電圧値を二乗することによりＱデータＤＱの電力ＰＱ１を算出し、これを加算器７に出力する。加算器７はこれらの電力ＰＩ１及びＰＱ１を加算することにより合成電力Ｐ１を算出し、これを乗算器８に出力する。乗算器８は後段の回路がオーバーフローしないようにするために合成電力Ｐ１に所定係数ｋを乗算し、その結果得られる受信電力Ｐ２を出力用のラツチ回路９に出力する。
【０００８】
ラツチ回路９のクロツク入力端ＣＬＫには同様にマスタークロツクＣＫ１又はクロツクＣＫ２が入力されており、当該ラツチ回路９は、このクロツクＣＫ１又はＣＫ２に基づいて、データ入力端ＩＮに入力された受信電力Ｐ２を取り込み、これを受信電力値Ｐ３としてデータ出力端ＯＵＴから出力する。このようにしてこの受信電力検波回路１では、入力されるＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを所定のクロツクＣＫ１又はＣＫ２に基づいて取り込み、その電圧値をそれぞれ二乗することにより各データの電力ＰＩ１、ＰＱ１を算出した後、これを加算することにより、受信電力値Ｐ３を算出するようになされている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところでかかる従来の受信電力検波回路１においては、低消費電力で高精度の電力検出が行えないといつた問題がある。この点について、以下に具体例を上げて説明する。まず例えばマスタークロツクＣＫ１のクロツク周波数がＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数の４倍であるとし、このようなマスタークロツクＣＫ１を分周せずにそのままサンプリングクロツクとして使用したとすると、ＩデータＤＩ又はＱデータＤＱに対するサンプリングタイミングとしては、図８（Ａ）及び（Ｄ）に示すような関係になる。すなわちこの場合には、１シンボル周期で４回サンプリングすることになり、シンボル周期に対して比較的小さい間隔でサンプリングするために正確な受信電力値Ｐ３を得ることができる。しかしながらこの場合には、サンプリングクロツクの周波数が高いことにより、ＣＭＯＳ系の回路構成を有するラツチ回路２、３、９や二乗回路５、６等が高速に動作しなければならず、その結果、受信電力検波回路１の消費電力が全体として大きくなるといつた問題がある。
【００１０】
これに対してマスタークロツクＣＫ１を１／４分周することによりシンボル周期と等しいクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には、サンプリングタイミングとしては図８（Ａ）及び（Ｂ）に示すような関係になる。すなわちこの場合には、１シンボル周期で１回サンプリングすることになり、ラツチ回路２、３、９及び二乗回路５、６等の動作速度が遅くなるので、マスタークロツクＣＫ１をサンプリングクロツクとして使用した場合に比べて消費電力を低減することが可能となる。
【００１１】
またマスタークロツクＣＫ１を１／８分周することによりシンボル周期の２倍の周期を有するクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には、サンプリングタイミングとしては図８（Ａ）及び（Ｃ）に示すような関係になる。すなわちこの場合には、２シンボル周期で１回サンプリングすることになり、ラツチ回路２、３、９及び二乗回路５、６等の動作速度がさらに遅くなるので、消費電力をさらに低減することが可能となる。
【００１２】
ところでマスタークロツクＣＫ１を分周したクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には消費電力を低減し得るが、その反面、受信電力値Ｐ３を正確に算出し得ないといつた不都合が生じる。この受信電力値Ｐ３の不正確さはシンボルとサンプリングクロツクの位相関係によつて生じる。例えば図８（Ｂ）に示すように、シンボル周期と等しいクロツクＣＫ２を発生したとしても、シンボルとクロツクＣＫ２との位相関係は必ずしも毎回同じになるのではなく、クロツクＣＫ２を発生したタイミングに依存してその位相関係はランダムになる。図８（Ｂ）に示すように、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングがシンボル周期と一致することもあるし、或いは図８（Ｅ）に示すように、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングがシンボル周期に対して半周期ずれることもある。
【００１３】
この場合、図８（Ｂ）に示すような位相関係が生じた場合には、基本的に以降この位相関係が維持され、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングは常にシンボル周期と一致することになる。ここでクロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングでサンプリングするものとすると、アイパターンのくびれ位相のところ（すなわち電圧振幅が小さいところ）を毎回サンプリングすることになり、その結果、実際の受信電力値に比して比較的小さな受信電力値Ｐ３が算出される。
【００１４】
これに対して図８（Ｅ）に示すような位相関係が生じた場合には、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングは常にシンボルの中心と一致することなるので、アイパターンの膨らみ位相のところ（すなわち電圧振幅が大きいところ）を毎回サンプリングすることになり、その結果、実際の受信電力値に比して比較的大きな受信電力値Ｐ３が算出される。
【００１５】
このようにしてマスタークロツクＣＫ１を１／４分周することにより生成されたクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には、受信電力値Ｐ３を正確に算出し得ないといつた問題がある。なお、この問題は、図８（Ｃ）に示すように、マスタークロツクＣＫ１を１／８分周することにより生成されたクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合にも、同様にして起こり得る。
【００１６】
またマスタークロツクＣＫ１を分周してシンボル周期と等しいクロツクＣＫ２を生成し、これをサンプリングクロツクとして使用した場合、マスタークロツクＣＫ１を発生する発振器の周波数ずれ等により僅かながらシンボル周波数とサンプリングクロツクの周波数がずれていると、位相関係が徐々にずれて行くので、実際には受信電力値に変化が無いような状態でも、うねりの周期で受信電力値Ｐ３が変化するといつた不都合も生じる。例えば周波数に１[Hz]のずれがあると、１秒の周期で受信電力値Ｐ３にうねりが生じることになる。
【００１７】
このようにして従来の受信電力検波回路１では、高精度に受信電力値Ｐ３を得ようとするとクロツク周波数を上げなければならないので消費電力が増加するといつた問題があり、逆に消費電力を低減しようとするとクロツクと入力データの位相関係により受信電力値Ｐ３がばらついて高精度に受信電力値Ｐ３を得られないといつた問題があり、電力検出装置として未だ不十分なところがある。
【００１８】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、低消費電力で高精度に電力値を検出し得る電力検出装置を提案しようとするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、入力データの電力値を検出する電力検出装置において、入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込み、当該入力データの電圧値を二乗することにより入力データの電力値を算出する電力演算手段と、算出された入力データの電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにした。
【００２０】
このようにして入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成し、当該タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込んで電力値を算出すると共に、当該電力値を平均化するようにしたことにより、入力データの取り込みタイミングが順次シフトして行くので従来のように入力データの電圧が小さいところを常に取り込んだり、入力データの電圧値が大きいところを常に取り込んだりすることを回避して入力データの各部分から電力値を算出し得ると共に、算出した電力値を平均化し得ることから正確な電力値を算出し得る。従つてこの電力検出装置の場合には、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができると共に、高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００２１】
また本発明においては、位相が一致した第１及び第２の入力データから合成電力値を検出する電力検出装置において、位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、第１のタイミングクロツクに基づいて第１の入力データを取り込み、当該第１の入力データの電圧値を二乗することにより第１の入力データの電力値を算出すると共に、第２のタイミングクロツクに基づいて第２の入力データを取り込み、当該第２の入力データの電圧値を二乗することにより第２の入力データの電力値を算出し、算出した第１の入力データの電力値と第２の入力データの電力値とを加算することにより合成電力値を算出する電力演算手段と、算出された合成電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにした。
【００２２】
このようにして位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成し、当該第１及び第２のタイミングクロツクに基づいてそれぞれ第１及び第２の入力データを取り込んで各電力値を算出して加算することにより合成電力値を算出すると共に、当該合成電力値を平均化するようにしたことにより、第１の入力データと第２の入力データとでデータの取り込みタイミングがずれるので、従来のように同時に電圧値が小さいところを取り込んだり、或いは同時に電圧値が大きいところを取り込んだりすることを回避し得、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができる。また高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００２４】
（１）第１の実施の形態
（１−１）受信装置の全体構成
図１において、１０は全体として本発明を適用した受信装置を示し、例えば携帯電話機等の無線通信端末装置の受信装置として用いられる。この受信装置１０においては、アンテナ１１によつて受信した受信信号Ｓ１をまず高周波増幅器１２に入力するようになされている。この高周波増幅器１２は入力される受信信号Ｓ１を所定電力に増幅し、その結果得られる受信信号Ｓ２を周波数変換回路を構成する乗算器１３に出力する。乗算器１３は局部発振器１４によつて発生したクロツク信号Ｓ３を受信信号Ｓ２に対して乗算することにより当該受信信号Ｓ２に周波数変換（いわゆるダウンコンバート）を施し、その結果得られるベースバンド信号Ｓ４を可変利得増幅器１５に出力する。
【００２５】
可変利得増幅器１５は受信電力検波回路１６から供給される利得制御信号Ｓ５に基づいてベースバンド信号Ｓ４の電力を調整する増幅器であり、当該利得制御信号Ｓ５に基づいた利得でベースバンド信号Ｓ４を増幅し、その結果得られるベースバンド信号Ｓ６を直交復調器１７に出力する。
【００２６】
直交復調器１７においては、まずベースバンド信号Ｓ６を乗算器１７Ａ、１７Ｂに入力する。乗算器１７Ａは発振器１７Ｃによつて生成したクロツク信号Ｓ７をベースバンド信号Ｓ６に乗算することにより当該ベースバンド信号Ｓ６からＩ信号Ｓ８を取り出し、これを後段のアナログデイジタル変換器１８に出力する。一方、乗算器１７Ｂは、移相器１７Ｄによつてクロツク信号Ｓ７の位相を90°位相シフトすることにより生成されたクロツク信号Ｓ９を受け、これをベースバンド信号Ｓ６に乗算することによりＱ信号Ｓ１０を取り出し、これを後段のアナログデイジタル変換器１９に出力する。
【００２７】
アナログデイジタル変換器１８はＩ信号Ｓ８に対してアナログデイジタル変換処理を施すことによりＩデータＤＩを生成し、これを復調部２０及び受信電力検波回路１６に出力する。同様に、アナログデイジタル変換器１９はＱ信号Ｓ１０に対してアナログデイジタル変換処理を施すことによりＱデータＤＱを生成し、これを復調部２０及び受信電力検波回路１６に出力する。
