JP3265426B2

JP3265426B2 - ディジタル信号処理方法及びその装置

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Publication number: JP3265426B2
Application number: JP2000231181A
Authority: JP
Inventors: 三安城戸; 富雄千葉; 博之工藤; 潤三川上; 忠雄河合
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-07-31
Filing date: 2000-07-31
Publication date: 2002-03-11
Anticipated expiration: 2017-03-11
Also published as: JP2001102923A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル信号処理
方法及びその装置に係り、特に、アナログ量のデ−タを
ディジタル量のデ−タに変換するに好適なディジタル信
号処理方法及びその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種の装置としては、例えば、
電気学会誌１０５刊１２号第１２頁以下に記載されてい
るように、電力系統ディジタル保護リレ−に用いたもの
が知られている。この装置は入力部、処理部、整定部及
び出力部を備えて構成されており、この入力部に、高周
波除去用のアナログフィルタ、サンプルホ−ルド回路、
マルチプレクサ、Ａ／Ｄ変換器及びバッファを備えたデ
ィジタル信号処理装置が設けられている。この装置によ
れば、アナログ入力信号のうち基本波に重畳した高調波
分をアナログフィルタにより除去し、アナログフィルタ
の出力信号を６００Ｈｚの周期でサンプリングし、アナ
ログ信号をディジタル信号に変換するようになってい
る。そしてこのディジタル信号から電力系統の電圧及び
電流の大きさ、またはインピ−ダンスを求めてリレ−を
作動させる構成が採用されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、アナログ入力信号に重畳した高調波成分及び外乱ノ
イズについてはアナログフィルタによって除去すること
はできるが、アナログフィルタ以降で発生するノイズ、
例えば外乱ノイズ及びＡ／Ｄ変換器における量子化誤差
に伴うノイズについては考慮されておらず、これらのノ
イズによってディジタルデ−タの演算値に誤差が生じる
という不具合がある。すなわち、サンプリング周波数が
６００Ｈｚであるため、サンプリングによる外乱ノイズ
や量子化誤差に伴うノイズの発生する周波数領域がアナ
ログフィルタの通過域（アナログ入力信号の周波数領
域）と重なるため、アナログ入力信号と外乱ノイズ及び
量子化誤差に伴うノイズの分離ができず、これらのノイ
ズによって演算誤差が生じることになる。このためＡ／
Ｄ変換器の分解能の性能を充分に高めることができなか
った。

【０００４】本発明の目的は、外乱ノイズ及び量子化誤
差に伴うノイズをアナログ入力信号と分離してディジタ
ルデ−タの演算精度を高めることができるディジタル信
号処理方法及びその方法を適用した装置を提供すること
にある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、第１の方法として、アナログ信号をサン
プリングしてディジタルデ−タに変換し、このディジタ
ルデ−タにディジタルフィルタによるフィルタ処理を施
し、フィルタ処理されたディジタルデ−タを演算処理す
るに際して、ディジタルフィルタの阻止域をアナログ信
号の通過域より高い周波数帯域に設定し、サンプリング
周波数を、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発
生領域がディジタルフィルタの阻止域以上となる周波数
に設定したディジタル信号処理方法を採用したものであ
る。

【０００６】第２の方法として、アナログ信号をサンプ
リングしてディジタルデ−タに変換し、このディジタル
デ−タにディジタルフィルタによるフィルタ処理を施
し、フィルタ処理されたディジタルデ−タを演算処理す
るに際して、サンプリング周波数を、サンプリングによ
る外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズが多く発生す
る領域がアナログ信号の通過域よりも高い領域となる周
波数に設定し、ディジタルフィルタの阻止域をアナログ
信号の通過域より高くサンプリング周波数の１／２以下
の周波数域に設定したディジタル信号処理方法を採用し
たものである。

【０００７】第１の方法または第２の方法を含む第３の
方法として、サンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上
の整数）倍の周波数をディジタルフィルタの零点周波数
に設定したディジタル信号処理方法を採用したものであ
る。

【０００８】第３の方法を含む第４の方法として、ディ
ジタルフィルタの零点周波数及び減衰特性を外乱ノイズ
及び量子化誤差に伴うノイズの実測値に従って設定した
ディジタル信号処理方法を採用したものである。

【０００９】第３の方法を含む第５の方法として、外乱
ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域及び大き
さを演算により求め、この演算値を基にディジタルフィ
ルタの零点周波数及び減衰特性を設定したディジタル信
号処理方法を採用したものである。

【００１０】第３の方法を含む第６の方法として、外乱
ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域及び大き
さをスペクトル分析し、この分析結果からディジタルフ
ィルタの零点周波数及び減衰特性を設定したディジタル
信号処理方法を採用したものである。

【００１１】第１〜第６の方法のうちいずれか１つの方
法を含む第７の方法として、ディジタル演算処理の演算
周期よりも短い周期でアナログ信号をサンプリングする
ディジタル信号処理方法を採用したものである。

【００１２】第１の装置として、アナログ信号をサンプ
リングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手段と、サン
プルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−タをディジ
タルデ−タに変換するアナログ−ディジタル変換手段
と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデ
−タにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、
ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ−タを基に
演算処理を実行するディジタル処理手段とを備え、ディ
ジタルフィルタ手段は、ディジタルフィルタの阻止域が
アナログ信号の通過域より高い周波数帯域に設定され、
サンプルホ−ルド手段のサンプリング周波数は、外乱ノ
イズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域が前記ディ
ジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定さ
れているディジタル信号処理装置を構成したものであ
る。

【００１３】第１の装置を含む第２の装置として、ディ
ジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリング周波数
の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定されて
いるディジタル信号処理装置を構成したものである。

【００１４】第３の装置として、電力系統の電気量を示
すアナログ信号をサンプリングしてホ−ルドするサンプ
ルホ−ルド手段と、サンプルホ−ルド手段によりホ−ル
ドされたデ−タをディジタルデ−タに変換するアナログ
−ディジタル変換手段と、アナログ−ディジタル変換手
段出力のディジタルデ−タにフィルタ処理を施すディジ
タルフィルタ手段と、ディジタルフィルタ手段出力のデ
ィジタルデ−タを基に電力系統の事故判定を行うディジ
タル演算処理手段とを備え、ディジタルフィルタ手段
は、ディジタルフィルタの阻止域がアナログ信号の通過
域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホ−ルド手
段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差
に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手
段の阻止域以上となる周波数に設定されている電力系統
ディジタル信号処理装置を構成したものである。

【００１５】第３の装置を含む第４の装置として、ディ
ジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリング周波数
の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定されて
いる電力系統ディジタル信号処理装置を構成したもので
ある。

【００１６】第５の装置として、解析対象の物理量に関
するアナログ信号をサンプリングしてホ−ルドするサン
プルホ−ルド手段と、サンプルホ−ルド手段によりホ−
ルドされたデ−タをディジタルデ−タに変換するアナロ
グ−ディジタル変換手段と、アナログ−ディジタル変換
手段出力のディジタルデ−タにフィルタ処理を施すディ
ジタルフィルタ手段と、ディジタルフィルタ手段出力の
ディジタルデ−タを基にスペクトル解析を実行するディ
ジタル処理手段とを備え、ディジタルフィルタ手段は、
ディジタルフィルタの阻止域がアナログ信号の通過域よ
り高い周波数帯域に設定され、サンプルホ−ルド手段の
サンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴
なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手段の
阻止域以上となる周波数に設定されているディジタル信
号解析装置を構成したものである。

