JP5802184B2 - 慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法 - Google Patents

Description

本発明は、慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法に関し、より詳細には、慣性センサのＳ／Ｎ比を向上させるためにアナログ／デジタル（ＡＤ）変換器のノイズ除去機能を強化して、さらに駆動電力の消費を低減することのできる慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法に関する。

一般に、被計測者の荷重値を出力するセンサを有し、被計測者の心身状態を判断する心身状態判定システムであって、センサは、ピエゾ素子、感圧抵抗体素子、ポテンションメーター等の圧力センサ、又は慣性センサのいずれかであり、被計測者の荷重値又は重心位置の時系列信号に含まれる不要な周波数成分を除去するノイズ除去手段を有する心身状態判定システムが知られている（例えば、特許文献１）。この特許文献１には、具体的なノイズ除去手段として、アナログやデジタルのローパスフィルタ（ＬＰＦ）やハイパスフィルタ（ＨＰＦ）等を用いて不要な周波数成分を除去する旨が記載されている。また、カオス理論解析においてありえない周波数帯域や、被計測者がくしゃみ等をして生じたノイズ成分や電源に重畳したノイズ成分等を除去することにより、データ処理や心身状態の予測又は判断の精度を向上させることが出来るとされている。

また、慣性センサを用いたフィードバック系において、発振しないロボットが知られている（例えば、特許文献２）。この特許文献２に記載のものは、アームと、アームを回動させるモータとトルク伝達機構とを含むアーム連結部と、アームの端部のアーム連結部に連結された基体と、モータの回動角度を検出しモータの回動角度情報を出力する角度センサと、アームに作用する慣性力の情報を出力する慣性センサと、アームの回動動作を制御する制御部と、角度センサの出力と慣性センサの出力とから慣性センサのノイズ周波数を検出するノイズ検出部と、ノイズ検出部の情報からフィルタの特性を決めるフィルタ定数決定部と、フィルタ定数決定部に基づき慣性センサのノイズを除去するフィルタとを備える。

また、携帯電話等に搭載され、例えば、被計測者の歩行動作を検出して歩数を累計表示するために用いる慣性センサの出力信号に含まれる不要な周波数成分を除去するフィルタ装置も知られている（例えば、特許文献３）。この特許文献３に記載のフィルタ装置は、上述した特許文献１に類似する目的に加えて、消費電力を抑制する目的も含め、ノイズを除去するためのアナログフィルタを設け、少ない電力でフィルタリング処理を行うことができるというものである。具体的には、電気的接続状態が間欠的になるように各スイッチを切り換え制御することによって、フィルタリング処理で消費する電力を抑えることができる。より詳しくは、慣性センサの発振ノイズを除去するために慣性センサ及び増幅器などのアナログ回路を間欠動作して１／１６の時間だけ、抵抗Ｒを介してキャパシタＣにチャージするＬＰＦが形成されている。これにより消費電流は１／８、ＲＣは１／１６となる効用が得られている。

図１（ａ），（ｂ）は、従来例のフィルタ装置の概略回路図である。図１（ａ）は、節電対策されていないフィルタ装置を示し、図１（ｂ）は、節電対策されているフィルタ装置を示している。図２（ａ）乃至（ｊ）は、図１（ａ），（ｂ）で示したフィルタ装置の動作を説明するためのタイムチャートを示す図である。
図１（ａ）に示すフィルタ装置４は、アナログ回路３と、抵抗Ｒ（以下、単にＲという）と、キャパシタＣ（以下、単にＣという）とにより構成されている。アナログ回路３は、不図示の慣性センサ及び増幅器等の出力Ａ＿ＯＵＴを、ＲＣにより構成された第１ＬＰＦ１により、高域周波数成分が除去された低域周波数成分のみをＬＰＦ１＿ＯＵＴとして出力する。第１ＬＰＦ１の入出力波形は、図２（ｉ），（ｊ）にそれぞれ示すとおりである。図２（ｉ）に示す矩形波の出力Ａ＿ＯＵＴから、それに含まれる高調波成分が除去されると、図２（ｊ）に示すように、基本波である正弦波に近い波形になる。

図１（ｂ）に示すフィルタ装置７は、アナログ回路６と、スイッチ５と、Ｒ／４と、Ｃ／４とにより構成されている。アナログ回路６は、昇圧回路や音声信号処理回路等のアナログ素子で構成される回路である。アナログ回路６の内部には、不図示の制御部から出力されるクロック制御信号ＣＬＫに合わせて、電力を供給・停止するための電力供給スイッチを有する。そして、アナログ回路６は、不図示の慣性センサ及び増幅器等に加えて図２（ｂ）に示すスイッチングパルス１／８ＯＮに基づく１／８間欠動作機能も有している。この１／８間欠動作機能は、慣性センサ及び増幅器等を、１／８の時間だけ断続的に稼動して、図２（ｄ）に示すように出力１／８Ａ＿ＯＵＴを次段へ伝達する。

スイッチ５は、例えば、ＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子であり、不図示の制御部から出力されるクロックＣＬＫによってオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り換えられ、第２ＬＰＦ２に信号を入力するものである。このスイッチ５は、図２（ｃ）に示すスイッチングパルス１／１６ＯＮに基づく１／１６間欠動作スイッチ機能を有する。また、１／８の時間だけ断続的に出力可能となっている１／８Ａ＿ＯＵＴを、スイッチ５により、さらに半分に区切って１／１６の時間だけ第２ＬＰＦ２へ伝達する。

第２ＬＰＦ２は、Ｒ／４と、Ｃ／４とにより構成されており、特定の低域周波数の信号のみを通過させるためのフィルタ回路である。Ｒ／４は、抵抗２の１／４の値であるので、抵抗Ｒ／４と示している。また、Ｃ／４は、キャパシタ３の１／４であるので、キャパシタＣ／４と示している。
図２（ａ）は、不図示の制御部により生成されるクロック制御信号ＣＬＫの波形図である。このクロック制御信号ＣＬＫに基づいて、アナログ回路６に電力を供給又は停止の制御するスイッチングパルス１／８と、第２ＬＰＦ２を１／１６間欠動作させるスイッチングパルス１／１６ＯＮも生成する。図２（ｂ）は、アナログ回路６を、１／８間欠動作させるためのスイッチングパルス１／８ＯＮの波形図である。図２（ｃ）は、スイッチ５を１／１６間欠動作させるためのオンするタイミングを示すスイッチングパルス１／１６ＯＮの波形図である。図２（ｄ）は、アナログ回路６を１／８の時間だけ断続的に稼動しての出力１／８Ａ＿ＯＵＴの波形図である。図２（ｅ）は、図２（ｄ）に示す出力１／８Ａ＿ＯＵＴを第２ＬＰＦ２によりノイズ成分を除去した低域周波数成分の出力ＬＰＦ２＿ＯＵＴである。