【００２８】
復調部２０は、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱによつて示されるデータを取り出し、これを受信データＳ１１として出力する。これによりこの受信装置１０では、通信相手から送信されたデータを復元し得、受信データＳ１１として出力し得る。
【００２９】
一方、受信電力検波回路１６は、入力されるＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを基に受信電力値を算出し、当該受信電力値に基づいた利得制御信号Ｓ５を生成し、これを可変利得増幅器１５に出力する。これによりこの受信装置１０では、可変利得増幅器１５の利得を制御してベースバンド信号Ｓ４を所望電力に調整し得、伝送路上でフエージング等の影響を受けた場合でも、ベースバンド信号の信号レベルを一定にして復調処理を行うことができる。また受信電力検波回路１６は、算出した受信電力値を示す電力値データＳ１２を例えば液晶デイスプレイ等の表示器２１に出力する。これによりこの受信装置１０では、算出した受信電力値を表示器２１に表示して、ユーザにその受信電力値を知らせることができる。
【００３０】
なお、ここでは特に図示していないが、アナログデイジタル変換器１８、１９、復調部２０及び受信電力検波回路１６等のデイジタル回路にはマスタークロツクが供給されており、これらのデイジタル回路はこのマスタークロツク又は当該マスタークロツクを分周したクロツクに基づいて動作するようになされている。
【００３１】
（１−２）受信電力検波回路の構成
ここで図２を用いて受信電力検波回路１６の構成を具体的に説明する。図７との対応部分に同一符号を付した図２に示すように、受信電力検波回路１６は、大きく分けて電力検出のタイミングクロツクＣＫ３を生成するタイミングジエネレータ部３０と、当該タイミングクロツクＣＫ３に基づいて入力データ（すなわちＩデータＤＩ及びＱデータＤＱ）を取り込んで電力データＰ６を算出する電力演算部３１と、当該電力データＰ６の値を平均化して受信電力値Ｐ７を算出する積分回路部３２とによつて構成される。
【００３２】
タイミングジエネレータ部３０においては、まず受信装置１０の各デイジタル回路の基準動作クロツクとなるマスタークロツクＣＫ１を受け、これを４パターンマスキング回路３０Ａ及び分周器３０Ｂに入力するようになされている。なお、以降の説明では、マスタークロツクＣＫ１がＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数に対して４倍の周波数を有しているものとして説明する。
【００３３】
分周器３０ＢはこのマスタークロツクＣＫ１を１／４分周することによりシンボル周波数に等しいクロツクＣＫ４を生成し、これを４進カウンタ回路３０Ｃ、４パターンマスキング回路３０Ａ及び後述する積分回路部３２に出力する。４進カウンタ回路３０Ｃは、クロツクＣＫ４に基づいて「１」〜「４」までの値を循環的にカウントし、そのカウント値を示すカウントデータＳ２０を４パターンマスキング回路３０Ａに出力する。
【００３４】
４パターンマスキング回路３０Ａは内部に例えばＲＯＭからなるメモリを有しており、当該メモリに位相の異なる第１から第４までの４種類のマスクパターンを記憶している。４パターンマスキング回路３０Ａは、クロツクＣＫ４をこのメモリの読出クロツクとして使用し、カウントデータＳ２０の値に基づいてこの４種類のマスクパターンのうち対応するマスクパターンをそのメモリから読み出す。例えばカウントデータＳ２０の値が「１」であれば第１のマスクパターンを読み出し、カウントデータＳ２０の値が「２」であれば第２のマスクパターンを読み出し、カウントデータＳ２０の値が「３」であれば第３のマスクパターンを読み出し、カウントデータＳ２０の値が「４」であれば第４のマスクパターンを読み出す。
【００３５】
そして４パターンマスキング回路３０Ａは、この読み出したマスクパターンとマスタークロツクＣＫ１との論理積を求めることにより、クロツクＣＫ４に同期して位相が順次シフトして行くタイミングクロツクＣＫ３を生成し、これを電力演算部３１に出力する。この場合、クロツクＣＫ４の周波数がＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数と等しいことから、タイミングクロツクＣＫ３としてはＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル毎に位相が順次シフトして行くクロツクとなつている。
【００３６】
このようにしてタイミングジエネレータ部３０では、予め位相の異なる第１から第４のマスクパターンを用意しておき、４進カウンタ回路３０ＣのカウントデータＳ２０の値に基づいて対応するマスクパターンを読み出し、これとマスタークロツクＣＫ１との論理積を求めてタイミングクロツクＣＫ３を生成するようにしたことにより、簡易な構成で、位相が順次シフトして行くタイミングクロツクＣＫ３を容易に生成することができる。
【００３７】
電力演算部３１においては、タイミングジエネレータ部３０から供給されるこのタイミングクロツクＣＫ３をサンプリングクロツクとしてそれぞれラツチ回路２、３のクロツク入力端ＣＬＫに入力する。ラツチ回路２のデータ入力端ＩＮにはＩデータＤＩが入力されており、当該ラツチ回路２はこのＩデータＤＩをタイミングクロツクＣＫ３の例えば立ち上がりタイミングで取り込み、これをラツチ出力ＤＩ２としてデータ出力端ＯＵＴを介して二乗回路５に出力する。同様に、ラツチ回路３のデータ入力端ＩＮにはＱデータＤＱが入力されており、当該ラツチ回路３はこのＱデータＤＱをタイミングクロツクＣＫ３の例えば立ち上がりタイミングで取り込み、これをラツチ出力ＤＱ２としてデータ出力端ＯＵＴを介して二乗回路６に出力する。
【００３８】
二乗回路５は、ラツチ出力ＤＩ２の電圧値を二乗することによりＩデータＤＩの電力ＰＩ２を算出し、これを加算器７に出力する。同様に、二乗回路６は、ラツチ出力ＤＱ２の電圧値を二乗することによりＱデータＤＱの電力ＰＱ２を算出し、これを加算器７に出力する。加算器７はこれらの電力ＰＩ２及びＰＱ２を加算することにより合成電力Ｐ４を算出し、これを減算器３１Ａに出力する。因みに、この図２と図７との比較から分かるように、合成電力Ｐ４を得るまでの電力演算部３１の回路構成は従来のものとほぼ同じであるが、データ取り込みのためのタイミングクロツクＣＫ３が異なつていることから算出される合成電力Ｐ４の値は従来の合成電力Ｐ１と異なつている。
【００３９】
減算器３１Ａには合成電力Ｐ４の他にも所定の閾値Ｄthが入力されており、当該減算器３１Ａは合成電力Ｐ４から閾値Ｄthを減算し、その減算結果Ｐ５を乗算器８に出力する。なお、この減算結果Ｐ５は、合成電力Ｐ４から閾値Ｄthを減算した結果であることから、合成電力Ｐ４が閾値Ｄthよりも大きければ正の値となり、合成電力Ｐ４が閾値Ｄthよりも小さければ負の値となる。乗算器８は減算結果Ｐ５に所定係数ｋを乗算し、その結果得られる電力データＰ６を続く積分回路部３２に出力する。
【００４０】
積分回路部３２においては、電力演算部３１から供給される電力データＰ６をまず加算器３２Ａに入力する。この加算器３２Ａには１シンボル前に算出された受信電力値Ｐ７に乗算器３２Ｂを介して所定係数ｍを乗算した電力データＰ８が入力されており、当該加算器３２Ａはこの電力データＰ８と電力データＰ６とを加算することにより平均化電力データＰ９を算出し、これをラツチ回路３２Ｃのデータ入力端ＩＮに出力する。
【００４１】
ラツチ回路３２Ｃのクロツク入力端ＣＬＫにはタイミングジエネレータ部３０の分周器３０Ｂで分周したクロツクＣＫ４が入力されており、当該ラツチ回路３２ＣはこのクロツクＣＫ４に基づいて平均化電力データＰ９をラツチし、これを受信電力値Ｐ７としてデータ出力端ＯＵＴから出力する。
【００４２】
このようにして積分回路部３２においては、現シンボルまでに算出した電力データＰ８に対して現シンボルから算出した電力データＰ６を加算するいわゆる積分処理により平均化電力データＰ９を算出し、これをラツチして受信電力値Ｐ７として出力している。因みに、電力データＰ６が閾値Ｄthとの差分データであることから、実際の電力値としてはこの受信電力値Ｐ７に閾値Ｄthを加算した値となる。
【００４３】
なお、ここでは特に図示していなが、受信電力検波回路１６においては信号生成手段を有しており、この信号生成手段によつてこの受信電力値Ｐ７に基づいて上述した利得制御信号Ｓ５及び電力値データＳ１２を生成し、これをそれぞれ可変利得増幅器１５及び表示器２１に出力するようになされている。
【００４４】
ここでタイミングジエネレータ部３０におけるタイミングクロツクＣＫ３の生成方法について、図３及び図４を用いて説明する。まず４パターンマスキング回路３０Ａのメモリには、図３（Ｂ）〜（Ｅ）に示すような４種類のマスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４が格納されており、４パターンマスキング回路３０Ａは４進カウンタ回路３０Ｃから出力されるカウントデータＳ２０の値に基づいてこれら４種類のマスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４の中から対応するマスクパターンを読み出す。
【００４５】
すなわち４パターンマスキング回路３０Ａは、カウントデータＳ２０の値が「１」であれば第１のマスクパターンＭＰ１を読み出し、カウントデータＳ２０の値が「２」であれば第２のマスクパターンＭＰ２を読み出すといつた具合に対応するマスクパターンを読み出す。この場合、カウントデータＳ２０としては「１」〜「４」までの値が循環的に出力されるので、マスクパターンとしてもＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３、ＭＰ４、ＭＰ１、……といつた具合に順番に読み出されることになる。
【００４６】
なお、この図３から分かるように、各マスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４においては論理レベル「Ｈ」の区間がそれぞれマスタークロツクＣＫ１の１周期分になつている。また各マスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４においては、論理レベル「Ｈ」の区間がマスタークロツクＣＫ１の１周期分ずつシフトしており、シンボル周期を基準にして考えれば位相が90°ずつシフトしている。
【００４７】
４パターンマスキング回路３０Ａはこのようにして読み出したマスクパターンＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３又はＭＰ４と入力されるマスタークロツクＣＫ１との論理積を順に求めることによりタイミングクロツクＣＫ３を生成する。すなわち図４に示すように、４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ１においてカウントデータＳ２０の値が「１」になるとマスクパターンＭＰ１を読み出し、このマスクパターンＭＰ１とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。続いて４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ２においてカウントデータＳ２０の値が「２」になるとマスクパターンＭＰ２を読み出し、このマスクパターンＭＰ２とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。
【００４８】
続いて４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ３においてカウントデータＳ２０の値が「３」になるとマスクパターンＭＰ３を読み出し、このマスクパターンＭＰ３とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。続いて４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ４においてカウントデータＳ２０の値が「４」になるとマスクパターンＭＰ４を読み出し、このマスクパターンＭＰ４とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。
【００４９】