【００１７】第５の装置を含む第６の装置として、ディ
ジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリング周波数
の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定されて
いるディジタル信号解析装置を構成したものである。

【００１８】第７の装置として、音声に関するアナログ
信号をサンプリングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド
手段と、サンプルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ
−タをディジタルデ−タに変換するアナログ−ディジタ
ル変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のデ
ィジタルデ−タにフィルタ処理を施すディジタルフィル
タ手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ
−タにエコ−キャンセル処理を施すディジタル処理手段
とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタル信号
の阻止域がアナログ信号の通過域より高い周波数帯域に
設定され、サンプルホ−ルド手段のサンプリング周波数
は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領
域が前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周
波数に設定されている音声信号処理装置を構成したもの
である。

【００１９】第７の装置を含む第８の装置として、ディ
ジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリング周波数
の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定されて
いる音声信号処理装置を構成したものである。

【００２０】第９の装置として、複数のアナログ信号を
順次サンプリングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手
段と、サンプルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−
タをディジタルデ−タに変換するアナログ−ディジタル
変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディ
ジタルデ−タにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ
手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ−
タを基に演算処理を実行するディジタル処理手段とを備
え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタル信号の阻止
域がアナログ信号の通過域より高い周波数帯域に設定さ
れ、サンプルホ−ルド手段のサンプリング周波数は、外
乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前
記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に
設定されているディジタルデ−タ記録装置を構成したも
のである。

【００２１】第９の装置を含む第１０の装置として、デ
ィジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリング周波
数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定され
ているディジタルデ−タ記録装置を構成したものであ
る。

【００２２】第１１の装置として、音声に関するアナロ
グ信号をサンプリングしてホ−ルドするサンプルホ−ル
ド手段と、サンプルホ−ルド手段によりホ−ルドされた
デ−タをディジタルデ−タに変換するアナログ−ディジ
タル変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力の
ディジタルデ−タにフィルタ処理を施すディジタルフィ
ルタ手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタル
デ−タを基に演算処理を実行するディジタル処理手段と
を備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタル信号の
阻止域がアナログ信号の通過域より高い周波数帯に設定
され、サンプルホ−ルド手段のサンプリング周波数は、
外乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が
前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数
に設定されているディジタルオ−ディオ装置を構成した
ものである。

【００２３】第１１の装置を含む第１２の装置として、
ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリング周
波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の周波数に設定さ
れているディジタルオ−ディオ装置を構成したものであ
る。

【００２４】前記した手段によれば、アナログ信号は、
サンプリング及びアナログ／ディジタル変換することに
より、サンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎは２以上の整
数）の周波数の離散信号になる。このため、サンプリン
グを高速に行えば、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノ
イズなどの総合ノイズの周波数を高周波化することがで
きる。従って、サンプリング周波数を、総合ノイズの発
生領域がディジタルフィルタの阻止域以上となる周波数
に設定すれば、総合ノイズをディジタルフィルタの阻止
域に発生させることが可能となる。そしてディジタルフ
ィルタの阻止域をアナログ信号の通過域より高い周波数
帯域に設定すれば、総合ノイズをディジタルフィルタに
よって除去することが可能となる。これによりディジタ
ルデ−タのＳ／Ｎ比を高めることができ、精度の高いデ
−タを得ることが可能となる。

【００２５】またディジタルデ−タの減衰特性を設定す
るに際して、サンプリング周波数の１／Ｎの周波数にデ
ィジタルフィルタの零点周波数を設定すれば、総合ノイ
ズを大幅に低減することが可能となる。

【００２６】またノイズ成分や量子化誤差に伴うノイズ
の周波数成分はランダムであるので、これらの周波数分
析を行い、この分析結果からディジタルフィルタの減衰
特性を設定すれば、ノイズの発生状態に合わせて誤差の
低減が可能となる。

【００２７】また、アナログ信号をサンプリングする際
しては、ディジタル演算処理の演算周期よりも短い周期
でアナログ信号をサンプリングすれば、誤差を大幅に低
減することができ、アナログ／ディジタル変換手段の分
解能以上の分解能を得ることができる。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。

【００２９】図１において、サンプルホルダ１０１、Ａ
／Ｄ変換器１０２、ディジタルフィルタ１０３、ディジ
タル処理部１０４によりディジタル信号処理装置が構成
されており、サンプルホルダ１０１にアナログセンサ１
００からのアナログ信号が入力されている。アナログセ
ンサ１００は例えば、電流、電圧、速度、圧力、温度な
ど各種アナログ量のデ−タを電圧に変換するもので構成
されている。そしてアナログセンサ１００のアナログ信
号がサンプルホルダ１０１に入力されると、サンプルホ
ルダ１０１によってサンプリングされると共にホ−ルド
され、ホ−ルドされたデ−タがＡ／Ｄ変換器１０２へ出
力される。Ａ／Ｄ変換器１０２は入力デ−タをディジタ
ルデ−タに変換し、変換したデ−タをディジタルフィル
タ１０３へ出力するようになっている。ディジタルフィ
ルタ１０３は入力デ−タにフィルタ処理を施し、入力デ
−タ群の中から特定の周波数成分のデ−タを抽出し、抽
出したデ−タをディジタル処理部１０４へ出力するよう
になっている。ディジタル処理部１０４は入力デ−タを
基に各種処理演算を行い、演算結果を出力するようにな
っている。

【００３０】ここで、アナログセンサ１００の出力信号
を計測したところ、アナログ信号の信号成分には、図３
の（Ａ）に示されるように、高次の高調波成分が含まれ
ていることが測定された。すなわち、アナログ信号に
は、ノイズ成分として電源などに誘導したノイズ、いわ
ゆる外乱ノイズが含まれている。このような外乱ノイズ
は、サンプルホルダ１０１の出力及びＡ／Ｄ変換器１０
２の入力部にも発生する。このようなアナログ信号をサ
ンプリング周波数ｆｓ＝６００Ｈzでサンプリングする
と、図３の（Ｂ）に示されるような波形となり、周波数
分析してみると図３の（Ｃ）に示されるように、アナロ
グ信号の通過帯域内にノイズが発生する。このノイズ成
分はサンプリング周波数ｆｓの１／Ｎ（Ｎは２以上の整
数）の周波数に依存して発生することが確認された。

【００３１】そこで、本実施形態においては、図２に示
されるようにディジタルフィルタ１０３の阻止域Ｔ２を
アナログ信号の通過域Ｔ１より高い周波数帯域に設定す
ると共に、サンプルホルダ１０１のサンプリング周波数
ｆｓを、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生
領域がディジタルフィルタ１０３の阻止域Ｔ２以上とな
る周波数に設定することとされている。すなわち、周波
数ｆ_１〜ｆ_２を通過域とした場合、ノイズが多く発生す
る周波数領域ｆ_２〜１／２ｆｓが阻止域Ｔ２となるよう
設定されている。またディジタルフィルタ１０３の特性
を設定するに際しては、サンプリング定理により扱う周
波数領域はサンプリング周波数ｆｓの半分以下を考慮す
ればよいので、例えば周波数ｆ_２〜１／２ｆｓの部分を
減衰させるように、周波数−ゲイン特性を設定すればよ
いことになる。

【００３２】上記構成において、図３の（Ｄ）に示され
るように、サンプリング周波数ｆｓ＝３ｋＨzでサンプ
リングしたところ、図３の（Ｅ）に示されるように、外
乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズを含む総合ノイズ
１０７が通過域Ｔ１をはずれ、ディジタルフィルタ１０
３の阻止域Ｔ２内に発生することが測定された。すなわ
ち総合ノイズをアナログ信号と分離することが可能とな
り、高精度なディジタル信号処理演算を行うことが可能
となる。