図２（ｆ），（ｇ），（ｈ）は、図２（ｄ），（ｅ），（ｃ）で示した信号の時間軸を縮めて、より長時間に亘って示した波形図である。この縮めた時間軸と同一の時間軸で、別の信号を図２（ｉ），（ｊ）に示している。すなわち、図２（ｆ）は、アナログ回路６の出力１／８Ａ＿ＯＵＴの波形図である。図２（ｇ）は、低域周波数成分の出力ＬＰＦ２＿ＯＵＴである。図２（ｈ）は、スイッチングパルス１／１６ＯＮの波形図である。図２（ｉ）は、図１（ａ）に示すフィルタ装置４において、アナログ回路３からの出力Ａ＿ＯＵＴの波形図であり、第１ＬＰＦ１へ入力する矩形波の連続信号である。図２（ｊ）は、図２（ｉ）に示す出力Ａ＿ＯＵＴを第１ＬＰＦ１により高域周波数成分が除去された低域周波数成分の出力ＬＰＦ１＿ＯＵＴである。

また、図２（ｉ），（ｊ）に示した信号を、間欠処理した信号が、図２（ｆ），（ｇ）に示されている。つまり、図１（ａ）に示すフィルタ装置４によるフィルタリング処理の結果と、図１（ｂ）に示すフィルタ装置７によるフィルタリング処理とは、ほぼ同等の結果を得られていることを示している。

国際公開番号ＷＯ２００４／０８２４７９号公報 特開２０１２−１３９８０７号公報 特開２０１１−１３００６９号公報

背景技術において、上述した特許文献１には、ノイズ成分として、ありえない周波数帯域、被計測者のくしゃみ等により生じたノイズ成分、あるいは電源に重畳したノイズ成分等を例示し、それらを除去するノイズ除去手段として、アナログやデジタルのＬＰＦやハイパスフィルタ等を用いて不要な周波数成分を除去する旨が記載されている。しかしながら、ノイズ除去手段であるデジタルフィルタにおいて、消費電力を抑制するための具体的な対策は開示されていない。

また、上述した特許文献２には、ノイズ検出部が、角度センサの出力と慣性センサの出力とから慣性センサのノイズ周波数を検出し、そのノイズ検出部の情報に基づいてフィルタ定数決定部が、フィルタの特性を決め、そのフィルタ定数決定部により決定されたフィルタの特性により慣性センサのノイズを除去するフィルタが開示されている。しかしながら、この特許文献２には、フィルタリング機能に要する駆動電力を節約するための低消費電力化及びフィルタリング機能の構成を小面積化する技術については開示されていない。

また、上述した特許文献３には、慣性センサ（加速度センサ）のノイズ除去装置（回路）とそのノイズ除去（制御）方法が開示されているが、アナログフィルタでは不十分であった。物理的な動作を検出する慣性センサには、共振周波数が存在し、共振発振による誤検出が発生することがある。また、機械的振動などの外乱によっても、誤検出が発生することがある。特に慣性センサにおいては、バイブレータや音楽鳴動などをトリガとした共振発振や、バイブレータの振動そのものを、誤検出して、慣性センサ本来の目的とする人間の動作検出ができなくなるという欠点があった。

例えば、加速度検出により人間の動作判定を行う場合、人間が動作する速度は最速で１０Ｈｚ程度であり、正確な測定をするには、その数倍のサンプリングレートが必要である。また、慣性センサの共振周波数は１ｋ〜１０ｋＨｚ程度であり、約１．５ｋＨｚが多い。この信号を除去するためには、その数倍のサンプリングレートが必要である。一方、慣性センサは、比較的信号レベルが高く、ある程度の時間でセンサ信号を積分すればＳ／Ｎ比は確保できる。この点に着目し、加速度センサ及び増幅器などのアナログ部を間欠動作して１／１６の区間、抵抗Ｒを介してキャパシタＣにチャージすることによりＬＰＦを形成し、加速度センサの発振ノイズを除去する、というものであった。これにより消費電流は１／８、ＲＣは１／１６となる効用が得られている。

また、フィルタの減衰特性をよくするためには、フィルタの次数を上げるか、カットオフ周波数ｆｃを下げるかが必要である。しかしながら、形成できるＬＰＦは１次のみであるため、高い減衰特性を得ることは困難であった。さらに、カットオフ周波数ｆｃを下げるためには、ＲＣも大きくなるので面積が大きくなるという欠点もある。そのため、小型化を優先する使途においては、ノイズ除去の効果は不十分であった。

そして、ノイズを除去するためには、そのノイズの周波数に対する数倍のサンプリングレートが必要である。また間欠動作により、低消費電力化が可能となっている。ところが、共振発振を回避するためには、高い周波数によるサンプリングレートが必要となるため間欠動作の実施が困難となる。その結果、共振発振による誤検出防止と、低消費電力化との両立は困難であるという問題があった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、慣性センサを用いたときに生じる共振発振を防止するとともに、非常に高い減衰特性のフィルタ特性により、ノイズの影響を低減することができて、しかも、低消費電力化、小面積化し、より正確に加速度を測定できるようにした慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、慣性センサ（４０）の出力に含まれるノイズを除去する慣性センサ用のノイズ除去装置において、前記慣性センサ（４０）と増幅器（４４）を含んで構成されるアナログ部（３１）と、前記アナログ部（３１）の出力を積分する積分器（３２）と、前記積分器（３２）で積分した信号をＡＤ変換するＡＤ変換器（３３）と、前記ノイズを除去する制御の制御条件に基づいて機能構成を可変するとともに前記ＡＤ変換器（３３）の出力に含まれるノイズを除去するデジタルフィルタ（３４）と、前記デジタルフィルタ（３４）を、前記ＡＤ変換器（３３）によるＡＤ変換後のデータに含まれる前記慣性センサ（４０）が検出対象とする信号の周波数成分と、前記ＡＤ変換器（３３）によるＡＤ変換後のデータに含まれるノイズの周波数成分とに基づいて、駆動電力が少なくなるようなサンプリング周波数で動作させる測定制御部（３５）とを備えたことを特徴とする（図３）。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記デジタルフィルタ（３４）には、櫛形フィルタ（３６）を備えたことを特徴とする。（図５）
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記デジタルフィルタ（３４）には、前記ＡＤ変換後のデータをデシメートによりデータ間引きする積分器（７０）を備えたことを特徴とする。（図７）

また、請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の発明において、前記慣性センサ（４０）は、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、データレートの２のべき乗の倍数のサンプリング周波数（Ｆｓ１〜Ｆｓ３）で動作する処理系統を２個以上（ＤＥＴ１〜ＤＥＴ３）備えたことを特徴とする。（図５）
また、請求項５に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の発明において、前記慣性センサ（４０）は、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、共振周波数（Ｆｘ）が１ｋＨｚ≦Ｆｘ≦２ｋＨｚである場合に、サンプリング周波数Ｆｓ１がデータレートと同じ周波数の処理系統（ＤＥＴ１）と、サンプリング周波数Ｆｓ２がサンプリング周波数Ｆｓ１の８倍の処理系統（ＤＥＴ２）と、サンプリング周波数Ｆｓ３がサンプリング周波数Ｆｓ２の８倍の処理系統（ＤＥＴ３）とを備えたことを特徴とする。（図５）