以下、同様に、４パターンマスキング回路３０Ａは、カウントデータＳ２０の値が変わる度にマスクパターンＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３又はＭＰ４を読み出してマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、その演算結果をタイミングクロツクＣＫ３として出力する。これにより４パターンマスキング回路３０Ａは、図４（Ｆ）に示すように、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル毎に論理レベル「Ｈ」の区間がマスタークロツクＣＫ１の１周期分ずつシフトして行く、いわゆるシンボル毎に位相が順次シフトして行くようなタイミングクロツクＣＫ３を生成する。
【００５０】
（１−３）動作及び効果
以上の構成において、この受信電力検波回路１６の場合には、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込むためのタイミングクロツクとして、図４（Ｆ）に示すように、シンボル毎に位相が順次シフトして行くようなタイミングクロツクＣＫ３を生成する。受信電力検波回路１６では、このタイミングクロツクＣＫ３の例えば立ち上がりタイミングでＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込み、その取り込んだＩデータ（ＤＩ２）及びＱデータ（ＤＱ２）の電圧値に基づいて電力データＰ６を算出し、これを積分回路部３２によつて平均化して受信電力値Ｐ７を生成する。
【００５１】
これにより例えば図４（Ｆ）及び（Ｈ）に示すように、タイミングクロツクＣＫ３の最初のタイミングがシンボルエツジに一致していたとしても、次のシンボルのときにはタイミングクロツクＣＫ３のタイミングはシンボルの先頭から１／４付近となり、さらに次のシンボルのときにはタイミングクロツクＣＫ３のタイミングはシンボルの先頭から２／４付近となり、さらに次のシンボルのときにはタイミングクロツクＣＫ３のタイミングはシンボルの先頭から３／４付近となる。このようにしてＩデータＤＩ及びＱデータＤＱの取り込みタイミングがずれて行くことにより、従来のようにシンボルエツジ付近（すなわち電圧値が小さいところ）を常に取り込むことによつて受信電力値Ｐ７が実際の値よりも小さくなるといつたことや、シンボルの中心付近（すなわち電圧値が大きいところ）を常に取り込むことによつて受信電力値Ｐ７が実際の値よりも大きくなるといつたことを未然に回避し得る。
【００５２】
因みに、この受信電力検波回路１６の場合には、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱの取り込みタイミングが毎回シフトして行くので一見すると受信電力値Ｐ７の値がばらつくように見えるが、この受信電力検波回路１６の場合には、取り込んだＩデータ（ＤＩ２）及びＱデータ（ＤＱ２）に基づいて電力データＰ６を算出し、これを積分回路部３２によつて平均化することにより平均化電力データＰ９を生成し、この平均化電力データＰ９を受信電力値Ｐ７として出力しているので受信電力値Ｐ７がばらつくようなことはなく、あたかもマスタークロツクＣＫ１のタイミングでデータ取り込みを行つて算出したかのように正確な受信電力値Ｐ７を算出し得る。
【００５３】
また積分回路部３２によつて電力データＰ６を平均化していることにより、従来のようにシンボル周波数に対してマスタークロツクＣＫ１の周波数が僅かながらずれていたとしても、従来のように受信電力値Ｐ７の値がうねりの周期で変化するといつたことも未然に回避し得る。
【００５４】
さらにこの受信電力検波回路１６の場合には、データの取り込みタイミングとしては１シンボルに１回となるので、ラツチ回路２、３及び３２Ｃや二乗回路５及び６等の各デイジタル回路はシンボル周波数で動作することになり、マスタークロツクＣＫ１で動作する場合に比して動作速度が遅くなる。従つてこの受信電力検波回路１６の場合には、消費電力が少ないにも係わらず、マスタークロツクＣＫ１でサンプリングしたかのように正確な受信電力値Ｐ７を得ることができる。
【００５５】
かくするにつき以上の構成によれば、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボルに対して位相が順次シフトして行くタイミングクロツクＣＫ３を生成し、当該タイミングクロツクＣＫ３に基づいてＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込んで電力データＰ６を生成し、当該電力データＰ６を平均化して受信電力値Ｐ７を求めるようにしたことにより、低消費電力でありながら正確に受信電力値Ｐ７を算出することができ、かくして低消費電力で高精度に受信電力値Ｐ７を検出し得る受信電力検波回路１６を実現し得る。
【００５６】
（２）他の実施の形態
（２−１）なお上述の実施の形態においては、４種類のマスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４を用意しておき、当該マスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４を使用して位相が４通りに変化するタイミングクロツクＣＫ３を生成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば２種類又は６種類のマスクパターンを用意しておき、当該２種類又は６種類のマスクパターンを使用して位相が２通り又は６通りに変化するタイミングクロツクを生成するようにしても良い。ここでマスクパターンの種類を変えたときの受信電力値Ｐ７の精度を図５に示す。この図５においては、横軸にマスクパターンの種類すなわちパターン数を示し、縦軸に受信電力値Ｐ７の精度を示す分散値σ2 （分散値は一般的にばらつきを示す）を示している。この図５から分かるように、パターン数が多ければ多い程、分散値σ2 が小さくなり、受信電力値Ｐ７の精度が高くなることが分かる。因みに、この図５において、パターン数が「１」というのはタイミングクロツクの位相がシフトしないこと、すなわち従来方式を示しており、極端に精度が悪くなつていることが分かる。従つてこの図５から分かるように、少なくともパターン数として２種類以上用意してタイミングクロツクの位相を２通り以上に変化させるようにすれば、ほぼ上述の場合と同様の効果を得ることができる。なお、パターン数を変更する場合には、少なくともマスタークロツクＣＫ１の速度とシンボル速度の比（すなわち周波数比）がパターン数よりも大きくなるように設定すれば良い。
【００５７】
（２−２）また上述の実施の形態においては、マスタークロツクＣＫ１を１／４分周し、１シンボルにつき１回の割合でＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込むようなタイミングクロツクＣＫ３を生成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、マスタークロツクの分周比をさらに大きくして所定シンボル毎にＩデータ及びＱデータを取り込むようにしても良い。要は、Ｉデータ及びＱデータの取り込みタイミングがシンボル毎にずれて行くように、位相が順次シフトして行くようなタイミングクロツクを生成するようにすれば、マスタークロツクに対する分周比としてはその他の値でも良い。
【００５８】
（２−３）また上述の実施の形態においては、受信信号Ｓ１がＱＰＳＫ変調されているものとして電力検出の対象となる入力データがＩデータＤＩ及びＱデータＤＱの２種類ある場合について述べたが、本発明はこれに限らず、受信信号Ｓ１がＢＰＳＫ変調（Binary Phase Shift Keying ：２相位相変調）されているときのように、電力検出の対象となるデータが１種類であつても、上述の場合と同様に本発明を適用して同様の効果を得ることができる。要は、電力検出の対象となる入力データの数は限定されるものではない。
【００５９】
（２−４）また上述の実施の形態においては、積分回路部３２によつて電力データＰ６を平均化した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他の構成の平均化手段を設けるようにしても良い。要は、算出した電力を平均化するようにすれば、上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００６０】
（２−５）また上述の実施の形態においては、マスクパターンＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３及びＭＰ４とマスタークロツクＣＫ１との論理積によつて位相が順次シフトするタイミングクロツクＣＫ３を生成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、２通りのパターンで位相をシフトするような場合には、単にクロツクの反転処理によりクロツク生成するようにしても良い。この点について、図６を用いて説明する。
【００６１】
図２との対応部分に同一符号を付して示す図６において、４０は他の実施の形態による受信電力検波回路を示し、タイミングジエネレータ部４１の構成を除いて図２に示した受信電力検波回路１６とほぼ同様に構成される。この受信電力検波回路４０のタイミングジエネレータ部４１においては、まず受信装置１０の各デイジタル回路の基準動作クロツクとなるマスタークロツクＣＫ１を分周器４１Ａに入力するようになさている。なお、この場合も、マスタークロツクＣＫ１としてはＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数に対して４倍の周波数を有しているものとする。
【００６２】
分周器４１Ａも、分周器３０Ｂと同様に、入力されるマスタークロツクＣＫ１を１／４分周してＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数と等しいタイミングクロツクＣＫ６を生成し、これを反転回路であるインバータ４１Ｂに出力する。インバータ４１Ｂは入力されるタイミングクロツクＣＫ６の論理レベルを反転することにより当該タイミングクロツクＣＫ６に対して位相が 180°シフトしたタイミングクロツクＣＫ７を生成する。
【００６３】
タイミングジエネレータ部４１は、このようにして生成したタイミングクロツクＣＫ６を電力演算部３１のラツチ回路２に供給し、タイミングクロツクＣＫ７を電力演算部３１のラツチ回路３に供給する。ラツチ回路２は入力されるこのタイミングクロツクＣＫ６に基づいてＩデータＤＩを取り込み、ラツチ回路３は入力されるこのタイミングクロツクＣＫ７に基づいてＱデータＤＱを取り込む。この場合、タイミングクロツクＣＫ６とタイミングクロツクＣＫ７は互いに位相が 180°シフトしていることにより、ＩデータＤＩとＱデータＤＱの取り込みタイミングとしても丁度 180°ずれることになる。
【００６４】
ところでＩデータＤＩとＱデータＤＱは位相が一致している。このためタイミングクロツクＣＫ６の位相がＩデータＤＩのシンボルエツジに一致していることにより当該ＩデータＤＩをシンボルエツジのタイミングで取り込んだときには、シンボルの中心付近でＱデータＤＱを取り込むことになる。またこれとは逆にタイミングクロツクＣＫ６の位相がシンボルの中心付近に一致していることにより当該ＩデータＤＩをシンボルの中心付近のタイミングで取り込んだときには、ＱデータＤＱをシンボルエツジのタイミングで取り込むことになる。
【００６５】
ところでこの受信電力検波回路４０においても、このようにして取り込んだＩデータＤＩ２及びＱデータＤＱ２をそれぞれ二乗して加算することにより電力データＰ６を求め、この電力データＰ６を最終的に平均化することにより受信電力値Ｐ７を求めている。このためこのようにして位相が 180°シフトした２つのタイミングクロツクＣＫ６及びＣＫ７を使用して受信電力値Ｐ７を算出した場合と、第１の実施の形態のようにしてシンボル毎に位相がシフトして行く１つのタイミングクロツクＣＫ３を使用して受信電力値Ｐ７を算出した場合とでは、算出される受信電力値Ｐ７は上述したような平均化処理によりほぼ等しくなる。
【００６６】
このようにして位相変化のパターンを２通りとする場合には、２つの入力データ（ＤＩ及びＤＱ）の位相が一致していれば、所定のタイミングクロツクとそれを反転したタイミングクロツクを用いて受信電力値Ｐ７を算出するようにしても、上述の第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。またタイミングジエネレータ部４１としては単にタイミングクロツクの反転処理を行えば良いので、当該タイミングジエネレータ部４１の構成を簡易化することができる。
【００６７】