【００３３】次に、図４を用いて図１を発展させた実施
形態について説明する。

【００３４】本実施形態はディジタルフィルタ２００の
みが異なり他のものは前記実施形態と同様であるので、
同一のものには同一符号を付してそれらの説明は省略す
る。

【００３５】外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズを
含む総合ノイズはサンプリング周波数ｆｓの１／Ｎ（Ｎ
は整数）の周波数に従って発生する。そこで、図５の
（Ａ)，(Ｂ）に示されるように、ノイズ成分２０２の周
波数に合わせてディジタルフィルタ２００の零点周波数
Ｆ１〜Ｆ６を設定すれば、ノイズをより減衰させること
ができる。この場合、ディジタルフィルタ２００の零点
周波数として、阻止域Ｔ２に含まれる周波数であって、
サンプリング周波数ｆｓの１／整数となる周波数をすべ
て選択したり、あるいはノイズレベルの実測値からノイ
ズレベルの高い零点周波数のみを選択することも可能で
ある。

【００３６】また総合ノイズはランダムに発生するの
で、前もって総合ノイズが多く発生する周波数を予想し
て零点周波数を設定することも可能である。更に後述す
るように、ノイズの発生する周波数を検出し、検出した
周波数がディジタルフィルタ２００の零点周波数となる
ように、ディジタルフィルタ２００の構成及び特性をア
ダプティブに変更することも可能である。

【００３７】また、Ａ／Ｄ変換器１０２を、１２ビット
の分解能を有するもので構成した場合、ディジタルフィ
ルタ２００として図５に示される特性のものを用いれ
ば、Ａ／Ｄ変換器１０２の分解能以上の分解能を得るこ
とができる。

【００３８】つぎに、ディジタルフィルタ２００の実施
形態を図６及び図７に基づいて説明する。

【００３９】図６及び図７はディジタルフィルタ２００
の代表的なブロック概念構成を示し、図６はＩＩＲ型
（Infinite-extent Impulse Response）フィルタで
あい、図７はＦＩＲ型（Finite-extent Impulse Re
sponse）フィルタである。

【００４０】図６において、次数が２次の場合のフィル
タは加算ブロック３０１，３０２，３０３，３０４、フ
ィルタ係数ブロック３０５，３０６，３０７，３０８，
３０９、信号Ｗｎを周期Ｔの１時刻分遅延する遅延ブロ
ック３１０、信号Ｗｎ−１を１時刻分遅延する遅延ブロ
ック３１１を備えて構成されており、入力信号Ｘｎにフ
ィルタ処理を施してフィルタ出力デ−タＹｎを発生する
ようになっている。

【００４１】上記フィルタを演算式で表わすと次の
（１），（２）によって表わされる。

【００４２】

【数１】Ｗｎ＝Ｘｎ＋Ｗｎ−１・Ｂ１＋Ｗｎ−２・Ｂ２……（１）

【００４３】

【数２】Ｙｎ＝Ｗｎ・Ａ０＋Ｗｎ−１・Ａ１＋Ｗｎ−２・Ａ２ ……（２）上記構成において、フィルタ係数３０５〜３０９を調整
することにより、次の（３）〜（７）式に示す各種のフ
ィルタを実現することができる。（ロ−パスフィルタ）

【００４４】

【数３】（バンドパスフィルタ）

【００４５】

【数４】（ハイパスフィルタ）

【００４６】

【数５】（ノッチフィルタ）

【００４７】

【数６】ここで、ｒ＝２・ｃｏｓ２πｆ_０・ＴＴ：サンプリング周期ｆ_０：阻止周波数（オ−ルパスフィルタ）

【００４８】

【数７】なお、ｚは伝達関数であり、Ｚはアナログ系のｓに相当
する（ｓ＝ｊω，ｚ＝ｅ^ｊω）。

【００４９】図７に示すフィルタは加算ブロック３２
０，３２１、フィルタ係数ブロック３２２，３２３，３
２４、入力信号Ｘ’ｎを１時刻分遅延する遅延ブロック
３２５、信号Ｘ’ｎ−１を１時刻分遅延する遅延ブロッ
ク３２６を備えて構成されており、入力信号Ｘ’ｎにフ
ィルタ処理を施して出力デ−タＹ’ｎを出力するように
なっている。

【００５０】上記構成におけるフィルタを演算式で示す
と次の（８）式によって表わせる。

【００５１】

【数８】Ｘ’ｎ＝Ａ’０・Ｘ’ｎ＋Ａ’１・Ｘ’ｎ−１＋Ａ’２・Ｘ’ｎ−２ ……（８）所望の減衰特性を得るために、上記したフィルタをカス
ケ−ド接続して実現する。

【００５２】上記した各フィルタを用いるに際して、本
実施形態では、後述するようにＤＳＰ（デジタルシグナ
ルプロセッサ）を用いたディジタルフィルタ手段により
入力信号のフィルタ処理を行い、予め定められたフィル
タ係数に基づいてサンプリング周期Ｔ毎に繰り返して演
算処理を行うこととしている。このため、入力点数に応
じて時分割によるフィルタ処理を、ソフトウェア的に行
わせることができ、入力点数の増減、特性の変更、プリ
ント基板の標準化に対応することが可能となる。すなわ
ち、従来、１２チャンネル分の信号系が必要な場合、ア
ナログフィルタとして１２チャンネル分必要となるが、
本実施形態のフィルタを用いれば、チャンネル数に応じ
てソフトウェア的にフィルタを構成すればよいことにな
る。

【００５３】また、アナログフィルタを用いずにフィル
タ処理できることから、アナログフィルタのように、抵
抗、コンデンサなどの素子の初期値偏差、周囲温度によ
る素子値の変動、軽減変化による素子の劣化などの要因
がまったくなく、高性度化、無調整化が可能となる。更
に外付けの点検回路が不要となり、内部のソフトウェア
で特性の変更等に対応できるため、製作工程を大幅に短
縮でき、メンテナンスも不要となる。

【００５４】次に、誤差の周波数成分を検出し、ディジ
タルフィルタ２００の構成及び特性を変更して、更に誤
差を低減させる実施形態について説明する。

【００５５】まず、図８に従ってディジタルフィルタ２
００の特性変更例について説明する。

【００５６】図８に示すディジタルフィルタ２００はＩ
ＩＲ型のフィルタであり、フィルタ係数ブロック３０
５，３０７，３０９の係数によって構成を決定すること
ができる。例えば、フィルタをロ−パスフィルタとして
構成する場合には、フィルタ係数ブロック３０５の係数
Ａ０＝１．０、フィルタ係数ブロック３０７の係数Ａ１
＝２．０、フィルタ係数ブロック３０９の係数Ａ２＝
１．０とすればよく、零点を設けるために、ノッチフィ
ルタの構成にするには、係数Ａ０＝１．０、係数Ａ２＝
２ｃｏｓω_ｎＴ、係数Ａ２＝１．０とすればよい。（但
し、ω_ｎ＝２πｆ_ｎ，ｆ_ｎ：零点周波数）フィルタの特性、例えば中心周波数ｆ_０や選択度Ｑは、
ブロック４００で示されるように、フィルタ係数３０６
の係数Ｂ１，Ｂ２を所望の特性を満たすように変更する
ことにより実現できる。