また、請求項６に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の発明において、前記慣性センサ（４０）は、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、共振周波数（Ｆｘ）が２ｋＨｚ≦Ｆｘ≦４ｋＨｚである場合に、サンプリング周波数Ｆｓ１がデータレートと同じ周波数の処理系統（ＤＥＴ１）と、サンプリング周波数Ｆｓ２がサンプリング周波数Ｆｓ１の８倍の処理系統（ＤＥＴ２）と、サンプリング周波数Ｆｓ３がサンプリング周波数Ｆｓ２の１６倍の処理系統（ＤＥＴ３）とを備えたことを特徴とする。（図５）
また、請求項７に記載の発明は、慣性センサ（４０）の出力に含まれるノイズをデジタルフィルタ（３４）により除去する慣性センサ用のノイズ除去方法であって、前記慣性センサの出力を積分器（３２）により積分し（ステップＳ１）、前記積分器（３２）で積分した信号をＡＤ変換器（３３）でＡＤ変換し（ステップＳ２）、前記ＡＤ変換器によるＡＤ変換後のデータに含まれる前記慣性センサ（４０）が検出対象とする信号の周波数成分と、前記ＡＤ変換器（３３）によるＡＤ変換後のデータに含まれるノイズの周波数成分とに基づいて、駆動電力が少なくなるようなサンプリング周波数を制御条件として決定し（ステップＳ３）、決定された前記サンプリング周波数で、前記ＡＤ変換器（３３）の出力に含まれる前記ノイズを前記デジタルフィルタ（３４）で除去する（ステップＳ４）ことを特徴とする。（図８）

また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、前記慣性センサ（４０）は、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、共振周波数（Ｆｘ）が１ｋＨｚ≦Ｆｘ≦２ｋＨｚである場合に、サンプリング周波数Ｆｓ１が１００Ｈｚ≦Ｆｓ１≦２００Ｈｚの制御条件（ＳＴＡＴＥ１）と、サンプリング周波数Ｆｓ２が８００Ｈｚ≦Ｆｓ２≦１．６ｋＨｚの制御条件（ＳＴＡＴＥ２）と、サンプリング周波数Ｆｓ３を６．４ｋＨｚ≦Ｆｓ３≦１２．８ｋＨｚの制御条件（ＳＴＡＴＥ３）とを含むことを特徴とする。（図９）

本発明によれば、慣性センサを用いたときに生じる共振発振を防止するとともに、非常に高い減衰特性のフィルタ特性により、ノイズの影響を低減することができ、しかも、低消費電力化、小面積化し、より正確に加速度を測定できるようにした慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法を実現することが可能となる。

（ａ），（ｂ）は、従来例に係るフィルタ装置の概略回路図である。図１（ａ）は、節電対策されていないフィルタ装置であり、図１（ｂ）は、節電対策されているフィルタ装置である。 （ａ）乃至（ｊ）は、図１で示したフィルタ装置の動作を説明するためのタイムチャートを示す図である。 本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去装置の実施例を説明するためのブロック図である。 図３に示したアナログ回路の内部構成であり、３軸慣性センサ及びその検出回路を説明するためのブロック図である。 図３に示したデジタルフィルタの内部構成を説明するためのブロック図である。 図５に示した櫛形フィルタを説明するためのブロック図である。 （ａ）乃至（ｃ）は、図５及び図６に示した櫛形フィルタの代用で用いることが可能な積分器を示す図である。 本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去方法の実施例を説明するためのフローチャートを示す図である。 本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去方法の実施例に用いるデジタルフィルタにおいて、制御条件の遷移を説明するためのフローチャートを示す図である。 （ａ）乃至（ｃ）は、本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去装置における、制御条件別のノイズ除去効果をシミュレーションした結果を示す波形図である。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。なお、慣性センサとして加速度センサや角速度センサが知られており、本実施例では、以下に示す加速度センサ４０を用いている。その加速度センサ４０を慣性センサ４０と称して説明している。
図３は、本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去装置の基本構成を説明するためのブロック図である。図３に示す慣性センサ用のノイズ除去装置３０は、アナログ部（以下、アナログ回路ともいう）３１と、積分器３２と、ＡＤ変換器３３と、デジタルフィルタ３４と、測定制御部３５とにより構成されている。アナログ部３１は、図４に沿って後述する慣性センサ（加速度センサ）４０と差動増幅器（以下、増幅器という）４４などで構成されている。

慣性センサ用のノイズ除去装置３０は、慣性センサ４０の出力に含まれるノイズを除去するものである。アナログ部３１は、慣性センサ４０と増幅器４４を含んで構成されている。積分器３２は、アナログ部３１の出力を積分する。ＡＤ変換器３３は、積分器３２で積分した信号をＡＤ変換する。デジタルフィルタ３４は、ノイズを除去する制御の制御条件に基づいて機能構成を可変するとともにＡＤ変換器３３の出力に含まれるノイズを除去する。測定制御部３５は、デジタルフィルタ３４に対するノイズを除去する制御の制御条件（ＳＴＡＴＥ）を、慣性センサ４０が検出対象とする信号と、ＡＤ変換器３３によるＡＤ変換後のデータとに基づいて、必要最小限の駆動電力で動作させるように決定する。

積分器３２は、増幅されたセンサ信号、すなわちアナログ回路３１の出力を積分してＳ／Ｎ比を向上させる。例えば、積分を２５６回実行すれば、信号成分Ｓは２５６倍となるが、ノイズ成分Ｎは√２５６＝１６倍となりＳ／Ｎ比は２４ｄＢ向上する。ＡＤ変換器３３は、積分器３２で積分した信号をＡＤ変換してデジタルフィルタ３４にデータを供給する。

なお、ＡＤ変換器３３は、一例として逐次比較タイプのものを使用するが、特に逐次比較タイプに限定せず、それとは異なるタイプのものであっても構わない。測定制御部３５は、ＡＤ変換のデータで、デジタルフィルタによって除去したい信号に応じて制御条件（以下、単にＳＴＡＴＥという）を選択し、そのＳＴＡＴＥに基づいて回路群の動作制御を行う。デジタルフィルタ３４は、測定制御部３５が選択したＳＴＡＴＥに基づいて構成及び機能を適応することが可能である。

図４は、図３に示したアナログ回路の内部構成であり、３軸慣性センサ及びその検出回路を説明するためのブロック図である。図４に示す３軸型の慣性（加速度）センサ４０及びその検出回路（以下、差動増幅器ともいう）４４は、図３に示したアナログ部３１に該当する。また、慣性センサ４０は、３軸方向の加速度のうち１軸を選択して測定することが通例である。したがって、アナログ部３１は、３軸分の慣性センサ４０に加えて、３軸のうち１軸のみを選択するセレクタ４１，４２と、ドライブ回路４３と、センサ出力ＰＩＮ，ＮＩＮの差分を増幅する差動増幅器４４などで構成されている。