なお、この例では、タイミングジエネレータ部４１においてタイミングクロツクＣＫ６を反転させることにより位相が 180°シフトしたタイミングクロツクＣＫ７を生成した場合について述べたが、位相シフト量としては例えば90°程度であつても良い。なぜなら一方の入力データを電圧振幅が小さいところで取り込んだときに、他方の入力データを電圧振幅が大きいところで取り込めば同様の効果を得ることができるので、少なくとも一方の入力データと他方の入力データとの取り込みタイミングがずれていれば良い。
【００６８】
要は、位相が一致した第１及び第２の入力データから合成電力値を検出する電力検出装置において、位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、第１のタイミングクロツクに基づいて第１の入力データを取り込み、当該第１の入力データの電圧値を二乗することにより第１の入力データの電力値を算出すると共に、第２のタイミングクロツクに基づいて第２の入力データを取り込み、当該第２の入力データの電圧値を二乗することにより第２の入力データの電力値を算出し、算出した第１の入力データの電力値と第２の入力データの電力値とを加算することにより合成電力値を算出する電力演算手段と、算出された合成電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにすれば、第１の入力データと第２の入力データとでデータの取り込みタイミングがずれるので、従来のように同時に電圧値が小さいところを取り込んだり、或いは同時に電圧値が大きいところを取り込んだりすることを回避し得、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができる。また高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００６９】
（２−６）また上述の実施の形態においては、位相が順次シフトするタイミングクロツクＣＫ３を生成するタイミングジエネレータ部３０と、当該タイミングクロツクＣＫ３に基づいてＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込んで電力データＰ６を算出する電力演算部３１と、当該電力データＰ６を平均化して受信電力値Ｐ７を算出する積分回路部３２とを設けることにより、低消費電力でありながら正確に受信電力値Ｐ７を算出し得る受信電力検波回路１６を実現するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、回路的にはその他の構成であつても良い。要は、入力データの電力値を検出する電力検出装置において、入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込み、当該入力データの電圧値を二乗することにより入力データの電力値を算出する電力演算手段と、算出された入力データの電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにすれば、入力データの取り込みタイミングが順次シフトして行くので従来のように入力データの電圧が小さいところを常に取り込んだり、入力データの電圧値が大きいところを常に取り込んだりすることを回避して入力データの各部分から電力値を算出し得ると共に、算出した電力値を平均化し得ることから正確な電力値を算出し得る。従つて、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができると共に、高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００７０】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成し、当該タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込んで電力値を算出すると共に、当該電力値を平均化するようにしたことにより、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができ、かくして低消費電力でありながら高精度に電力値を検出し得る。
【００７１】
また位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成し、当該第１及び第２のタイミングクロツクに基づいてそれぞれ第１及び第２の入力データを取り込んで各電力値を算出して加算することにより合成電力値を算出すると共に、当該合成電力値を平均化するようにしたことにより、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力値を検出することができ、かくして低消費電力でありながら高精度に電力値を検出し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信電力検波回路を適用した受信装置の構成を示すブロツク図である。
【図２】第１の実施の形態による受信電力検波回路の構成を示すブロツク図である。
【図３】４パターンマスキング回路が有するマスクパターンを示す信号波形図である。
【図４】マスクパターンとタイミングクロツクとのタイミング関係を示すタイミングチヤートである。
【図５】マスクパターンのパターン数と受信電力値の精度との関係を示す特性曲線図である。
【図６】他の実施の形態による受信電力検波回路を示すブロツク図である。
【図７】従来の受信電力検波回路の構成を示すブロツク図である。
【図８】従来の受信電力検波回路においてＩデータ及びＱデータを取り込むときのタイミングを示すタイミングチヤートである。
【符号の説明】
１、１６、４０……受信電力検波回路、２、３、９、３２Ｃ……ラツチ回路、４、３０Ｂ、４１Ａ……分周器、５、６……二乗回路、７、３２Ａ……加算器、８、１３、３２Ｂ……乗算器、１０……受信装置、１１……アンテナ、１２……高周波増幅器、１４……局部発振器、１５……可変利得増幅器、１７……直交復調器、１８、１９……アナログデイジタル変換器、２０……復調部、２１……表示器、３０、４１……タイミングジエネレータ部、３１……電力演算部、３２……積分回路部、３０Ａ……４パターンマスキング回路、３０Ｃ……４進カウンタ回路、３１Ａ……減算器、４１Ｂ……インバータ。
【目次】
以下の順序で本発明を説明する。
【０００２】
発明の属する技術分野
従来の技術（図７）
発明が解決しようとする課題（図８）
課題を解決するための手段
発明の実施の形態
（１）第１の実施の形態
（１−１）受信装置の全体構成（図１）
（１−２）受信電力検波回路の構成（図２〜図４）
（１−３）動作及び効果
（２）他の実施の形態（図５及び図６）
発明の効果
【０００３】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力検出装置に関し、例えば携帯電話機に搭載される受信電力検波回路に適用して好適なものである。
【０００４】
【従来の技術】
従来、携帯電話機においては、受信電力検波回路を用いて受信電力を検出し、その検出結果に基づいて可変利得増幅器の利得を制御することにより受信信号を所望電力に調整するようになされている。これにより携帯電話機においては、伝送路上でフエージング等の影響を受けた場合でも、受信信号の信号レベルを一定にして復調処理を行うことができる。
【０００５】
ここでこの受信電力検波回路について、図７を用いて以下に具体的に説明する。但し、以降の説明では、受信信号にＱＰＳＫ変調（Quadrature Phase Shift Keying ：４相位相変調）が施されているものとして説明する。まず図７に示すように、受信電力検波回路１においては、受信信号から復調した同相信号のデータＤＩ（以下、これを単にＩデータと呼ぶ）及び直交信号のデータＤＱ（以下、これを単にＱデータと呼ぶ）をそれぞれラツチ回路２、３に入力するようになされている。因みに、このＩデータＤＩ及びＱデータＤＱは、受信信号に対して直交復調処理を施すことにより取り出された同相信号及び直交信号にアナログデイジタル変換処理を施すことにより生成されたデータである。
【０００６】
ラツチ回路２、３のクロツク入力端ＣＬＫには携帯電話機のマスタークロツクＣＫ１又は当該マスタークロツクＣＫ１を分周器４によつて分周したクロツクＣＫ２が入力されている。ラツチ回路２、３は、それぞれこのクロツクＣＫ１又はＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用し、当該クロツクＣＫ１又はＣＫ２に基づいて、データ入力端ＩＮに入力されたＩデータＤＩ又はＱデータＤＱをサンプリングして取り込み、これをラツチ出力ＤＩ１、ＤＱ１としてデータ出力端ＯＵＴを介して二乗回路５、６に出力する。
【０００７】
二乗回路５は、ラツチ出力ＤＩ１の電圧値を二乗することによりＩデータＤＩの電力ＰＩ１を算出し、これを加算器７に出力する。同様に、二乗回路６は、ラツチ出力ＤＱ１の電圧値を二乗することによりＱデータＤＱの電力ＰＱ１を算出し、これを加算器７に出力する。加算器７はこれらの電力ＰＩ１及びＰＱ１を加算することにより合成電力Ｐ１を算出し、これを乗算器８に出力する。乗算器８は後段の回路がオーバーフローしないようにするために合成電力Ｐ１に所定係数ｋを乗算し、その結果得られる受信電力Ｐ２を出力用のラツチ回路９に出力する。
【０００８】
ラツチ回路９のクロツク入力端ＣＬＫには同様にマスタークロツクＣＫ１又はクロツクＣＫ２が入力されており、当該ラツチ回路９は、このクロツクＣＫ１又はＣＫ２に基づいて、データ入力端ＩＮに入力された受信電力Ｐ２を取り込み、これを受信電力値Ｐ３としてデータ出力端ＯＵＴから出力する。このようにしてこの受信電力検波回路１では、入力されるＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを所定のクロツクＣＫ１又はＣＫ２に基づいて取り込み、その電圧値をそれぞれ二乗することにより各データの電力ＰＩ１、ＰＱ１を算出した後、これを加算することにより、受信電力値Ｐ３を算出するようになされている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところでかかる従来の受信電力検波回路１においては、低消費電力で高精度の電力検出が行えないといつた問題がある。この点について、以下に具体例を上げて説明する。まず例えばマスタークロツクＣＫ１のクロツク周波数がＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数の４倍であるとし、このようなマスタークロツクＣＫ１を分周せずにそのままサンプリングクロツクとして使用したとすると、ＩデータＤＩ又はＱデータＤＱに対するサンプリングタイミングとしては、図８（Ａ）及び（Ｄ）に示すような関係になる。すなわちこの場合には、１シンボル周期で４回サンプリングすることになり、シンボル周期に対して比較的小さい間隔でサンプリングするために正確な受信電力値Ｐ３を得ることができる。しかしながらこの場合には、サンプリングクロツクの周波数が高いことにより、ＣＭＯＳ系の回路構成を有するラツチ回路２、３、９や二乗回路５、６等が高速に動作しなければならず、その結果、受信電力検波回路１の消費電力が全体として大きくなるといつた問題がある。
【００１０】
これに対してマスタークロツクＣＫ１を１／４分周することによりシンボル周期と等しいクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には、サンプリングタイミングとしては図８（Ａ）及び（Ｂ）に示すような関係になる。すなわちこの場合には、１シンボル周期で１回サンプリングすることになり、ラツチ回路２、３、９及び二乗回路５、６等の動作速度が遅くなるので、マスタークロツクＣＫ１をサンプリングクロツクとして使用した場合に比べて消費電力を低減することが可能となる。
【００１１】
またマスタークロツクＣＫ１を１／８分周することによりシンボル周期の２倍の周期を有するクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には、サンプリングタイミングとしては図８（Ａ）及び（Ｃ）に示すような関係になる。すなわちこの場合には、２シンボル周期で１回サンプリングすることになり、ラツチ回路２、３、９及び二乗回路５、６等の動作速度がさらに遅くなるので、消費電力をさらに低減することが可能となる。
【００１２】
ところでマスタークロツクＣＫ１を分周したクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には消費電力を低減し得るが、その反面、受信電力値Ｐ３を正確に算出し得ないといつた不都合が生じる。この受信電力値Ｐ３の不正確さはシンボルとサンプリングクロツクの位相関係によつて生じる。例えば図８（Ｂ）に示すように、シンボル周期と等しいクロツクＣＫ２を発生したとしても、シンボルとクロツクＣＫ２との位相関係は必ずしも毎回同じになるのではなく、クロツクＣＫ２を発生したタイミングに依存してその位相関係はランダムになる。図８（Ｂ）に示すように、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングがシンボル周期と一致することもあるし、或いは図８（Ｅ）に示すように、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングがシンボル周期に対して半周期ずれることもある。