【００５７】図９の（Ａ）〜（Ｃ）にはロ−パスフィル
タ４０２、バンドパスフィルタ４０３、ノッチフィルタ
４０３の周波数−ゲイン特性例が示されている。

【００５８】次に、図１０及び図１１に基づいて図４に
示す実施形態の詳細な処理内容について説明する。

【００５９】図１０はブロック５１１で示すイニシャル
処理において誤差の周波数分析を行い、誤差を低減する
ようにしたフィルタ係数を導出し、これに基づいてブロ
ック５１２にて通常の処理を行う例である。以下にその
具体的な内容を説明する。

【００６０】まず、ステップ５００において、ディジタ
ルデ−タをデ−タメモリに格納するに際して、デ−タメ
モリのクリアなどの初期設定を行い、Ａ／Ｄ変換器１０
２からディジタルデ−タが入力されたか否かの判定を行
う（ステップ５０１）。ディジタルデ−タが入力された
ときには(ステップ５０２)、ディジタルデ−タがｎ個、
例えば５１２個入力されたか否かの判定を行なう（ステ
ップ５０３）。ディジタルデ−タがｎ個入力されるまで
ステップ５０１〜５０３までの処理を継続し、デ−タ数
がｎ個に達したときには、これらのデ−タに関するスペ
クトル分析を実施する（ステップ５０４）。このスペク
トル分析を行うに際しては、ＦＦＴ演算（高速フ−リエ
変換）を用いて行う。このスペクトル分析によって通過
域Ｔ１以外の領域に発生するノイズの周波数を検出す
る。この後検出した周波数がディジタルフィルタ２００
の零点周波数となるようにフィルタ係数を導出する（ス
テップ５０５）。具体的には、ノッチフィルタを用いて
零点周波数を設定する場合には、フィルタ係数は次の
（９）〜（１３）式によって求めることができる。

【００６１】

【数９】Ａ０＝１．０ ……（９）

【００６２】

【数１０】Ａ１＝２ｃｏｓω_ｎＴ ……（１０）

【００６３】

【数１１】Ａ２＝１．０ ……（１１）

【００６４】

【数１２】

【００６５】

【数１３】但し、ω_ｎ：２πｆ_ｎｆ_ｎ：零点周波数 ω_０：２πｆ_０ｆ_０：しゃ断周波数Ｑ：選択度Ｔ：サンプリング周期以上の演算式を用いて誤差の発生する周波数を零点にす
るようにイニシャル処理する段階で、フィルタの特性及
び構成を決定する。すなわちフィルタをカスケ−ドに何
段接続するかなどについて決定する。実際には、発生す
る誤差の周波数は大きく変化することはないので、イニ
シャル時にフィルタの特性及び構成を設定しても実用上
問題になることはない。

【００６６】次に、ブロック５１２の処理に移り、オン
ラインでの処理として、デ−タ入力割込みがあるか否か
の判定を行い（ステップ５０６）、割込みがある場合に
は、デ−タ入力を行う(ステップ５０７)。この後イニシ
ャル時に求めたディジタルフィルタの係数を用いてディ
ジタルフィルタ処理を実行し、誤差の低減を図る（ステ
ップ５０８）。入力デ−タにフィルタ処理が施されたデ
−タを基にディジタル演算を行い（スイップ５０９）、
演算結果に従ったデ−タを出力する（ステップ５１
０）。

【００６７】図１１は、図１０に示した実施形態がイニ
シャル時に誤差の周波数分析をい、この分析結果に従っ
てフィルタ係数を設定したのに対して、サンプリング毎
に誤差の周波数分析を行い、フィルタ係数をアダプティ
ブに変更し、常時誤差の周波数成分を大幅に低減するよ
うにしたものである。

【００６８】以下に具体例について説明する。

【００６９】まず、デ−タメモリをクリアなどする初期
設定を実行し（ステップ６００）、デ−タ入力割込み有
りか否かの判定を行う（ステップ６０１）。デ−タ入力
割込み有りのときにはデ−タを入力し（ステップ６０
２）、この入力デ−タを基にオンラインにてスペクトル
分析を行う（ステップ６０３）。このスペクトル分析に
よって誤差の周波数分析を行い、この分析結果に従っ
て、検出したノイズの周波数成分を低減するように、デ
ィジタルフィルタの係数を求める（ステップ６０４）。
この後フィルタ係数を求めて入力デ−タにフィルタ処理
を施す（ステップ６０５）。次にフィルタ処理されたデ
−タを基にディジタル演算を行い（ステップ６０６）、
その演算結果を出力する（ステップ６０７）。そしてこ
れらの一連の動作を周期Ｔ毎に繰り返しディジタルデ−
タを算出する。

【００７０】本実施形態の場合には、フィルタの構成及
び特性をアダプティブに変更するようにしたため、ラン
ダムに発生する外乱ノイズや量子化誤差に伴うノイズの
発生状況に合わせてノイズを低減することができ、更に
高精度なディジタル演算処理が実現できる。

【００７１】図１２には、本発明に係るディジタル信号
処理装置を電力用ディジタル保護リレ−装置に適用した
ブロック構成が示されている。

【００７２】図１２に示される装置は保護リレ−に係る
処理機能を９種のユニットに分割して構成されており、
これらのユニットのうちアナログ入力ユニット７００に
本発明に係るディジタル信号処理装置が適用されてい
る。そしてこれらの各ユニットは、マルチプロセッサシ
ステムのためのシステムコントロ−ルユニット７０５、
アナログ入力のＡ／Ｄ変換およびディジタルフィルタ処
理を行なうアナログ入力ユニット７００、リレ−演算ユ
ニット７０１、シ−ケンス処理ユニット７０２、整定・
表示処理ユニット７０６、ディジタル入出力ユニット７
０３、事故検出ユニット７０９、補助リレ−ユニット７
０４、表面パネルユニット７１０から構成されている。

【００７３】ユニット７００，７０１，７０２，７０
４，７０５及び７０６はそれぞれ汎用システムバスＢ１
を介して接続されている。

【００７４】また、シ−ケンス処理ユニットとディジタ
ル入出力ユニット７０３とは、汎用システムバスＢ１と
は異なる入出力Ｉ／ＯバスＢ２で接続されている。

【００７５】さらに、事故検出ユニット７０９内のリレ
−演算部７０７とシ−ケンス処理部７０８は、上記した
バスＢ１およびＢ２とは異なる入出力Ｉ／ＯバスＢ３で
接続されている。

【００７６】なお、システムには、図示しないが電源装
置を備え、これにより、各ユニットが駆動される。

【００７７】次に、上記電力用ディジタル保護リレ−装
置の概要を図１３〜図１６に基づいて説明する。

【００７８】ステップ２００１では、電力系統よりの情
報、すなわち、例えば、送電線の電圧、電流を入力し、
さらにアナログ量をディジタル量に変換する。

【００７９】ステップ２００２では、事故検出あるいは
制御用の電気量を導出する。この電気量の導出には、電
力系統事故時の電圧、電流の大きさ、事故点までのイン
ピ−ダンスＺ、抵抗分Ｒ、リアクタンス分Ｘ、事故点の
方向、事故時の周波数などがある。

【００８０】ステップ２００３では、ステップ２００２
で導出した電気量を所定の整定値と比較判定する。比較
判定の結果、事故と判定されたら、ステップ２００４に
進む。