慣性センサ４０に用いるノイズ除去装置及びその動作について説明する。
図５は、図３に示したデジタルフィルタの内部構成を説明するためのブロック図である。
図５に示すように、デジタルフィルタ３４には櫛形フィルタ（Ｃｏｍｂ Ｆｉｌｔｅｒ）３６と、第１デシメーション（Ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）部２１と、インターポレーション（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）部３７と、選択器ＳＥＬ（以下、単にＳＥＬという）３８と、４次ＩＩＲ型ＬＰＦ（４ｔｈ ＩＩＲ ＬＰＦ；以下、単にＩＩＲという）３９と、第２デシメーション部２２と、インターフェース（Ｉ／Ｆ）部２３と、を備えて構成されている。

このデジタルフィルタ３４は、ＡＤ変換器３３の出力を、処理系統ＤＥＴ（以下、単にＤＥＴという）１〜ＤＥＴ３の３系統に分けて異なる処理をした信号を、ＳＥＬ３８で、３者択一してＩＩＲ３９へ入力するように構成されている。ＳＥＬ３８は、測定制御部３５からの指令であるＳＴＡＴＥ１〜ＳＴＡＴＥ３に基づいて、ＤＥＴ１〜ＤＥＴ３の３系統に分けた信号を３者択一してＩＩＲ３９へ入力する。

第１デシメーション部２１は、櫛形フィルタ３６の出力する８ｋＨｚのデータを１ｋＨｚにデシメーションする。また、第２デシメーション部２２は、４次ＩＩＲ型ＬＰＦ３９からの１ｋＨｚのデータを１２５Ｈｚにデシメーションする。なお、不図示の携帯端末制御部が１００〜１２８ｋＨｚのデータレートで動作するので、インターフェース部２３からの出力は、おおよそ１００Ｈｚが、求められている。したがって、１ｋＨｚのデータを１２５Ｈｚにデシメーションする。このデシメーション処理により１ｋＨｚ以下のデータレートに対応可能となる。

測定制御部３５からの指令であるＳＴＡＴＥ１〜ＳＴＡＴＥ３は、測定制御部３５が、検出対象とする信号の周波数成分と、ＡＤ変換後のデータに含まれるノイズの周波数成分とに応じて、デジタルフィルタ３４を、必要最小限のサンプリング周波数（以下、サンプリングレート、又は単にレートもしくはＦｓともいう）Ｆｓで動作させるように、ＤＥＴ１〜ＤＥＴ３の３系統に分けた信号を３者択一する。このことは、図１０に沿って後述する。なお、検出対象とする信号は、以下（１）乃至（３）に例示するとおりである。
（１）歩数計等で検出する人間の動作 ±２Ｇ １０Ｈｚ
（２）携帯電話の着信バイブレータの振動 ±２Ｇ １００Ｈｚ
（３）慣性センサの共振発振 ±６Ｇ １．５ｋＨｚ

ここで、本実施例における好ましい数値設定をしておく。慣性センサ４０は、１０Ｈｚ以下の人間の動作を検出対象とし、共振周波数Ｆｘが１ｋＨｚ≦Ｆｘ≦２ｋＨｚである場合、例えば、以下の数値設定が好ましい。
（１）制御条件ＳＴＡＴＥ１では、処理系統ＤＥＴ１のサンプリング周波数Ｆｓ１は、例えば１００Ｈｚ≦Ｆｓ１≦２００Ｈｚとする。
（２）制御条件ＳＴＡＴＥ２では、処理系統ＤＥＴ２のサンプリング周波数Ｆｓ２は、サンプリング周波数Ｆｓ１の８倍であり、例えば、８００Ｈｚ≦Ｆｓ２≦１．６ｋＨｚとする。
（３）制御条件ＳＴＡＴＥ３では、処理系統ＤＥＴ３のサンプリング周波数Ｆｓ３は、サンプリング周波数Ｆｓ２の８倍であり、例えば、６．４ｋＨｚ≦Ｆｓ３≦１２．８ｋＨｚとする。

また、共振周波数がさらに高域で、共振周波数Ｆｘが２ｋＨｚ≦Ｆｘ≦４ｋＨｚである場合には、
（３）制御条件ＳＴＡＴＥ３では、処理系統ＤＥＴ３のサンプリング周波数Ｆｓ３は、サンプリング周波数Ｆｓ２の１６倍であり、例えば、１２．８ｋＨｚ≦Ｆｓ３≦２５．６ｋＨｚとする。このとき、デジタルフィルタ３４に含まれるＦＩＲ３６を１６Ｔａｐに変更して対応する。

本実施例における好ましい数値設定を、一般的な表現で言い換えてみる。慣性センサ４０は、１０Ｈｚ以下の人間の動作を検出対象とし、携帯端末制御部が１００〜１２８ｋＨｚのデータレートで動作するとするならば、共振周波数Ｆｘが１ｋＨｚ≦Ｆｘ≦２ｋＨｚである場合、以下の数値設定が好ましいといえる。
（１）制御条件ＳＴＡＴＥ１では、処理系統ＤＥＴ１のサンプリング周波数Ｆｓ１は、データレートの周波数とする。
（２）制御条件ＳＴＡＴＥ２では、処理系統ＤＥＴ２のサンプリング周波数Ｆｓ２は、サンプリング周波数Ｆｓ１の８倍の周波数とする。
（３）制御条件ＳＴＡＴＥ３では、処理系統ＤＥＴ３のサンプリング周波数Ｆｓ３は、サンプリング周波数Ｆｓ２の８倍の周波数とする。

また、共振周波数がさらに高域で、共振周波数Ｆｘが２ｋＨｚ≦Ｆｘ≦４ｋＨｚある場合には、
（３）制御条件ＳＴＡＴＥ３では、処理系統ＤＥＴ３のサンプリング周波数Ｆｓ３は、サンプリング周波数Ｆｓ２の１６倍の周波数とする。このとき、デジタルフィルタ３４に含まれるＦＩＲ３６を１６Ｔａｐに変更して対応する。

また、共振周波数がより高域で、共振周波数Ｆｘが４ｋＨｚ≦Ｆｘ≦８ｋＨｚある場合には、
（３）制御条件ＳＴＡＴＥ３では、処理系統ＤＥＴ３のサンプリング周波数Ｆｓ３は、サンプリング周波数Ｆｓ２の３２倍の周波数とする。このとき、デジタルフィルタ３４に含まれるＦＩＲ３６を３２Ｔａｐに変更して対応する。
ここで、サンプリング周波数Ｆｓ１、Ｆｓ２、Ｆｓ３は２の倍数であることが好ましい。これにより、フィルタのデシメーション、インターポレーション、ＡＤ変換のＧａｉｎ配分などがｂｉｔシフト処理のみで行うことができ、掛け算器、割り算器がいらないという利点がある。