【００１３】
この場合、図８（Ｂ）に示すような位相関係が生じた場合には、基本的に以降この位相関係が維持され、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングは常にシンボル周期と一致することになる。ここでクロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングでサンプリングするものとすると、アイパターンのくびれ位相のところ（すなわち電圧振幅が小さいところ）を毎回サンプリングすることになり、その結果、実際の受信電力値に比して比較的小さな受信電力値Ｐ３が算出される。
【００１４】
これに対して図８（Ｅ）に示すような位相関係が生じた場合には、クロツクＣＫ２の立ち上がりタイミングは常にシンボルの中心と一致することなるので、アイパターンの膨らみ位相のところ（すなわち電圧振幅が大きいところ）を毎回サンプリングすることになり、その結果、実際の受信電力値に比して比較的大きな受信電力値Ｐ３が算出される。
【００１５】
このようにしてマスタークロツクＣＫ１を１／４分周することにより生成されたクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合には、受信電力値Ｐ３を正確に算出し得ないといつた問題がある。なお、この問題は、図８（Ｃ）に示すように、マスタークロツクＣＫ１を１／８分周することにより生成されたクロツクＣＫ２をサンプリングクロツクとして使用した場合にも、同様にして起こり得る。
【００１６】
またマスタークロツクＣＫ１を分周してシンボル周期と等しいクロツクＣＫ２を生成し、これをサンプリングクロツクとして使用した場合、マスタークロツクＣＫ１を発生する発振器の周波数ずれ等により僅かながらシンボル周波数とサンプリングクロツクの周波数がずれていると、位相関係が徐々にずれて行くので、実際には受信電力値に変化が無いような状態でも、うねりの周期で受信電力値Ｐ３が変化するといつた不都合も生じる。例えば周波数に１[Hz]のずれがあると、１秒の周期で受信電力値Ｐ３にうねりが生じることになる。
【００１７】
このようにして従来の受信電力検波回路１では、高精度に受信電力値Ｐ３を得ようとするとクロツク周波数を上げなければならないので消費電力が増加するといつた問題があり、逆に消費電力を低減しようとするとクロツクと入力データの位相関係により受信電力値Ｐ３がばらついて高精度に受信電力値Ｐ３を得られないといつた問題があり、電力検出装置として未だ不十分なところがある。
【００１８】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、低消費電力で高精度に電力値を検出し得る電力検出装置を提案しようとするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、入力データの電力値を検出する電力検出装置において、入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込み、当該入力データの電圧値を二乗することにより入力データの電力値を算出する電力演算手段と、算出された入力データの電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにした。
【００２０】
このようにして入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成し、当該タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込んで電力値を算出すると共に、当該電力値を平均化するようにしたことにより、入力データの取り込みタイミングが順次シフトして行くので従来のように入力データの電圧が小さいところを常に取り込んだり、入力データの電圧値が大きいところを常に取り込んだりすることを回避して入力データの各部分から電力値を算出し得ると共に、算出した電力値を平均化し得ることから正確な電力値を算出し得る。従つてこの電力検出装置の場合には、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができると共に、高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００２１】
また本発明においては、位相が一致した第１及び第２の入力データから合成電力値を検出する電力検出装置において、位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、第１のタイミングクロツクに基づいて第１の入力データを取り込み、当該第１の入力データの電圧値を二乗することにより第１の入力データの電力値を算出すると共に、第２のタイミングクロツクに基づいて第２の入力データを取り込み、当該第２の入力データの電圧値を二乗することにより第２の入力データの電力値を算出し、算出した第１の入力データの電力値と第２の入力データの電力値とを加算することにより合成電力値を算出する電力演算手段と、算出された合成電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにした。
【００２２】
このようにして位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成し、当該第１及び第２のタイミングクロツクに基づいてそれぞれ第１及び第２の入力データを取り込んで各電力値を算出して加算することにより合成電力値を算出すると共に、当該合成電力値を平均化するようにしたことにより、第１の入力データと第２の入力データとでデータの取り込みタイミングがずれるので、従来のように同時に電圧値が小さいところを取り込んだり、或いは同時に電圧値が大きいところを取り込んだりすることを回避し得、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができる。また高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００２４】
（１）第１の実施の形態
（１−１）受信装置の全体構成
図１において、１０は全体として本発明を適用した受信装置を示し、例えば携帯電話機等の無線通信端末装置の受信装置として用いられる。この受信装置１０においては、アンテナ１１によつて受信した受信信号Ｓ１をまず高周波増幅器１２に入力するようになされている。この高周波増幅器１２は入力される受信信号Ｓ１を所定電力に増幅し、その結果得られる受信信号Ｓ２を周波数変換回路を構成する乗算器１３に出力する。乗算器１３は局部発振器１４によつて発生したクロツク信号Ｓ３を受信信号Ｓ２に対して乗算することにより当該受信信号Ｓ２に周波数変換（いわゆるダウンコンバート）を施し、その結果得られるベースバンド信号Ｓ４を可変利得増幅器１５に出力する。
【００２５】
可変利得増幅器１５は受信電力検波回路１６から供給される利得制御信号Ｓ５に基づいてベースバンド信号Ｓ４の電力を調整する増幅器であり、当該利得制御信号Ｓ５に基づいた利得でベースバンド信号Ｓ４を増幅し、その結果得られるベースバンド信号Ｓ６を直交復調器１７に出力する。
【００２６】
直交復調器１７においては、まずベースバンド信号Ｓ６を乗算器１７Ａ、１７Ｂに入力する。乗算器１７Ａは発振器１７Ｃによつて生成したクロツク信号Ｓ７をベースバンド信号Ｓ６に乗算することにより当該ベースバンド信号Ｓ６からＩ信号Ｓ８を取り出し、これを後段のアナログデイジタル変換器１８に出力する。一方、乗算器１７Ｂは、移相器１７Ｄによつてクロツク信号Ｓ７の位相を90°位相シフトすることにより生成されたクロツク信号Ｓ９を受け、これをベースバンド信号Ｓ６に乗算することによりＱ信号Ｓ１０を取り出し、これを後段のアナログデイジタル変換器１９に出力する。
【００２７】
アナログデイジタル変換器１８はＩ信号Ｓ８に対してアナログデイジタル変換処理を施すことによりＩデータＤＩを生成し、これを復調部２０及び受信電力検波回路１６に出力する。同様に、アナログデイジタル変換器１９はＱ信号Ｓ１０に対してアナログデイジタル変換処理を施すことによりＱデータＤＱを生成し、これを復調部２０及び受信電力検波回路１６に出力する。
【００２８】
復調部２０は、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱによつて示されるデータを取り出し、これを受信データＳ１１として出力する。これによりこの受信装置１０では、通信相手から送信されたデータを復元し得、受信データＳ１１として出力し得る。
【００２９】
一方、受信電力検波回路１６は、入力されるＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを基に受信電力値を算出し、当該受信電力値に基づいた利得制御信号Ｓ５を生成し、これを可変利得増幅器１５に出力する。これによりこの受信装置１０では、可変利得増幅器１５の利得を制御してベースバンド信号Ｓ４を所望電力に調整し得、伝送路上でフエージング等の影響を受けた場合でも、ベースバンド信号の信号レベルを一定にして復調処理を行うことができる。また受信電力検波回路１６は、算出した受信電力値を示す電力値データＳ１２を例えば液晶デイスプレイ等の表示器２１に出力する。これによりこの受信装置１０では、算出した受信電力値を表示器２１に表示して、ユーザにその受信電力値を知らせることができる。
【００３０】
なお、ここでは特に図示していないが、アナログデイジタル変換器１８、１９、復調部２０及び受信電力検波回路１６等のデイジタル回路にはマスタークロツクが供給されており、これらのデイジタル回路はこのマスタークロツク又は当該マスタークロツクを分周したクロツクに基づいて動作するようになされている。
【００３１】
（１−２）受信電力検波回路の構成
ここで図２を用いて受信電力検波回路１６の構成を具体的に説明する。図７との対応部分に同一符号を付した図２に示すように、受信電力検波回路１６は、大きく分けて電力検出のタイミングクロツクＣＫ３を生成するタイミングジエネレータ部３０と、当該タイミングクロツクＣＫ３に基づいて入力データ（すなわちＩデータＤＩ及びＱデータＤＱ）を取り込んで電力データＰ６を算出する電力演算部３１と、当該電力データＰ６の値を平均化して受信電力値Ｐ７を算出する積分回路部３２とによつて構成される。
【００３２】
タイミングジエネレータ部３０においては、まず受信装置１０の各デイジタル回路の基準動作クロツクとなるマスタークロツクＣＫ１を受け、これを４パターンマスキング回路３０Ａ及び分周器３０Ｂに入力するようになされている。なお、以降の説明では、マスタークロツクＣＫ１がＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数に対して４倍の周波数を有しているものとして説明する。
【００３３】
分周器３０ＢはこのマスタークロツクＣＫ１を１／４分周することによりシンボル周波数に等しいクロツクＣＫ４を生成し、これを４進カウンタ回路３０Ｃ、４パターンマスキング回路３０Ａ及び後述する積分回路部３２に出力する。４進カウンタ回路３０Ｃは、クロツクＣＫ４に基づいて「１」〜「４」までの値を循環的にカウントし、そのカウント値を示すカウントデータＳ２０を４パターンマスキング回路３０Ａに出力する。
【００３４】
４パターンマスキング回路３０Ａは内部に例えばＲＯＭからなるメモリを有しており、当該メモリに位相の異なる第１から第４までの４種類のマスクパターンを記憶している。４パターンマスキング回路３０Ａは、クロツクＣＫ４をこのメモリの読出クロツクとして使用し、カウントデータＳ２０の値に基づいてこの４種類のマスクパターンのうち対応するマスクパターンをそのメモリから読み出す。例えばカウントデータＳ２０の値が「１」であれば第１のマスクパターンを読み出し、カウントデータＳ２０の値が「２」であれば第２のマスクパターンを読み出し、カウントデータＳ２０の値が「３」であれば第３のマスクパターンを読み出し、カウントデータＳ２０の値が「４」であれば第４のマスクパターンを読み出す。
【００３５】