【００８１】ステップ２００４では、ステップ２００３
で判定された事故条件が継続されているかどうかの判定
を行ない、継続されていればステップ２００５に進む。
ステップ２００５では、事故と判定されたのでその情報
を記憶する。ステップ２００６では、ステップ２００５
で記憶されている各種リレ−の動作を基に、システムの
シ−ケンス処理（外部条件、タイマ−との組み合わせも
ある）を行ない、事故と判定された場合には、遮断器に
対する遮断指令を発するものである。ステップ２００７
は、装置の点検・監視処理である。

【００８２】電力用のディジタル制御保護装置は、上記
した処理をアナログ入力のサンプリング周期Ｔのｎ倍
（ｎは整数）以内に繰り返し実行するものである。

【００８３】図１４には公知のリアクタンスリレ−（１
要素分）とモ−リレ−（１要素分）の特性例を示す。図
において、ｊｘはインピ−ダンスの誘導リアクタンス分
である。

【００８４】またステップ２００２では、上記リレ−要
素を約３０〜５０要素分処理し、ステップ２００６のシ
−ケンス処理はこれらのリレ−要素出力を基に、システ
ムに対応した所期のシ−ケンス処理を行なう。さらに図
１４に示したＺ１およびＺ２が整定値であり、保護リレ
−の場合には、この値が保護範囲を決定する。この値は
電力系統の変更、これに伴う保護範囲の変更の場合に
は、人間により装置外部よりオンラインにて変更される
ようになっている。

【００８５】図１５は、図１４に示したリアクタンスリ
レ−の処理フロ−例を示し、図１６は図１５のそれぞれ
の処理ステップに対応する処理波形例を示す。図１５と
図１６において、符号Ｓ１〜Ｓ７はそれぞれ対応するも
のである。

【００８６】このリアクタンスリレ−の場合、まず、電
圧・電流デ−タを入力し（ステップＳ１，２）、これら
について種々の演算を実行し（ステップＳ３〜Ｓ７）、
演算結果を整定値と比較する（ステップＳ８）。ここ
で、演算結果が整定値より大きければ、異常状態の持続
時間を調べるためのカウンタ（図示せず）を＋１歩進す
る（ステップ９）。

【００８７】ついで、このカウンタの計数値が所定計数
値より大きくなったか否かを調べる(ステップＳ１０)。
ここで、カウンタの計数値が所定計数値より大きけれ
ば、リレ−を動作させるべき状態と判断して、要素リレ
−の出力を１とする（ステップＳ１１）。一方、計数
値が所定値に達していなければ、要素リレ−の出力を０
として、動作させないでおく（ステップＳ１２）。

【００８８】ところで、前記ステップＳ８において、演
算結果が整定値より小さければ、前記カウンタをクリア
し（ステップＳ１３）、当然のことながら、要素リレ−
の出力は０である（ステップＳ１４）。

【００８９】次に、本発明を適用する電力用ディジタル
保護装置のアナログ入力ユニットについて説明する。

【００９０】図１７において、１１０１−１〜１１０１
−Ｎは外部から入力するアナログ信号ｉｎ１〜ｉｎＮを
入力し上記入力信号に重畳する高調波を除去するための
ロ−パスフィルタ（主にサンプリングによる折り返し誤
差防止用に用いる、以下ＬＰＦと略記する）である。１
１０２−１〜１１０２−Ｎはサンプルホ−ルド（以下Ｓ
／Ｈと略記する）回路、１１０３はマルチプレクサ（Ｍ
ＰＸと略記する）、１１０４はアナログディジタル変換
（以下Ａ／Ｄと略記する）回路、１１０５はデュアルポ
−トＲＡＭ（ＤＰＲＡＭ）を用いたＡ／Ｄ変換デ−タの
バッファメモリである。

【００９１】１１００はＤＳＰ（Digital Signal P
rocessor）、１１０７はＤＳＰのインストラクション格
納用のプログラムメモリ（ＲＯＭ）、ＬＢはロ−カルバ
ス、１１０９はシステムバスとのデ−タの受け渡し用の
デュアルポ−トデ−タメモリ、１１１０はシステムバス
インタ−フェイス回路、Ｂ１はシステムバスである。

【００９２】１１０６はタイミング発生回路であって、
Ｓ／Ｈ回路１１０２−１〜１１０２−Ｎ、ＭＰＸ１１０
３，Ａ／Ｄ回路１１０４およびバッファメモリ１１０５
の動作を制御する。また、ＤＳＰ１１００に対して割込
み信号を発する。

【００９３】以上示した実施形態では、個別のＩＣ及び
ＬＳＩを組み合せて構成した例を示した。

【００９４】ところで、個別のＩＣ及びＬＳＩを一つの
ＬＳＩに集積することは実現可能なことである。

【００９５】例えば、図１７において、アナログ部であ
る、ＬＰＦ，Ｓ／Ｈ，ＭＰＸ及びＡ／Ｄ変換器を１つの
ＬＳＩに集積し、ＤＳＰ，ＲＯＭ、バッファメモリ及び
デ−タメモリを１つのＬＳＩに集積することで、回路の
大幅な小形化及びコンパクト化が達成できる。

【００９６】あるいは、図１７に示した各機能のＩＣ及
びＬＳＩを１つのＬＳＩに集積して、より一層の小形化
及びコンパクト化を図ってもよいことは、容易に理解で
きることである。

【００９７】先に説明したディジタルフィルタ演算は、
図１７の１１００に示したＤＳＰで行う。すなわち、デ
ィジタルフィルタ演算は、先にも述べたように、小数点
デ−タの積和演算を多数繰返す必要があるため、高速な
積和演算が可能なＤＳＰが適する。

【００９８】ＤＳＰは、固定小数点演算形及び浮動小数
点演算形があり、本発明のディジタルフィルタ演算を実
行するプロセッサとしては両方とも適用可能であるが、
広いダイナミックレンジが確保でき、オ−バ−フロ−や
アンダ−フロ−を特に意識する必要がない浮動小数点演
算形ＤＳＰを用いるのが望ましい。

【００９９】次に、このＤＳＰについて述べる。

【０１００】図１８にＤＳＰの一実施形態の構成の詳細
図を示す。

【０１０１】本実施形態のＤＳＰは、図示のように、外
部メモリのアドレス指定を行なうアドレスレジスタ１２
００、パラレル・ポ−トとして使用するデ−タレジスタ
１２０１、デ−タＲＡＭ１２０３、ｍビット×ｍビット
の高速並列乗算器１２０４、インストラクション用ＲＯ
Ｍ１２０５、加減算等を行なうＡＬＵ（ArithmeticLogi
c Unit）１２０７、アキュムレ−タ等のレジスタ１２
０８、外部との制御信号（ａ，ｂおよびｃなど）の割込
み等をコントロ−ルする制御回路１２０９、ＤＳＰ内の
内部バス１２１０を含んで構成されている。

【０１０２】前記乗算器１２０４は、１インストラクシ
ョンサイクルの間に入力信号Ａ，Ｂの内容を乗算し、そ
の結果Ｃを、内部バス１２１０に出力するものである。

【０１０３】また、ＡＬＵ１２０７は、内部バス１２１
０からのデ−タとレジスタ１２０８のデ−タとを加減算
し、結果をレジスタ１２０８に書き込む。

【０１０４】なお、ＤＳＰは、周知のように、１インス
トラクションサイクルの間に積和演算が可能であるこ
と、パイプライン処理が可能であることなどにより、固
定および浮動小数点デ−タの高速な数値演算を実現でき
ることを特徴とする。これにより、多入力点数に係る入
力デ−タを実時間でフィルタリング可能とするものであ
る。この点、浮動小数点演算ユニットを内蔵しない汎用
のマイクロプロセッサでは処理速度が遅いので、適用で
きない。