上記のように２のべき乗でサンプリング周波数を配置し、２個以上の制御条件ＳＴＡＴＥを配置する。本実施形態では、データレートを１２５Ｈｚとし、サンプリング周波数Ｆｓ１＝１２５Ｈｚ、サンプリング周波数Ｆｓ２＝１ｋＨｚ、サンプリング周波数Ｆｓ３＝８ｋＨｚとして説明する。 また、デジタルフィルタ３４は、Ｆｓ２で動作するＩＩＲ３９と、Ｆｓ３で動作するＦＩＲ３６とを含んで構成されている。なお、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ；無限インパルス応答）３９と、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ；有限インパルス応答）３６とは、それぞれデジタルフィルタの特性が異なる。ＩＩＲ３９は、用途別に通過帯域を可変とし、その係数ｆｃを可変とすることは容易である。このＩＩＲ３９の出力は１２ｂｉｔである。本実施形態では一例として、ｆｃ＝５０Ｈｚの４次のＬＰＦを用いて良好な結果を得ている。一方、ＦＩＲ３６は、図６に沿って後述する８Ｔａｐの櫛形フィルタで構成されているので、ＦＩＲ３６のことを、櫛形フィルタ３６という。

図５に示したＤＴＥ１乃至ＤＴＥ３の機能をまとめると以下のとおりである。
（１）ＤＥＴ１では、検出値をインターポレーション部３７により、１２５Ｈｚ→１ｋＨｚにインターポレーションしてＩＩＲ３９で帯域制限する。
（２）ＤＥＴ２では、検出値を直接ＩＩＲ３９に入力して帯域制限する。
（３）ＤＥＴ３では、検出値を櫛形フィルタ３６で高域の折り返し領域を帯域制限した後、８ｋＨｚ→１ｋＨｚにデシメートしたデータをＩＩＲ３９に入力して帯域制限する。

以下、デジタルフィルタの動作について説明する。
ＤＥＴ１の動作は、Ｓ／Ｎ比と応用分野によって決まるが、本実施例では下記のように設定する。サンプリングレートＦｓ１＝１２５ｋＨｚ、積分器３２の積分回数Ｎｉｎｔ１＝２５６回、フルスケールは±８ＧでＡＤの解像度ＡＤ＿ｂｉｔ１＝１２ｂｉｔ、３．９ｍＧ／ＬＳＢ、ＡＤ変換器３３の判定回数Ｎａｄ１＝１２回とする。積分器３２とＡＤ変換器３３の動作ＣＬＫ＝１．２５ＭＨｚとする。よって、検出してＡＤ変換するのに要する回数は、Ｎ１＝２５６＋１２＝２６８回である。一方、１２５Ｈｚ動作のＣＬＫ回数は１００００回である。したがって、ＡＤ変換した場合の動作効率は、しない場合に比べ、２６８／１００００＝２．６８％である。つまり、低消費電力動作が可能である。

図６は、図５に示した櫛形フィルタ（Ｃｏｍ Ｆｉｌｔｅｒ）を説明するためのブロック図である。図６に示すように、櫛形フィルタ３６は、８ｂｉｔのＦ／Ｆで構成されたシフトレジスタ７段と７個の加算器とで構成されており、１ｋＨｚ，２ｋＨｚ…７ｋＨｚといった高域の折り返し領域のノイズを削除できる。一方、０．５ｋＨｚ，１．５ｋＨｚ…７．５ｋＨｚの比較的低域のノイズは、ＩＩＲ３９で除去できる。櫛形フィルタ３６のＦｓ＝８ｋＨｚの出力は、第１デシメーション部２１によりデシメートされてＦｓ＝１ｋＨｚでＩＩＲ３９に出力する。なお、デシメートとは、データの間引きのことであり、オーバーサンプリングなどにより、必要以上にデータが存在する場合、８個毎に１個とか、１６個毎に１個のように、間引いて信号を取り出す。

このように、デジタルフィルタ３４には、ＡＤ変換後のデータをデシメートによりデータ間引きする櫛形フィルタ、すなわち櫛形フィルタ３６を備えている。８Ｔａｐ 櫛形フィルタ３６は、一例として、８回に１回データを出力するので、櫛形フィルタ３６の代わりに、図７に示す積分器７０に置き換えても構わない。

図７（ａ）乃至（ｃ）は、図５、図６に示した櫛形フィルタの代用で用いることが可能な積分器を示す図である。図７（ａ）に示すように、積分器７０は、ＳＥＬ７１とレジスタ７２とを含んで構成されている。図７（ｂ）は、図７（ａ）に示したＳＥＬ７１がデシメート動作するタイミングを示す図である。図７（ｃ）は、図７（ａ）に示したＳＥＬ７１が、８個毎に１個のデータを出力端ＯＵＴ（ＤＣＭＴ）から出力する動作を示す図である。この積分器７０の出力値は１１ｂｉｔとなるが、最下位ビット、ＬＳＢ（ｌｅａｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）２ｂｉｔを切り捨ててＭＳＢ（Ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）９ｂｉｔを使用する。なお、ＬＳＢの２ｂｉｔを切り捨ててＭＳＢ９ｂｉｔを使用する点は、櫛形フィルタ３６も同様である。このように、デジタルフィルタ３４には、櫛形フィルタ３６の代わりに、ＡＤ変換後のデータを、デシメートにより１１ｂｉｔから９ｂｉｔにデータ間引きする積分器７０を用いても良い。

図８は、本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去方法の実施例を説明するためのフローチャートを示す図である。図８に示すように、慣性センサ用のノイズ除去方法は、慣性センサ４０の出力に含まれるノイズをデジタルフィルタ３４により除去する方法である。図８のステップＳ１に示すように、慣性センサ４０の出力を積分器３２により積分する。次にステップＳ２において、積分器３２で積分した信号をＡＤ変換器３３でＡＤ変換する。そして、ステップＳ３において、ノイズを除去するデジタルフィルタ３４に対する制御条件ＳＴＡＴＥを、慣性センサ４０が検出対象とする信号と、ＡＤ変換器３３によるＡＤ変換後のデータとに基づいて、必要最小限の駆動電力で動作させるように測定制御部３５が決定する。それから、ステップＳ４において、測定制御部３５が決定したデジタルフィルタ３４に対する制御条件ＳＴＡＴＥに基づいて、ＡＤ変換器３３の出力に含まれるノイズを、デジタルフィルタ３４で除去する。また、測定制御部３５は、検出対象とする信号の周波数成分と、ＡＤ変換後のデータに含まれるノイズの周波数成分とに応じて、デジタルフィルタ３４を、必要最小限のサンプリング周波数で動作させる。

図９は、本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去方法の実施例に用いるデジタルフィルタにおいて、制御条件の遷移を説明するためのフローチャートを示す図である。なお、図９におけるステップＳ番号は、一部に欠番を設けている。
図９のステップＳ１００に示すように、制御条件（ＳＴＡＴＥ）は、ＳＴＡＴＥ＝１に初期設定されている。そこで、ステップＳ１１０において、ＳＴＡＴＥ＝１，２，３のいずれかに三者択一する。その三者択一の結果、デジタルフィルタ３４を、必要最小限のサンプリング周波数Ｆｓで動作させる。すなわち、以下のＦｓで動作させる。ステップＳ１１１に示すＳＴＡＴＥ＝１であれば、Ｆｓ＝１２５Ｈｚ。また、ステップＳ１１２に示すＳＴＡＴＥ＝２であれば、Ｆｓ＝１ｋＨｚ。あるいは、ステップＳ１１３に示すＳＴＡＴＥ＝３であれば、Ｆｓ＝８ｋＨｚ。ステップＳ１２１〜Ｓ１２３に示すように三者択一されたＳＴＡＴＥにより、それぞれＡＤ変換される。