そして４パターンマスキング回路３０Ａは、この読み出したマスクパターンとマスタークロツクＣＫ１との論理積を求めることにより、クロツクＣＫ４に同期して位相が順次シフトして行くタイミングクロツクＣＫ３を生成し、これを電力演算部３１に出力する。この場合、クロツクＣＫ４の周波数がＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数と等しいことから、タイミングクロツクＣＫ３としてはＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル毎に位相が順次シフトして行くクロツクとなつている。
【００３６】
このようにしてタイミングジエネレータ部３０では、予め位相の異なる第１から第４のマスクパターンを用意しておき、４進カウンタ回路３０ＣのカウントデータＳ２０の値に基づいて対応するマスクパターンを読み出し、これとマスタークロツクＣＫ１との論理積を求めてタイミングクロツクＣＫ３を生成するようにしたことにより、簡易な構成で、位相が順次シフトして行くタイミングクロツクＣＫ３を容易に生成することができる。
【００３７】
電力演算部３１においては、タイミングジエネレータ部３０から供給されるこのタイミングクロツクＣＫ３をサンプリングクロツクとしてそれぞれラツチ回路２、３のクロツク入力端ＣＬＫに入力する。ラツチ回路２のデータ入力端ＩＮにはＩデータＤＩが入力されており、当該ラツチ回路２はこのＩデータＤＩをタイミングクロツクＣＫ３の例えば立ち上がりタイミングで取り込み、これをラツチ出力ＤＩ２としてデータ出力端ＯＵＴを介して二乗回路５に出力する。同様に、ラツチ回路３のデータ入力端ＩＮにはＱデータＤＱが入力されており、当該ラツチ回路３はこのＱデータＤＱをタイミングクロツクＣＫ３の例えば立ち上がりタイミングで取り込み、これをラツチ出力ＤＱ２としてデータ出力端ＯＵＴを介して二乗回路６に出力する。
【００３８】
二乗回路５は、ラツチ出力ＤＩ２の電圧値を二乗することによりＩデータＤＩの電力ＰＩ２を算出し、これを加算器７に出力する。同様に、二乗回路６は、ラツチ出力ＤＱ２の電圧値を二乗することによりＱデータＤＱの電力ＰＱ２を算出し、これを加算器７に出力する。加算器７はこれらの電力ＰＩ２及びＰＱ２を加算することにより合成電力Ｐ４を算出し、これを減算器３１Ａに出力する。因みに、この図２と図７との比較から分かるように、合成電力Ｐ４を得るまでの電力演算部３１の回路構成は従来のものとほぼ同じであるが、データ取り込みのためのタイミングクロツクＣＫ３が異なつていることから算出される合成電力Ｐ４の値は従来の合成電力Ｐ１と異なつている。
【００３９】
減算器３１Ａには合成電力Ｐ４の他にも所定の閾値Ｄthが入力されており、当該減算器３１Ａは合成電力Ｐ４から閾値Ｄthを減算し、その減算結果Ｐ５を乗算器８に出力する。なお、この減算結果Ｐ５は、合成電力Ｐ４から閾値Ｄthを減算した結果であることから、合成電力Ｐ４が閾値Ｄthよりも大きければ正の値となり、合成電力Ｐ４が閾値Ｄthよりも小さければ負の値となる。乗算器８は減算結果Ｐ５に所定係数ｋを乗算し、その結果得られる電力データＰ６を続く積分回路部３２に出力する。
【００４０】
積分回路部３２においては、電力演算部３１から供給される電力データＰ６をまず加算器３２Ａに入力する。この加算器３２Ａには１シンボル前に算出された受信電力値Ｐ７に乗算器３２Ｂを介して所定係数ｍを乗算した電力データＰ８が入力されており、当該加算器３２Ａはこの電力データＰ８と電力データＰ６とを加算することにより平均化電力データＰ９を算出し、これをラツチ回路３２Ｃのデータ入力端ＩＮに出力する。
【００４１】
ラツチ回路３２Ｃのクロツク入力端ＣＬＫにはタイミングジエネレータ部３０の分周器３０Ｂで分周したクロツクＣＫ４が入力されており、当該ラツチ回路３２ＣはこのクロツクＣＫ４に基づいて平均化電力データＰ９をラツチし、これを受信電力値Ｐ７としてデータ出力端ＯＵＴから出力する。
【００４２】
このようにして積分回路部３２においては、現シンボルまでに算出した電力データＰ８に対して現シンボルから算出した電力データＰ６を加算するいわゆる積分処理により平均化電力データＰ９を算出し、これをラツチして受信電力値Ｐ７として出力している。因みに、電力データＰ６が閾値Ｄthとの差分データであることから、実際の電力値としてはこの受信電力値Ｐ７に閾値Ｄthを加算した値となる。
【００４３】
なお、ここでは特に図示していなが、受信電力検波回路１６においては信号生成手段を有しており、この信号生成手段によつてこの受信電力値Ｐ７に基づいて上述した利得制御信号Ｓ５及び電力値データＳ１２を生成し、これをそれぞれ可変利得増幅器１５及び表示器２１に出力するようになされている。
【００４４】
ここでタイミングジエネレータ部３０におけるタイミングクロツクＣＫ３の生成方法について、図３及び図４を用いて説明する。まず４パターンマスキング回路３０Ａのメモリには、図３（Ｂ）〜（Ｅ）に示すような４種類のマスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４が格納されており、４パターンマスキング回路３０Ａは４進カウンタ回路３０Ｃから出力されるカウントデータＳ２０の値に基づいてこれら４種類のマスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４の中から対応するマスクパターンを読み出す。
【００４５】
すなわち４パターンマスキング回路３０Ａは、カウントデータＳ２０の値が「１」であれば第１のマスクパターンＭＰ１を読み出し、カウントデータＳ２０の値が「２」であれば第２のマスクパターンＭＰ２を読み出すといつた具合に対応するマスクパターンを読み出す。この場合、カウントデータＳ２０としては「１」〜「４」までの値が循環的に出力されるので、マスクパターンとしてもＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３、ＭＰ４、ＭＰ１、……といつた具合に順番に読み出されることになる。
【００４６】
なお、この図３から分かるように、各マスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４においては論理レベル「Ｈ」の区間がそれぞれマスタークロツクＣＫ１の１周期分になつている。また各マスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４においては、論理レベル「Ｈ」の区間がマスタークロツクＣＫ１の１周期分ずつシフトしており、シンボル周期を基準にして考えれば位相が90°ずつシフトしている。
【００４７】
４パターンマスキング回路３０Ａはこのようにして読み出したマスクパターンＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３又はＭＰ４と入力されるマスタークロツクＣＫ１との論理積を順に求めることによりタイミングクロツクＣＫ３を生成する。すなわち図４に示すように、４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ１においてカウントデータＳ２０の値が「１」になるとマスクパターンＭＰ１を読み出し、このマスクパターンＭＰ１とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。続いて４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ２においてカウントデータＳ２０の値が「２」になるとマスクパターンＭＰ２を読み出し、このマスクパターンＭＰ２とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。
【００４８】
続いて４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ３においてカウントデータＳ２０の値が「３」になるとマスクパターンＭＰ３を読み出し、このマスクパターンＭＰ３とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。続いて４パターンマスキング回路３０Ａは、時点ｔ４においてカウントデータＳ２０の値が「４」になるとマスクパターンＭＰ４を読み出し、このマスクパターンＭＰ４とマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、これをタイミングクロツクＣＫ３として出力する。
【００４９】
以下、同様に、４パターンマスキング回路３０Ａは、カウントデータＳ２０の値が変わる度にマスクパターンＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３又はＭＰ４を読み出してマスタークロツクＣＫ１との論理積を求め、その演算結果をタイミングクロツクＣＫ３として出力する。これにより４パターンマスキング回路３０Ａは、図４（Ｆ）に示すように、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル毎に論理レベル「Ｈ」の区間がマスタークロツクＣＫ１の１周期分ずつシフトして行く、いわゆるシンボル毎に位相が順次シフトして行くようなタイミングクロツクＣＫ３を生成する。
【００５０】
（１−３）動作及び効果
以上の構成において、この受信電力検波回路１６の場合には、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込むためのタイミングクロツクとして、図４（Ｆ）に示すように、シンボル毎に位相が順次シフトして行くようなタイミングクロツクＣＫ３を生成する。受信電力検波回路１６では、このタイミングクロツクＣＫ３の例えば立ち上がりタイミングでＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込み、その取り込んだＩデータ（ＤＩ２）及びＱデータ（ＤＱ２）の電圧値に基づいて電力データＰ６を算出し、これを積分回路部３２によつて平均化して受信電力値Ｐ７を生成する。
【００５１】
これにより例えば図４（Ｆ）及び（Ｈ）に示すように、タイミングクロツクＣＫ３の最初のタイミングがシンボルエツジに一致していたとしても、次のシンボルのときにはタイミングクロツクＣＫ３のタイミングはシンボルの先頭から１／４付近となり、さらに次のシンボルのときにはタイミングクロツクＣＫ３のタイミングはシンボルの先頭から２／４付近となり、さらに次のシンボルのときにはタイミングクロツクＣＫ３のタイミングはシンボルの先頭から３／４付近となる。このようにしてＩデータＤＩ及びＱデータＤＱの取り込みタイミングがずれて行くことにより、従来のようにシンボルエツジ付近（すなわち電圧値が小さいところ）を常に取り込むことによつて受信電力値Ｐ７が実際の値よりも小さくなるといつたことや、シンボルの中心付近（すなわち電圧値が大きいところ）を常に取り込むことによつて受信電力値Ｐ７が実際の値よりも大きくなるといつたことを未然に回避し得る。
【００５２】
因みに、この受信電力検波回路１６の場合には、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱの取り込みタイミングが毎回シフトして行くので一見すると受信電力値Ｐ７の値がばらつくように見えるが、この受信電力検波回路１６の場合には、取り込んだＩデータ（ＤＩ２）及びＱデータ（ＤＱ２）に基づいて電力データＰ６を算出し、これを積分回路部３２によつて平均化することにより平均化電力データＰ９を生成し、この平均化電力データＰ９を受信電力値Ｐ７として出力しているので受信電力値Ｐ７がばらつくようなことはなく、あたかもマスタークロツクＣＫ１のタイミングでデータ取り込みを行つて算出したかのように正確な受信電力値Ｐ７を算出し得る。
【００５３】
また積分回路部３２によつて電力データＰ６を平均化していることにより、従来のようにシンボル周波数に対してマスタークロツクＣＫ１の周波数が僅かながらずれていたとしても、従来のように受信電力値Ｐ７の値がうねりの周期で変化するといつたことも未然に回避し得る。
【００５４】
さらにこの受信電力検波回路１６の場合には、データの取り込みタイミングとしては１シンボルに１回となるので、ラツチ回路２、３及び３２Ｃや二乗回路５及び６等の各デイジタル回路はシンボル周波数で動作することになり、マスタークロツクＣＫ１で動作する場合に比して動作速度が遅くなる。従つてこの受信電力検波回路１６の場合には、消費電力が少ないにも係わらず、マスタークロツクＣＫ１でサンプリングしたかのように正確な受信電力値Ｐ７を得ることができる。
【００５５】
かくするにつき以上の構成によれば、ＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボルに対して位相が順次シフトして行くタイミングクロツクＣＫ３を生成し、当該タイミングクロツクＣＫ３に基づいてＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込んで電力データＰ６を生成し、当該電力データＰ６を平均化して受信電力値Ｐ７を求めるようにしたことにより、低消費電力でありながら正確に受信電力値Ｐ７を算出することができ、かくして低消費電力で高精度に受信電力値Ｐ７を検出し得る受信電力検波回路１６を実現し得る。