【０１０５】図１９は、図１７に示したアナログ入力ユ
ニットの処理タイミング例を示す。図に示すように、ア
ナログ入力ユニットは、適用するシステムにより、以下
に示す３種のケ−スで処理できるようになっている。

【０１０６】まず、図１９の（Ｂ）に示すように、例え
ば、ディジタルフィルタ演算は３ｋＨｚ周期で行い、５
サンプルのディジタルフィルタ演算の終了後に、演算結
果を制御・保護演算ユニットに転送する。これにより６
００Ｈz周期の演算部との同期化を図ることができる。

【０１０７】第２のケ−スとしては、（Ｃ）図に示すよ
うにディジタルフィルタ演算は３ｋＨｚ周期で行い、演
算結果も３ｋＨｚ周期で制御・保護演算ユニットに転送
するようにする。

【０１０８】第３のケ−スとしては、（Ｄ）図に示すよ
うに、ディジタルフィルタ演算と共に、制御・保護演算
も３ｋＨｚ周期で行うようにする。すなわち、図１８に
示したＤＳＰでフィルタ演算及び制御・保護演算の両方
を行うようにする。これにより第２，第３のケ−スの場
合には演算処理の高速化が図れる。

【０１０９】次に本発明を電力用ディジタル保護リレ−
に適用したことによる特性改善効果例について述べる。

【０１１０】図２０は、送電線の後備保護などに適用さ
れる、リアクタンスリレ−の位相特性を示す。このう
ち、図２０（Ａ）は、従来方式（アナログフィルタ適
用）の位相特性を示し、（Ｂ）は本発明を適用した方式
の位相特性を示す。両方式共にリアクタンスリレ−の演
算は全く同じアルゴリズムである。

【０１１１】リアクタンスリレ−の演算式及び条件を以
下に示す。

【０１１２】

【数１４】ここに、Ｉ：電流値、Ｖ：電圧値、Ｚ：整定値、Ｋ：比較値、Ｎ：積分回数整定値１ Ω 周波数５０Ｈz 電流５Ａ図２０から明らかなように、従来方式は、不動作域と動
作域の間の不完全動作域が広い。すなわち、このことは
動作インピ−ダンス誤差が大きいことを表わしている。
この実施形態では特性角上（位相角９０°）の動作イン
ピ−ダンス誤差（整定したインピ−ダンスに対し、動作
したインピ−ダンスの誤差）が３〜４％ある。

【０１１３】一方、図２０（Ｂ）に示す本発明を適用し
た方式は不動作域と動作域の間の不完全動作域が狭い。
すなわち、このことは動作インピ−ダンス誤差が従来方
式に比べ、非常に小さいことを表わしている。

【０１１４】この実施形態では、特性角上の動作インピ
−ダンス誤差は１％以下を実現した例である。

【０１１５】第２１図は、上記したリアクタンスリレ−
の動作インピ−ダンス特性例を示す。

【０１１６】図２１において、点線で示す１５００ａ及
び１５００ｂの特性は従来方式の動作インピ−ダンス特
性を示すものであり、実線で示す１５０１ａ及び１５０
１ｂの特性は本発明による動作インピ−ダンス特性を示
すものである。

【０１１７】この特性図からも明らかなように、本発明
による動作インピ−ダンス特性が従来方法に比べ、不完
全動作域が狭く、非常に高精度化（高感度化）が実現で
きることが明らかであり、従来方式に対し、３〜５倍の
高感度化が可能である。

【０１１８】図２２は、微分方程式に基づき事故点まで
の抵抗分Ｒ及びリアクタンス分Ｌを求める距離リレ−の
入力部に、本発明を適用した場合の位相特性を示すもの
である。

【０１１９】図２２（Ａ）は従来方法による特性例であ
り、（Ｂ）が本発明による特性例である。

【０１２０】図から明らかであるように、本発明を適用
した特性が、動作域と不動作域との間の不完全動作域の
幅が非常に狭く、高精度化（高感度化）を実現できるこ
とが理解される。

【０１２１】図２３は、本発明を適用した、電力系統の
電圧実効値検出の処理ブロック構成例を示すものであ
る。各ブロックの処理は、先に説明した図１７のＤＳＰ
１１００で演算処理する。これは、例えば電力系統の電
圧・無効電力制御装置に適用するものである。

【０１２２】図２３において、１７０１のブロックはデ
ィジタルフィルタ処理ブロックで本発明を適用するブロ
ックである。このブロックで、入力信号Ｖｉに重畳した
高調波及びオフセット分と外乱ノイズや量子化誤差を減
衰させる。

【０１２３】特に、基本波のｎ倍（整数倍）の低次高調
波及び上記した外乱ノイズや量子化誤差の周波数がディ
ジタルフィルタの零点周波数あるいは、零点周波数の近
傍になるように、フィルタ係数を設定し、大きな減衰量
を得るようにする。

【０１２４】次に、フィルタリングしたデ−タを用い
て、１７０２のブロックで信号の周波数を求める。

【０１２５】ところで、入力デ−タの周波数、すなわち
電力系統の周波数は変動する（±１〜３Ｈz）ため、デ
ィジタルフィルタの周波数特性で変動するゲインを補正
する必要がある。

【０１２６】そこで、１７０３のブロックでは、１７０
２のブロックで求めた周波数を用いて、入力デ−タのゲ
イン補正を行う。

【０１２７】次に、ゲイン補正した、フィルタリングし
た入力デ−タのピ−ク値を１７０４のブロックで求め
る。

【０１２８】例えば、ピ−ク値を求めるには、ピ−クの
値を保持する方法や、以下の式に示すような演算を行う
ことにより求めることができる。

【０１２９】

【数１５】 △ｔ：サンプリング間隔 ω＝２πｆｆ：検出した周波数次に、上記ピ−ク値を用いて、１７０５のブロックでは
実効値を求め、さらに高精度化のために、１７０６のブ
ロックで平均化処理を行う。

【０１３０】このようにして、入力デ−タの実効値を、
精度０．０１％以下で求めることができる。

【０１３１】当然ながら、この高精度化を達成するため
には、１７０１のブロックに示した本発明を適用したデ
ィジタルフィルタが不可欠であることは言うまでもない
ことである。

【０１３２】次に、本発明を適用した、別の電力系統の
電圧実効値検出方法の実施形態について図２４を用いて
説明する。

【０１３３】処理の概要は、電力系統からの入力信号の
周波数に応じた外部同期信号に同期して、入力信号をサ
ンプリングすると共にＡ／Ｄ変換して、ディジタルフィ
ルタリングし、電圧実効値を求めるものである。いわ
ば、サンプリング周波数を外部条件によりアダプティブ
に変更して、フィルタ特性を変更し、同一アルゴリズム
（例えば、１周期分のデ−タを二乗して積分する。）で
高精度に電圧実効値を求めるものである。これは、例え
ば電力系統の静止形無効電力補償装置に適用するもので
ある。

【０１３４】図２４において、ステップ１８００ではデ
−タ入力割込み有かを判定する。このとき、割込み信号
は、先に述べたように、電力系統からの入力信号の周波
数に同期するものである。

【０１３５】割込み有ならば、ステップ１８０１でデ−
タ入力を行う。

【０１３６】その後、ステップ１８０２で本発明を適用
したディジタルフィルタ演算処理を行う。

【０１３７】すなわち、外乱ノイズや量子化誤差の発生
する周波数をディジタルフィルタの阻止域となるように
して、ステップ１８０３に示す電圧実効値検出に悪影響
を与えないようにする。