ステップＳ１２４〜Ｓ１２７において、雑音有無判定を行う。すなわち、ステップＳ１２４において、（Ｚ^−１−１）の絶対値、つまり、１個前のデータとの差分が閾値ＶＴより小さいか否か、すなわち、信号の変化量が閾値との大小を判断する。信号の変化量が閾値より小さいと判断された回数が連続してＮ回以上ならば、ＳＴＡＴＥ＝ＳＴＡＴＥ−１とする。（ステップＳ１２５）信号の変化量が閾値ＶＴより大きいと判断された回数が連続してＮ回以上ならば、ＳＴＡＴＥ＝ＳＴＡＴＥ＋１とする（ステップＳ１２６）。準備されているＳＴＡＴＥは１≦ＳＴＡＴＥ≦３の３種類で、その内の１つを選択しステップ１１０に戻る（ステップＳ１２７）。

ＳＴＡＴＥ＝１であれば、Ｆｓ１＝１２５Ｈｚにより（ステップＳ１１１）、アナログ回路３１の出力をＡＤ変換する（ステップＳ１２１）。このステップＳ１２１を経た信号は、インターポレーションされる（ステップＳ１３１）。このステップＳ１３１を経た信号は、ステップＳ１３５に示すＩＩＲ３９により高域周波数のノイズ成分を除去される。
ＳＴＡＴＥ＝２であれば、Ｆｓ２＝１ｋＨｚにより（ステップＳ１１２）、アナログ回路３１の出力をＡＤ変換する（ステップＳ１２２）。このステップＳ１２２を経た信号は、ステップＳ１３５に示すＩＩＲ３９により高域周波数のノイズ成分を除去される。

ＳＴＡＴＥ＝３であれば、Ｆｓ３＝８ｋＨｚにより（ステップＳ１１３）、アナログ回路３１の出力をＡＤ変換する（ステップＳ１２３）。このステップＳ１２３を経た信号は、ステップＳ１３３に示す櫛形フィルタ３６により規定された帯域の周波数のノイズ成分を除去される。このステップＳ１３３を経た信号は、ステップＳ１３４において、デシメートされた後、ステップＳ１３５に示すＩＩＲ３９により高域周波数のノイズ成分を除去される。

次に制御条件による測定方法の設定と消費電力について説明する。
本発明では前記ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ３の検出系統を配置し、サンプリングレートを８倍毎の３段階に可変とする。
Ｆｓ１＝１２５Ｈｚ，Ｆｓ２＝１ｋＨｚ，Ｆｓ３＝８ｋＨｚ
Ｓ／Ｎ比を維持するには１２５Ｈｚでの積分回数Ｎｉｎｔ１〜３は同等とする。

Ｎｉｎｔ１＝２５６回、Ｎｉｎｔ２＝３２回、Ｎｉｎｔ３＝４回
ＡＤ変換器３３の解像度ＡＤ＿ｂｉｔ１〜３も同様に
ＡＤ＿ｂｉｔ１＝１２ｂｉｔ ３．９ｍＧ／ＬＳＢ
ＡＤ＿ｂｉｔ２＝９ｂｉｔ ３１．２５ｍＧ／ＬＳＢ
ＡＤ＿ｂｉｔ３＝６ｂｉｔ ２５０ｍＧ／ＬＳＢ
後述するように、測定制御部３５における制御条件の遷移で、ある程度の解像度が必要となるので、ここでＡＤ＿ｂｉｔ３は変更する。

ＡＤ＿ｂｉｔ３＝８ｂｉｔ ６２．５ｍＧ／ＬＳＢ
ＡＤは逐次比較を使用した場合、判定回数Ｎａｄ１〜３は
Ｎａｄ１＝１２回、Ｎａｄ２＝９回、Ｎａｄ３＝８回
よって、検出してＡＤ変換するのに要する回数Ｎ１〜Ｎ３はそれぞれ１２５Ｈｚあたり
Ｎ１＝２５６＋１２＝２６８回
Ｎ２＝（３２＋９）×８＝３２８回
Ｎ３＝（４＋８）×６４＝７３８回
よって、パワーシーケンスを的確に行えば、消費電力は１ｋＨで１．３倍、８ｋＨｚで２．９倍程度の増加に抑えることができる。

以上より、フィルタの動作は下記の通りとなる。
（１）ＤＥＴ１ではインターポレーションを行なってサンプリング周波数を上げてからＩＩＲ３９で帯域制限する。
（２）ＤＥＴ２では検出値を直接ＩＩＲ３９に入力して帯域制限する。
（３）ＤＥＴ３では櫛形フィルタ３６で高域の折り返し領域を帯域制限した後、デシメートしたデータをＩＩＲ３９に入力して帯域制限する。

次に、測定制御部：測定制御部３５における制御条件の遷移について説明する。なお、制御条件の遷移に伴って、加速度の検出方法が推移するので、それについても説明する。また、静的加速度のことを加速度のＤＣ成分という。すなわち周波数０Ｈｚの成分である。これに対して、動的加速度のことをＡＣ成分という。このＡＣ成分に関する特性として加速度のＡＣ特性は、検出対象により異なる。この検出対象については、（１）乃至（３）の３種類を上述して例示したとおりである。これら検出対象の動作は正弦波に近似されるので、加速度変化を検出すれば、どの領域にあるかを判断できる。すなわち、各レートの加速度変化を閾値として、検出レートを遷移する。

次に、検出速度を上げる遷移方法について説明する。
まず、ノイズ除去の目的にかなうように、検出速度を上げる制御方向には迅速に制御する必要がある。したがって、本実施例では、閾値を超える加速度変化が１回検出されたならば遷移する。このことは、図１０に沿って後述するように、慣性センサ用のノイズ除去装置３０において、±６Ｇで１．５ｋＨｚ前後の共振発振や、±２Ｇで１００Ｈｚ前後のバイブレータの振動があれば、すぐに検出速度の速いＳＴＡＴＥ３やＳＴＡＴＥ２により、ノイズ除去するように制御しているとおりである。

ここで、ＡＤ変換器３３出力の変化量を判定値に用い、その閾値＝０．５Ｇに設定する。
・ＤＥＴ１，Ｆｓ１＝１２５Ｈｚで０．５Ｇの変化は、人間ではなくバイブレータによるものだと判断する。よってＤＥＴ２に遷移して、Ｆｓ＝１ｋＨｚでサンプリングし、ＩＩＲ３９でバイブレータによるノイズを除去する。
・ＤＥＴ２，Ｆｓ２＝１ｋＨｚで０．５Ｇの変化は共振によるものだと判断する。よってＤＥＴ３に遷移して、Ｆｓ＝８ｋＨｚでサンプリングし、Ｃｏｍ Ｆｉｌｔｅｒ３６とＩＩＲ３９で共振によるノイズを除去する。なお、この発振の原因がバイブレータであり、バイブレータが動いていても、そのノイズも含めて除去される。