【００５６】
（２）他の実施の形態
（２−１）なお上述の実施の形態においては、４種類のマスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４を用意しておき、当該マスクパターンＭＰ１〜ＭＰ４を使用して位相が４通りに変化するタイミングクロツクＣＫ３を生成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば２種類又は６種類のマスクパターンを用意しておき、当該２種類又は６種類のマスクパターンを使用して位相が２通り又は６通りに変化するタイミングクロツクを生成するようにしても良い。ここでマスクパターンの種類を変えたときの受信電力値Ｐ７の精度を図５に示す。この図５においては、横軸にマスクパターンの種類すなわちパターン数を示し、縦軸に受信電力値Ｐ７の精度を示す分散値σ2 （分散値は一般的にばらつきを示す）を示している。この図５から分かるように、パターン数が多ければ多い程、分散値σ2 が小さくなり、受信電力値Ｐ７の精度が高くなることが分かる。因みに、この図５において、パターン数が「１」というのはタイミングクロツクの位相がシフトしないこと、すなわち従来方式を示しており、極端に精度が悪くなつていることが分かる。従つてこの図５から分かるように、少なくともパターン数として２種類以上用意してタイミングクロツクの位相を２通り以上に変化させるようにすれば、ほぼ上述の場合と同様の効果を得ることができる。なお、パターン数を変更する場合には、少なくともマスタークロツクＣＫ１の速度とシンボル速度の比（すなわち周波数比）がパターン数よりも大きくなるように設定すれば良い。
【００５７】
（２−２）また上述の実施の形態においては、マスタークロツクＣＫ１を１／４分周し、１シンボルにつき１回の割合でＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込むようなタイミングクロツクＣＫ３を生成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、マスタークロツクの分周比をさらに大きくして所定シンボル毎にＩデータ及びＱデータを取り込むようにしても良い。要は、Ｉデータ及びＱデータの取り込みタイミングがシンボル毎にずれて行くように、位相が順次シフトして行くようなタイミングクロツクを生成するようにすれば、マスタークロツクに対する分周比としてはその他の値でも良い。
【００５８】
（２−３）また上述の実施の形態においては、受信信号Ｓ１がＱＰＳＫ変調されているものとして電力検出の対象となる入力データがＩデータＤＩ及びＱデータＤＱの２種類ある場合について述べたが、本発明はこれに限らず、受信信号Ｓ１がＢＰＳＫ変調（Binary Phase Shift Keying ：２相位相変調）されているときのように、電力検出の対象となるデータが１種類であつても、上述の場合と同様に本発明を適用して同様の効果を得ることができる。要は、電力検出の対象となる入力データの数は限定されるものではない。
【００５９】
（２−４）また上述の実施の形態においては、積分回路部３２によつて電力データＰ６を平均化した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他の構成の平均化手段を設けるようにしても良い。要は、算出した電力を平均化するようにすれば、上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００６０】
（２−５）また上述の実施の形態においては、マスクパターンＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３及びＭＰ４とマスタークロツクＣＫ１との論理積によつて位相が順次シフトするタイミングクロツクＣＫ３を生成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、２通りのパターンで位相をシフトするような場合には、単にクロツクの反転処理によりクロツク生成するようにしても良い。この点について、図６を用いて説明する。
【００６１】
図２との対応部分に同一符号を付して示す図６において、４０は他の実施の形態による受信電力検波回路を示し、タイミングジエネレータ部４１の構成を除いて図２に示した受信電力検波回路１６とほぼ同様に構成される。この受信電力検波回路４０のタイミングジエネレータ部４１においては、まず受信装置１０の各デイジタル回路の基準動作クロツクとなるマスタークロツクＣＫ１を分周器４１Ａに入力するようになさている。なお、この場合も、マスタークロツクＣＫ１としてはＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数に対して４倍の周波数を有しているものとする。
【００６２】
分周器４１Ａも、分周器３０Ｂと同様に、入力されるマスタークロツクＣＫ１を１／４分周してＩデータＤＩ及びＱデータＤＱのシンボル周波数と等しいタイミングクロツクＣＫ６を生成し、これを反転回路であるインバータ４１Ｂに出力する。インバータ４１Ｂは入力されるタイミングクロツクＣＫ６の論理レベルを反転することにより当該タイミングクロツクＣＫ６に対して位相が 180°シフトしたタイミングクロツクＣＫ７を生成する。
【００６３】
タイミングジエネレータ部４１は、このようにして生成したタイミングクロツクＣＫ６を電力演算部３１のラツチ回路２に供給し、タイミングクロツクＣＫ７を電力演算部３１のラツチ回路３に供給する。ラツチ回路２は入力されるこのタイミングクロツクＣＫ６に基づいてＩデータＤＩを取り込み、ラツチ回路３は入力されるこのタイミングクロツクＣＫ７に基づいてＱデータＤＱを取り込む。この場合、タイミングクロツクＣＫ６とタイミングクロツクＣＫ７は互いに位相が 180°シフトしていることにより、ＩデータＤＩとＱデータＤＱの取り込みタイミングとしても丁度 180°ずれることになる。
【００６４】
ところでＩデータＤＩとＱデータＤＱは位相が一致している。このためタイミングクロツクＣＫ６の位相がＩデータＤＩのシンボルエツジに一致していることにより当該ＩデータＤＩをシンボルエツジのタイミングで取り込んだときには、シンボルの中心付近でＱデータＤＱを取り込むことになる。またこれとは逆にタイミングクロツクＣＫ６の位相がシンボルの中心付近に一致していることにより当該ＩデータＤＩをシンボルの中心付近のタイミングで取り込んだときには、ＱデータＤＱをシンボルエツジのタイミングで取り込むことになる。
【００６５】
ところでこの受信電力検波回路４０においても、このようにして取り込んだＩデータＤＩ２及びＱデータＤＱ２をそれぞれ二乗して加算することにより電力データＰ６を求め、この電力データＰ６を最終的に平均化することにより受信電力値Ｐ７を求めている。このためこのようにして位相が 180°シフトした２つのタイミングクロツクＣＫ６及びＣＫ７を使用して受信電力値Ｐ７を算出した場合と、第１の実施の形態のようにしてシンボル毎に位相がシフトして行く１つのタイミングクロツクＣＫ３を使用して受信電力値Ｐ７を算出した場合とでは、算出される受信電力値Ｐ７は上述したような平均化処理によりほぼ等しくなる。
【００６６】
このようにして位相変化のパターンを２通りとする場合には、２つの入力データ（ＤＩ及びＤＱ）の位相が一致していれば、所定のタイミングクロツクとそれを反転したタイミングクロツクを用いて受信電力値Ｐ７を算出するようにしても、上述の第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。またタイミングジエネレータ部４１としては単にタイミングクロツクの反転処理を行えば良いので、当該タイミングジエネレータ部４１の構成を簡易化することができる。
【００６７】
なお、この例では、タイミングジエネレータ部４１においてタイミングクロツクＣＫ６を反転させることにより位相が 180°シフトしたタイミングクロツクＣＫ７を生成した場合について述べたが、位相シフト量としては例えば90°程度であつても良い。なぜなら一方の入力データを電圧振幅が小さいところで取り込んだときに、他方の入力データを電圧振幅が大きいところで取り込めば同様の効果を得ることができるので、少なくとも一方の入力データと他方の入力データとの取り込みタイミングがずれていれば良い。
【００６８】
要は、位相が一致した第１及び第２の入力データから合成電力値を検出する電力検出装置において、位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、第１のタイミングクロツクに基づいて第１の入力データを取り込み、当該第１の入力データの電圧値を二乗することにより第１の入力データの電力値を算出すると共に、第２のタイミングクロツクに基づいて第２の入力データを取り込み、当該第２の入力データの電圧値を二乗することにより第２の入力データの電力値を算出し、算出した第１の入力データの電力値と第２の入力データの電力値とを加算することにより合成電力値を算出する電力演算手段と、算出された合成電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにすれば、第１の入力データと第２の入力データとでデータの取り込みタイミングがずれるので、従来のように同時に電圧値が小さいところを取り込んだり、或いは同時に電圧値が大きいところを取り込んだりすることを回避し得、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができる。また高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００６９】
（２−６）また上述の実施の形態においては、位相が順次シフトするタイミングクロツクＣＫ３を生成するタイミングジエネレータ部３０と、当該タイミングクロツクＣＫ３に基づいてＩデータＤＩ及びＱデータＤＱを取り込んで電力データＰ６を算出する電力演算部３１と、当該電力データＰ６を平均化して受信電力値Ｐ７を算出する積分回路部３２とを設けることにより、低消費電力でありながら正確に受信電力値Ｐ７を算出し得る受信電力検波回路１６を実現するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、回路的にはその他の構成であつても良い。要は、入力データの電力値を検出する電力検出装置において、入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込み、当該入力データの電圧値を二乗することにより入力データの電力値を算出する電力演算手段と、算出された入力データの電力値を平均化する平均化手段とを設けるようにすれば、入力データの取り込みタイミングが順次シフトして行くので従来のように入力データの電圧が小さいところを常に取り込んだり、入力データの電圧値が大きいところを常に取り込んだりすることを回避して入力データの各部分から電力値を算出し得ると共に、算出した電力値を平均化し得ることから正確な電力値を算出し得る。従つて、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができると共に、高速なタイミングクロツクを使用しないので動作速度が遅くなり、消費電力を低減することができる。
【００７０】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成し、当該タイミングクロツクに基づいて入力データを取り込んで電力値を算出すると共に、当該電力値を平均化するようにしたことにより、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力を検出することができ、かくして低消費電力でありながら高精度に電力値を検出し得る。
【００７１】
また位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成し、当該第１及び第２のタイミングクロツクに基づいてそれぞれ第１及び第２の入力データを取り込んで各電力値を算出して加算することにより合成電力値を算出すると共に、当該合成電力値を平均化するようにしたことにより、従来のように高速なタイミングクロツクを使用しなくても正確に電力値を検出することができ、かくして低消費電力でありながら高精度に電力値を検出し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信電力検波回路を適用した受信装置の構成を示すブロツク図である。