【０１３８】ステップ１８０３では、例えば、以下に示
すような演算を行い、電圧の実効値を求める。

【０１３９】

【数１６】この場合、入力信号の周波数に応じてサンプリング周波
数を変更するので、入力信号の周波数にかかわらずに、
上記アルゴリズムは一定でよい。

【０１４０】ステップ１８０４では、検出した電圧実効
値を出力する。

【０１４１】図２５は、ステップ１８０２で示したディ
ジタルフィルタの周波数−ゲイン特性例を示す。

【０１４２】電力系統からの入力信号の周波数の変化分
だけ、例えば、特性１８０５を特性１８０６に変更させ
たものである。

【０１４３】ここで、外乱ノイズや量子化誤差の発生す
る周波数も、サンプリング周波数に比例して変化するの
で、これらの誤差の低減効果は変わることはない。従っ
て、非常に高精度に、電圧実効値の検出が可能であるこ
とは、いうまでもないことである。

【０１４４】次に、本発明を適用したディジタル信号処
理システムの実施形態について説明する。

【０１４５】まず、図２６に示すシステムは信号解析シ
ステムである。

【０１４６】本実施形態では、物理量（変位、速度、圧
力、温度など）をトランスデュ−サ３００１によって、
電位に変換する。このトランスデュ−サ３００１の出力
を通常規則的な時間間隔でディジタル化する。すなわ
ち、Ａ／Ｄ変換器３００２でディジタル量に変換する。

【０１４７】このディジタル量を、例えば、スペクトラ
ムアナライザ３００４でスペクトル解析し、振幅、位
相、電力あるいはエネルギ−等の周波数分析を行なう。
この場合、スペクトル解析に本発明を適用すれば、Ａ／
Ｄ変換により発生する量子化誤差を大幅に低減でき、高
精度なスペクトル解析が可能である。また、Ａ／Ｄ変換
したデ−タの高周波成分の除去、あるいは、特定の信号
周波数成分の抽出をディジタルフィルタ３００４を用い
て行なえば、高精度がデ−タが得られる。

【０１４８】なお、３００５は、取込んだ信号と他の信
号との相関関数を求めるための相関器がある。

【０１４９】図２６において、本発明をＡ／Ｄ変換後の
フィルタリングの部分に適用することができ、高精度な
信号解析システム（例えばスペクトラムアナライザな
ど）を構成できる。

【０１５０】図２７に示すシステムは、音声信号処理装
置、すなわち、ＣＯＤＥＣ（変復調器）の構成例であ
る。

【０１５１】アナログセンス４００１により音声信号を
取込み、この信号をＡ／Ｄ変換器４００２でＡ／Ｄ変換
した後に、ディジタルシグナルプロセッサ４００３に
て、エコ−キャンセルなどの処理を施し、Ｄ／Ａ変換器
４００４にてＤ／Ａ変換してアナログ信号に変更する。
そしてアナログ信号によりアナログ制御器４００５でア
ナログ制御を実行する。

【０１５２】図２７図において、本発明はＡ／Ｄ変換及
びディジタルシグナルプロセッサによるエコ−キャンセ
ル処理の部分に適用できる。

【０１５３】図２８に示すシステムは、ディジタルデ−
タレコ−ダの構成例である。

【０１５４】図２８において、複数のアナログ入力信号
をアナログセンサ５００１で取込み、これらの信号をア
ナログマルチプレクサ５００２で切換えて、順次Ａ／Ｄ
変換器５００３でＡ／Ｄ変換し、ディジタルシグナルプ
ロセッサ５００４でディジタル信号処理を施し、このデ
−タをレコ−ダ５００５に記憶するものである。図２８
において、本発明は、Ａ／Ｄ変換及びディジタルシグナ
ルプロセッサの部分に適用することができ、入力信号の
忠実な記憶が可能である。

【０１５５】図２９に示すシステムは、ディジタルオ−
ディオ装置の一例である。このシステムでは、音源６０
０１をアナログ処理部６００２で処理し、この信号をＡ
／Ｄ変換器６００３でＡ／Ｄ変換し、このデ−タに処理
部６００４でディジタル処理を施し、録音機６００５で
録音するものである。音を再生する場合には、よりディ
ジタル的に録音した信号７００１を処理部７００２で処
理し、このデ−タをＤ／Ａ変換器７００３でＤ／Ａ変換
し、アナログ信号を処理部７００４で処理し、スピ−カ
７００５から音として出力するようにしたものである。

【０１５６】図２９において、本発明は、録音系のＡ／
Ｄ変換及びディジタル処理の部分に適用することがで
き、これにより、音源の忠実な録音が可能であり、信号
対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）が大幅に向上できる。

【０１５７】

【発明の効果】本発明によれば、外乱ノイズ及び量子化
誤差によるノイズの周波数領域をディジタルフィルタの
阻止域にすることができるので、以下に示す効果があ
る。

【０１５８】（１）適用したＡ／Ｄ変換器の分解能以上
の分解能が発揮できる。

【０１５９】（２）外乱ノイズ、量子化誤差に伴なうノ
イズの影響を受けない高精度で安定な入力信号の抽出が
可能である。

【０１６０】（３）電力系統用保護装置に適用すること
により、不完全な動作域を非常にせまくすることがで
き、高精度な保護演算が可能である。

【０１６１】（４）電力系統の電圧実効値検出に適用す
ることにより、検出精度０．０１％以下で電圧実効値を
求めることができ、電圧・無効電力制御装置及び静止形
無効電力補償装置の大幅な精度向上を図ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すブロック構成図であ
る。

【図２】図１に示すデジタルフィルタの特性図である。

【図３】従来例と本発明のサンプリング方法を説明する
ための図である。

【図４】本発明の他の実施形態を示すブロック構成図で
ある。

【図５】図４に示すデジタルフィルタの特性図である。

【図６】ＩＩＲ形フィルタの構成図である。

【図７】ＦＩＲ形フィルタの構成図である。

【図８】ＩＩＲ形フィルタの適用例を示す図である。

【図９】図８に示すフィルタを用いたときの周波数特性
図である。

【図１０】本発明をアダプティフィルタに適用したとき
の作用を説明するためのフロ−チャ−トである。

【図１１】本発明をアダプティフィルタに適用したとき
の作用を説明するためのフロ−チャ−トである。

【図１２】本発明を適用した電力系統制御・保護装置の
ブロック構成図である。

【図１３】図１２の作用を説明するためのフロ−チャ−
トである。

【図１４】電力系統制御・保護装置の位相特性図であ
る。

【図１５】リアクタンスリレ−の作用を説明するための
フロ−チャ−トである。

【図１６】図１５の処理フロ−に対応した動作波形図で
ある。

【図１７】本発明を適用した電力系統制御・保護装置の
アナログ入力ユニットのブロック構成図である。

【図１８】ＤＳＰのブロック構成図である。

【図１９】アナログ入力ユニットの動作タイミングを説
明するための図である。

【図２０】本発明を適用した電力系統制御・保護装置の
位相特性図である。

【図２１】本発明を適用したリアクタンスリレ−の動作
インピ−ダンス特性図である。

【図２２】本発明を適用した距離リレ−の位相特性図で
ある。

【図２３】本発明を適用した電力系統の電圧実効値検出
の処理ブロック構成図である。

【図２４】図２３の作用を説明するためのフロ−チャ−
トである。

【図２５】図２３に示す装置の周波数特性図である。

【図２６】本発明を適用した信号解析装置のブロック構
成図である。

【図２７】本発明を適用した音声信号処理装置のブロッ
ク構成図である。

【図２８】本発明を適用したデジタルデ−タレコ−ダの
ブロック構成図である。

【図２９】本発明を適用したディジタルオ−ディオ装置
のブロック構成図である。

【符号の説明】

１００アナログセンサ１０１サンプルホルダ１０２Ａ／Ｄ変換器１０３、２００ディジタルフィルタ１０４ディジタル処理部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者川上潤三茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者河合忠雄茨城県日立市国分町一丁目１番１号株式会社日立製作所国分事業所内 (56)参考文献特開昭63−93225（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−7298（ＪＰ，Ａ) 特開平１−227612（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−285510（ＪＰ，Ａ) 特開昭50−3747（ＪＰ，Ａ) 特開昭50−110251（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02H 3/02 H03H 17/00 H03M 1/08