次に、検出速度を下げる遷移方法について説明する。
速度を下げる制御方向には、上げる場合よりも慎重に制御する必要がある。このことは、図１０に沿って後述するように、慣性センサ用のノイズ除去装置３０において、共振発振や、バイブレータの振動がなくなってから、相当の判定回数を経てから速度を下げるように制御を遷移している。すなわち、検出速度を、高速のＳＴＡＴＥ３から、それよりも低速のＳＴＡＴＥ２やＳＴＡＴＥ１へと、ノイズ除去機能を弱める方向へと制御を遷移しているとおりである。例えば、着信メロディーが、鳴動を停止したとしても、メロディーの内容によっては、少し間をおいた後に鳴動を再開するような場合の誤検出を避けたいからである。したがって、消費電流に多少の無駄が生じても、ノイズ除去の目的に沿って、速度を下げる制御方向には、上げる場合よりも慎重に制御し、相当の判定回数を経てから遷移する。図１０に沿って後述するとおりである。
・ＤＥＴ３において、例えば、閾値は０．１２５Ｇとし、連続判定６４回以上に設定する。
発振がほぼ停止して８ｍＳ後にＤＥＴ２に遷移する。
・ＤＥＴ２において、例えば、閾値は０．１２５Ｇとし、連続判定８回以上に設定する。
発振がほぼ停止して８ｍＳ後にＤＥＴ１に遷移する。

この方法により、静止または人間の動作時は低消費電力で、１２ｂｉｔ相当の出力が得られる。また、バイブレータ振動時や発振時はノイズを除去しＩＩＲ３９の補間特性により１２ｂｉｔ出力が得られる。
図１０（ａ）乃至（ｃ）は、本発明に係る慣性センサ用のノイズ除去装置における、制御条件別のノイズ除去効果をシミュレーションした結果を示す波形図である。なお、各図ともに横軸に時間Ｔｉｍｅ（Ｓ）を示している。図１０（ａ）は、制御条件ＳＴＡＴＥ１〜ＳＴＡＴＥ３の遷移を縦軸に示す図である。図１０（ｂ）は、ＡＤ変換器３３への入力波形Ｉｎｐｕｔ（Ｇ）であり、ノイズ除去前のＧ値を縦軸に示す波形図である。図１０（ｃ）は、ＩＩＲ３９の出力波形ＯｕｔＰｕｔ（Ｇ）であり、ノイズ除去後の加速度Ｇ値を縦軸に示す波形図である。

本実施例では、対象となる現象が３つであるので３種類の制御条件ＳＴＡＴＥ１〜ＳＴＡＴＥ３となるが、対象となる現象に合わせて、ＳＴＡＴＥの数を変えてもよい。本実施例における主な検出対象は、携帯電話に組み込まれた歩数計である。この検出対象については、（１）乃至（３）の３種類を上述して例示したとおりであり、下記を意味している。
（１）歩数計で検出する歩数は毎秒０〜数歩、すなわち１０Ｈｚ以下である。
（２）携帯電話で周知の着信バイブレータの振動として約１００Ｈｚ前後のノイズがある。
（３）同様に携帯電話で周知の着信メロディー等がきっかけとなって、慣性センサ４０に固有の共振周波数で共振発振する１．５ｋＨｚ前後のノイズもある。

図１０（ｂ）に示す、ノイズ除去前の入力波形Ｉｎｐｕｔ（Ｇ）に関し、時間Ｔｉｍｅ（Ｓ）が、０〜０．１２５において、人間の動作が±２Ｇで検出された１０Ｈｚの基本波に、±６Ｇの共振発振が１．５ｋＨｚで重畳している。この時、測定制御部３５が、デジタルフィルタ３４にＳＴＡＴＥ３を指示し、Ｆｓ＝８ｋＨｚの動作をすることより、図１０（ｃ）に示すように、ノイズ除去後の１０Ｈｚの基本波のみが、ＩＩＲ３９の出力波形ＯｕｔＰｕｔ（Ｇ）として得られる。すなわち、人間の動作のみが出力されていることが検証された。

次に、図１０（ｂ）に示す、ノイズ除去前の入力波形Ｉｎｐｕｔ（Ｇ）に関し、時間Ｔｉｍｅ（Ｓ）が、０．１２５〜０．２５において、人間の動作が±２Ｇで検出された１０Ｈｚの基本波に、±２Ｇのバイブレータの振動が１００Ｈｚで重畳している。この時、測定制御部３５が、デジタルフィルタ３４にＳＴＡＴＥ３とＳＴＡＴＥ２を交互に指示し、Ｆｓ＝８ｋＨｚと１ｋＨｚとの動作を交互に行うことより、図１０（ｃ）に示すように、ノイズ除去後の１０Ｈｚの基本波のみが、ＩＩＲ３９の出力波形ＯｕｔＰｕｔ（Ｇ）として得られる。すなわち、人間の動作のみが出力されていることが検証された。

最後に、図１０（ｂ）に示す、ノイズ除去前の入力波形Ｉｎｐｕｔ（Ｇ）に関し、時間Ｔｉｍｅ（Ｓ）が、０．２５〜０．４において、１０Ｈｚの人間の動作±２Ｇのみが検出されている。この時、測定制御部３５が、デジタルフィルタ３４にＳＴＡＴＥ３とＳＴＡＴＥ２を細かく交互に指示し、Ｆｓ＝８ｋＨｚとＦｓ＝１ｋＨｚとの動作を細かく交互に０．０１秒行う。その後、測定制御部３５が、デジタルフィルタ３４にＳＴＡＴＥ２とＳＴＡＴＥ１を０．０１秒おきに交互に２回ずつ指示し、Ｆｓ＝１ｋＨｚとＦｓ＝１２５ｋＨｚとの動作を交互に行う。そして、２度目にＳＴＡＴＥ１の指示がされたら、Ｆｓ＝１２５ｋＨｚの動作を継続して行う。このようにして、図１０（ｃ）に示すように、ノイズ除去後の１０Ｈｚの基本波のみが、ＩＩＲ３９の出力波形ＯｕｔＰｕｔ（Ｇ）として得られる。すなわち、人間の動作のみが出力されていることが検証された。

また、ＳＴＡＴＥ３，Ｆｓ＝８ｋＨｚの動作で最も駆動電力を多く消費するが、ＳＴＡＴＥ２，Ｆｓ＝１ｋＨｚの動作では駆動電力の消費が削減され、ＳＴＡＴＥ１，Ｆｓ＝１２５Ｈｚの動作では駆動電力の消費が最小となる。このように、ＳＴＡＴＥ３での動作時間を必要最小限に減少させるように制御することで、上述したように消費電力が節減されていることも検証された。