【図２】第１の実施の形態による受信電力検波回路の構成を示すブロツク図である。
【図３】４パターンマスキング回路が有するマスクパターンを示す信号波形図である。
【図４】マスクパターンとタイミングクロツクとのタイミング関係を示すタイミングチヤートである。
【図５】マスクパターンのパターン数と受信電力値の精度との関係を示す特性曲線図である。
【図６】他の実施の形態による受信電力検波回路を示すブロツク図である。
【図７】従来の受信電力検波回路の構成を示すブロツク図である。
【図８】従来の受信電力検波回路においてＩデータ及びＱデータを取り込むときのタイミングを示すタイミングチヤートである。
【符号の説明】
１、１６、４０……受信電力検波回路、２、３、９、３２Ｃ……ラツチ回路、４、３０Ｂ、４１Ａ……分周器、５、６……二乗回路、７、３２Ａ……加算器、８、１３、３２Ｂ……乗算器、１０……受信装置、１１……アンテナ、１２……高周波増幅器、１４……局部発振器、１５……可変利得増幅器、１７……直交復調器、１８、１９……アナログデイジタル変換器、２０……復調部、２１……表示器、３０、４１……タイミングジエネレータ部、３１……電力演算部、３２……積分回路部、３０Ａ……４パターンマスキング回路、３０Ｃ……４進カウンタ回路、３１Ａ……減算器、４１Ｂ……インバータ。
Claims (3)
- 入力データの電力値を検出する電力検出装置において、
上記入力データに対して順次位相がシフトするタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、
上記タイミングクロツクに基づいて上記入力データを取り込み、当該入力データの電圧値を二乗することにより上記入力データの電力値を算出する電力演算手段と、
算出された上記入力データの電力値を平均化する平均化手段と
を具えることを特徴とする電力検出装置。 - 上記クロツク生成手段は、
位相が互いに異なる少なくとも２つ以上のマスクパターンを有し、当該マスクパターンと所定のクロツクとの論理積により上記タイミングクロツクを生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力検出装置。 - 位相が一致した第１及び第２の入力データから合成電力値を検出する電力検出装置において、
位相がずれた第１及び第２のタイミングクロツクを生成するクロツク生成手段と、
上記第１のタイミングクロツクに基づいて上記第１の入力データを取り込み、当該第１の入力データの電圧値を二乗することにより上記第１の入力データの電力値を算出すると共に、上記第２のタイミングクロツクに基づいて上記第２の入力データを取り込み、当該第２の入力データの電圧値を二乗することにより上記第２の入力データの電力値を算出し、算出した上記第１の入力データの電力値と上記第２の入力データの電力値とを加算することにより上記合成電力値を算出する電力演算手段と、
算出された上記合成電力値を平均化する平均化手段と
を具えることを特徴とする電力検出装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20024797A JP3885909B2 (ja) | 1997-07-25 | 1997-07-25 | 電力検出装置 |
| US09/120,318 US6259997B1 (en) | 1997-07-25 | 1998-07-22 | Signal power detection apparatus |
| KR1019980029747A KR100585482B1 (ko) | 1997-07-25 | 1998-07-23 | 신호전력검출장치 |
| CNB981167101A CN1145036C (zh) | 1997-07-25 | 1998-07-25 | 信号功率检测设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20024797A JP3885909B2 (ja) | 1997-07-25 | 1997-07-25 | 電力検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1144716A JPH1144716A (ja) | 1999-02-16 |
| JP3885909B2 true JP3885909B2 (ja) | 2007-02-28 |
Family
ID=16421234
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20024797A Expired - Fee Related JP3885909B2 (ja) | 1997-07-25 | 1997-07-25 | 電力検出装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6259997B1 (ja) |
| JP (1) | JP3885909B2 (ja) |
| KR (1) | KR100585482B1 (ja) |
| CN (1) | CN1145036C (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6002728A (en) * | 1997-04-17 | 1999-12-14 | Itt Manufacturing Enterprises Inc. | Synchronization and tracking in a digital communication system |
| US7333567B2 (en) * | 2003-12-23 | 2008-02-19 | Lucent Technologies Inc. | Digital detector utilizable in providing closed-loop gain control in a transmitter |
| EP2147322B1 (en) * | 2007-05-14 | 2013-03-06 | Hittite Microwave Corporation | Rf detector with crest factor measurement |
| CN101247185B (zh) * | 2008-03-05 | 2011-06-22 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种用于检测信号高低功率变化的装置及方法 |
| US8891713B2 (en) * | 2011-04-06 | 2014-11-18 | Siemens Medical Solutions Usa, Inc. | System for adaptive sampled medical signal interpolative reconstruction for use in patient monitoring |
| KR101251794B1 (ko) * | 2011-09-30 | 2013-04-08 | 삼성전기주식회사 | 전력 측정 시스템 |
| US8803546B2 (en) * | 2011-11-27 | 2014-08-12 | Mediatek Singapore Pte. Ltd. | Method for performing power detection, and associated apparatus |
| JP6267852B2 (ja) * | 2012-02-03 | 2018-01-24 | サターン ライセンシング エルエルシーＳａｔｕｒｎ Ｌｉｃｅｎｓｉｎｇ ＬＬＣ | 情報処理装置及び情報処理方法 |
| CN105403765A (zh) * | 2014-12-30 | 2016-03-16 | 北京无线电计量测试研究所 | 一种用于脉冲功率测量的稳幅环路装置 |
| EP3376666A1 (fr) * | 2017-03-14 | 2018-09-19 | STMicroelectronics (ALPS) SAS | Dispositif d'oscillateur local à faible consommation |
| JP2021106077A (ja) * | 2019-12-26 | 2021-07-26 | 株式会社ダイヘン | 高周波電源装置 |
| CN113848380B (zh) * | 2021-10-22 | 2023-10-20 | 深圳市兆驰数码科技股份有限公司 | 功率检测电路及方法、直流和相位的检测系统及方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3222454A (en) * | 1962-06-18 | 1965-12-07 | Hughes Aircraft Co | Digital comparison circuits |
| US3439283A (en) * | 1966-02-04 | 1969-04-15 | Gen Electric | Frequency shift keyed discriminating circuits |
| US4589019A (en) * | 1983-04-22 | 1986-05-13 | Rca Corporation | Digital adder including counter coupled to individual bits of the input |
| JPS63244941A (ja) * | 1987-03-30 | 1988-10-12 | Nec Corp | 信号電力検出回路 |
| JPH01143428A (ja) * | 1987-11-30 | 1989-06-06 | Nec Corp | 信号電力検出回路 |
| US5323329A (en) * | 1991-12-23 | 1994-06-21 | Eni, Div. Of Astec America, Inc. | Digitally assisted power levelling circuit for rf power generator |
| US5530922A (en) * | 1993-11-09 | 1996-06-25 | Motorola, Inc. | Power detector with matching impedance for radio frequency signal amplifiers |
| US5621766A (en) * | 1994-10-31 | 1997-04-15 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for burst detecting |
| US6173160B1 (en) * | 1996-11-18 | 2001-01-09 | Nokia Mobile Phones Limited | Mobile station having drift-free pulsed power detection method and apparatus |
-
1997
- 1997-07-25 JP JP20024797A patent/JP3885909B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-07-22 US US09/120,318 patent/US6259997B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-23 KR KR1019980029747A patent/KR100585482B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-07-25 CN CNB981167101A patent/CN1145036C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6259997B1 (en) | 2001-07-10 |
| KR100585482B1 (ko) | 2006-10-31 |
| CN1145036C (zh) | 2004-04-07 |
| KR19990014123A (ko) | 1999-02-25 |
| CN1206835A (zh) | 1999-02-03 |
| JPH1144716A (ja) | 1999-02-16 |
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|---|---|---|---|
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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