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】アナログ信号をサンプリングしてディジ
タルデ−タに変換し、このディジタルデ−タにディジタ
ルフィルタによるフィルタ処理を施し、フィルタ処理さ
れたディジタルデ−タを演算処理するに際して、ディジ
タルフィルタの阻止域をアナログ信号の通過域より高い
周波数帯域に設定し、サンプリング周波数を、外乱ノイ
ズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域がディジタル
フィルタの阻止域以上となる周波数に設定したディジタ
ル信号処理方法。
【請求項２】アナログ信号をサンプリングしてディジ
タルデ−タに変換し、このディジタルデ−タにディジタ
ルフィルタによるフィルタ処理を施し、フィルタ処理さ
れたディジタルデ−タを演算処理するに際して、サンプ
リング周波数を、サンプリングによる外乱ノイズ及び量
子化誤差に伴うノイズが多く発生する領域がアナログ信
号の通過域よりも高い領域となる周波数に設定し、ディ
ジタルフィルタの阻止域をアナログ信号の通過域より高
くサンプリング周波数の１／２以下の周波数域に設定し
たディジタル信号処理方法。
【請求項３】サンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以
上の整数）倍の周波数をディジタルフィルタの零点周波
数に設定した請求項１または２に記載のディジタル信号
処理方法。
【請求項４】ディジタルフィルタの零点周波数及び減
衰特性を外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの実測
値に従って設定した請求項３に記載のディジタル信号処
理方法。
【請求項５】外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズ
の発生領域及び大きさを演算により求め、この演算値を
基にディジタルフィルタの零点周波数及び減衰特性を設
定した請求項３に記載のディジタル信号処理方法。
【請求項６】外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズ
の発生領域及び大きさをスペクトル分析し、この分析結
果からディジタルフィルタの零点周波数及び減衰特性を
設定した請求項３に記載のディジタル信号処理方法。
【請求項７】ディジタル演算処理の演算周期よりも短
い周期でアナログ信号をサンプリングする請求項１、
２、３、４、５又は６に記載のディジタル信号処理方
法。
【請求項８】アナログ信号をサンプリングしてホ−ル
ドするサンプルホ−ルド手段と、サンプルホ−ルド手段
によりホ−ルドされたデ−タをディジタルデ−タに変換
するアナログ−ディジタル変換手段と、アナログ−ディ
ジタル変換手段出力のディジタルデ−タにフィルタ処理
を施すディジタルフィルタ手段と、ディジタルフィルタ
手段出力のディジタルデ−タを基に演算処理を実行する
ディジタル処理手段とを備え、ディジタルフィルタ手段
は、ディジタルフィルタの阻止域がアナログ信号の通過
域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホ−ルド手
段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差
に伴うノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手段
の阻止域以上となる周波数に設定されているディジタル
信号処理装置。
【請求項９】ディジタルフィルタ手段の零点周波数は
サンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍の
周波数に設定されている請求項８記載のディジタル信号
処理装置。
【請求項１０】電力系統の電気量を示すアナログ信号
をサンプリングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手段
と、サンプルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−タ
をディジタルデ−タに変換するアナログ−ディジタル変
換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディジ
タルデ−タにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手
段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ−タ
を基に電力系統の事故判定を行うディジタル演算処理手
段とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタルフ
ィルタの阻止域がアナログ信号の通過域より高い周波数
帯域に設定され、サンプルホ−ルド手段のサンプリング
周波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの
発生領域が前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上と
なる周波数に設定されている電力系統ディジタル信号処
理装置。
【請求項１１】ディジタルフィルタ手段の零点周波数
はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍
の周波数に設定されている請求項１０記載の電力系統デ
ィジタル信号処理装置。
【請求項１２】解析対象の物理量に関するアナログ信
号をサンプリングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手
段と、サンプルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−
タをディジタルデ−タに変換するアナログ−ディジタル
変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディ
ジタルデ−タにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ
手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ−
タを基にスペクトル解析を実行するディジタル処理手段
とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタルフィ
ルタの阻止域がアナログ信号の通過域より高い周波数帯
域に設定され、サンプルホ−ルド手段のサンプリング周
波数は、外乱ノイズ及び量子化誤差に伴なうノイズの発
生領域が前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上とな
る周波数に設定されているディジタル信号解析装置。
【請求項１３】ディジタルフィルタ手段の零点周波数
はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍
の周波数に設定されている請求項１２記載のディジタル
信号解析装置。
【請求項１４】音声に関するアナログ信号をサンプリ
ングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手段と、サンプ
ルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−タをディジタ
ルデ−タに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、
アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデ−タ
にフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディ
ジタルフィルタ手段出力のディジタルデ−タにエコ−キ
ャンセル処理を施すディジタル処理手段とを備え、ディ
ジタルフィルタ手段は、ディジタル信号の阻止域がアナ
ログ信号の通過域より高い周波数帯域に設定され、サン
プルホ−ルド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ
及び量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディジ
タルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定され
ている音声信号処理装置。
【請求項１５】ディジタルフィルタ手段の零点周波数
はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍
の周波数に設定されている請求項１４記載の音声信号処
理装置。
【請求項１６】複数のアナログ信号を順次サンプリン
グしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手段と、サンプル
ホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−タをディジタル
デ−タに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、ア
ナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデ−タに
フィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジ
タルフィルタ手段出力のディジタルデ−タを基に演算処
理を実行するディジタル処理手段とを備え、ディジタル
フィルタ手段は、ディジタル信号の阻止域がアナログ信
号の通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホ
−ルド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び量
子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフ
ィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定されている
ディジタルデ−タ記録装置。
【請求項１７】ディジタルフィルタ手段の零点周波数
はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍
の周波数に設定されている請求項１６記載のディジタル
デ−タ記録装置。
【請求項１８】音声に関するアナログ信号をサンプリ
ングしてホ−ルドするサンプルホ−ルド手段と、サンプ
ルホ−ルド手段によりホ−ルドされたデ−タをディジタ
ルデ−タに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、
アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデ−タ
にフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディ
ジタルフィルタ手段出力のディジタルデ−タを基に演算
処理を実行するディジタル処理手段とを備え、ディジタ
ルフィルタ手段は、ディジタル信号の阻止域がアナログ
信号の通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプル
ホ−ルド手段のサンプリング周波数は、外乱ノイズ及び
量子化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタル
フィルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定されてい
るディジタルオ−ディオ装置。
【請求項１９】ディジタルフィルタ手段の零点周波数
はサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）倍
の周波数に設定されている請求項１８記載のディジタル
オ−ディオ装置。