つまり、必要最小限のサンプリングレートＦｓに制御することにより、人間の動作を正確に検出し、かつ低消費電力を実現する。そのために、サンプリングレートＦｓを、８倍毎の変化で３段階の制御を自在にしている。その効果は以下のとおりである。
（１）ＤＥＴ１:Ｆｓ１＝１２５Ｈｚ :人間の動作検出
（２）ＤＥＴ２:Ｆｓ２＝１ｋＨｚ :人間の動作検出とバイブレータの振動の削除
（３）ＤＥＴ３:Ｆｓ３＝８ｋＨｚ :人間の動作検出とバイブレータの振動と共振発振の削除
なお、本実施例において、慣性センサ４０の共振周波数は、１ｋ〜１０ｋＨｚ程度に設定されていることが前提条件であり、一例として１．５ｋＨｚが好ましい。その理由は、加速度検出により人間の動作判定を行う場合、人間が動作する速度は最速で１０Ｈｚ程度であり、正確な測定をするには、その数倍のサンプリングレートＦｓ１＝１２５Ｈｚが必要である。その人間の動作検出に加えて、バイブレータの振動と共振発振の削除を行うため、Ｆｓ３＝８ｋＨｚの設定と、その数分の１である１．５ｋＨｚに慣性センサ４０の共振周波数を設定することが好ましい。

本実施例において、除去したい信号の数倍の測定レートが必要となる。つまり、１．５ｋＨｚの共振信号を除去する時には、８ｋＨｚ程度の測定レートが適用されて非常に高い減衰特性のフィルタ特性を発揮できる。また、共振信号やバイブレータ等のノイズがない時には、１２５Ｈｚ程度の測定レートが適用されるため、数十ｕＡという極めて少ない電流による動作も実現可能となる。

また、本実施例によれば、慣性センサを用いたときに生じる共振発振を防止するとともに、非常に高い減衰特性のフィルタ特性により、ノイズの影響を低減することができ、しかも、低消費電力化、小面積化し、より正確に加速度を測定できるようにした慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法を実現することが可能となる。すなわち、本実施例では、慣性センサのＳ／Ｎ比を向上させるためにＡＤ変換器のノイズ除去機能を強化して、なお駆動電力の消費を低減することのできる慣性センサ用のノイズ除去装置及びそのノイズ除去方法を実現することができる。

１，２ 第１ＬＰＦ、第２ＬＰＦ
３，６ アナログ回路
４，７ フィルタ装置
５ スイッチ
２１ 第１デシメーション部
２２ 第２デシメーション部
３０ 慣性センサ用のノイズ除去装置
３１ アナログ回路（部）
３２，７０ 積分器
３３ ＡＤ変換器
３４ デジタルフィルタ
３５ 測定制御部
３６ 櫛形フィルタ
３７ インターポレーション部
３８，７１ 選択器ＳＥＬ
３９ ４次ＩＩＲ型ＬＰＦ
４０ 慣性センサ（加速度センサ）
４１，４２ セレクタ
４３ ドライブ回路
４４ 作動増幅器（増幅器、検出回路）
７２ レジスタ
Ｒ，Ｒ／４ 抵抗
Ｃ，Ｃ／４ キャパシタ
ＤＥＴ１〜ＤＥＴ３ 処理系統
Ｆｓ サンプリング周波数
Ｆｘ 共振周波数
ＰＩＮ，ＮＩＮ センサ出力
ＳＴＡＴＥ１〜ＳＴＡＴＥ３ 制御条件

Claims (8)

1. 慣性センサの出力に含まれるノイズを除去する慣性センサ用のノイズ除去装置において、
   前記慣性センサと増幅器を含んで構成されるアナログ部と、
   前記アナログ部の出力を積分する積分器と、
   前記積分器で積分した信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、
   前記ノイズを除去する制御の制御条件に基づいて機能構成を可変するとともに前記ＡＤ変換器の出力に含まれるノイズを除去するデジタルフィルタと、
   前記デジタルフィルタを、前記ＡＤ変換器によるＡＤ変換後のデータに含まれる前記慣性センサが検出対象とする信号の周波数成分と、前記ＡＤ変換器によるＡＤ変換後のデータに含まれるノイズの周波数成分とに基づいて、駆動電力が少なくなるようなサンプリング周波数で動作させる測定制御部と
   を備えたことを特徴とする慣性センサ用のノイズ除去装置。
2. 前記デジタルフィルタには、櫛形フィルタを備えたことを特徴とする請求項１に記載の慣性センサ用のノイズ除去装置。
3. 前記デジタルフィルタには、前記ＡＤ変換後のデータをデシメートによりデータ間引きする積分器を備えたことを特徴とする請求項１に記載の慣性センサ用のノイズ除去装置。
4. 前記慣性センサは、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、データレートの２のべき乗の倍数のサンプリング周波数で動作する処理系統を２個以上備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の慣性センサ用のノイズ除去装置。
5. 前記慣性センサは、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、共振周波数が１ｋＨｚ≦Ｆｘ≦２ｋＨｚである場合に、
   サンプリング周波数Ｆｓ１がデータレートと同じ周波数の処理系統と、
   サンプリング周波数Ｆｓ２がサンプリング周波数Ｆｓ１の８倍の処理系統と、
   サンプリング周波数Ｆｓ３がサンプリング周波数Ｆｓ２の８倍の処理系統と
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の慣性センサ用のノイズ除去装置。
6. 前記慣性センサは、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、共振周波数が２ｋＨｚ≦Ｆｘ≦４ｋＨｚである場合に、
   サンプリング周波数Ｆｓ１がデータレートと同じ周波数の処理系統と、
   サンプリング周波数Ｆｓ２がサンプリング周波数Ｆｓ１の８倍の処理系統と、
   サンプリング周波数Ｆｓ３がサンプリング周波数Ｆｓ２の１６倍の処理系統と
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の慣性センサ用のノイズ除去装置。
7. 慣性センサの出力に含まれるノイズをデジタルフィルタにより除去する慣性センサ用のノイズ除去方法であって、
   前記慣性センサの出力を積分器により積分し、
   前記積分器で積分した信号をＡＤ変換器でＡＤ変換し、
   前記ＡＤ変換器によるＡＤ変換後のデータに含まれる前記慣性センサが検出対象とする信号の周波数成分と、
   前記ＡＤ変換器によるＡＤ変換後のデータに含まれるノイズの周波数成分とに基づいて、駆動電力が少なくなるようなサンプリング周波数を制御条件として決定し、
   決定された前記サンプリング周波数で、前記ＡＤ変換器の出力に含まれる前記ノイズを前記デジタルフィルタで除去することを特徴とする慣性センサ用のノイズ除去方法。
8. 前記慣性センサは、１０Ｈｚ以下の動作を検出対象とし、共振周波数が１ｋＨｚ≦Ｆｘ≦２ｋＨｚである場合に、
   サンプリング周波数Ｆｓ１が１００Ｈｚ≦Ｆｓ１≦２００Ｈｚの制御条件と、
   サンプリング周波数Ｆｓ２が８００Ｈｚ≦Ｆｓ２≦１．６ｋＨｚの制御条件と、
   サンプリング周波数Ｆｓ３を６．４ｋＨｚ≦Ｆｓ３≦１２．８ｋＨｚの制御条件とを含むことを特徴とする請求項７に記載の慣性センサ用のノイズ除去方法。

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