JP5402714B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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Description
本発明は、ステアリング機構のステアリングシャフトに与える操舵補助トルクを発生する電動モータを備える電動パワーステアリング装置に関する。
従来の電動パワーステアリング装置では、操舵トルクや車速といったＥＰＳ物理量、電動モータの電流検出値等の各種アナログ信号を、Ａ／Ｄ変換回路を介してデジタル信号に変換してからマイクロコンピュータに入力している。
しかしながら、Ａ／Ｄ変換回路の変換分解能は一意に決まっており、それ以上の細かい分解能で信号を得ることはできない。そのため、微小な信号の変化を扱う場合などにおいては分解能が不足し、ノイズやトルクリップルなどの発生原因となっていた。
そこで、Ａ／Ｄ変換後にデジタルフィルタ処理を適用したり、Ａ／Ｄ変換前にアナログフィルタ処理を適用したりすることで、Ａ／Ｄ変換回路の分解能を向上（量子化誤差を低減）させる電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献１〜５参照）。
しかしながら、Ａ／Ｄ変換回路の変換分解能は一意に決まっており、それ以上の細かい分解能で信号を得ることはできない。そのため、微小な信号の変化を扱う場合などにおいては分解能が不足し、ノイズやトルクリップルなどの発生原因となっていた。
そこで、Ａ／Ｄ変換後にデジタルフィルタ処理を適用したり、Ａ／Ｄ変換前にアナログフィルタ処理を適用したりすることで、Ａ／Ｄ変換回路の分解能を向上（量子化誤差を低減）させる電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献１〜５参照）。
しかしながら、上記各特許文献に記載の技術にあっては、状況によりフィルタのＯＮ／ＯＦＦ切替が必要であったり、信号の絶対値が大きくなるにつれ分解能が低下するなど信号の値によって分解能が異なったり、フィルタ処理の影響による信号の位相遅れが発生したり、演算過程における量子化誤差のみを低減し、信号を取り込む際の分解能は向上できなかったりするという問題がある。
このように、上記従来の電動パワーステアリング装置にあっては、Ａ／Ｄ変換回路の分解能向上（量子化誤差低減）のための機能が複雑化してコストが嵩んだり、状況や信号の大小によって分解能が一定とならず安定した操舵フィーリングが得られなかったりする。
そこで、本発明は、低コスト且つ安定してＡ／Ｄ変換回路の変換分解能を向上（量子化誤差を低減）し、快適な操舵フィーリングを得ることができる電動パワーステアリング装置を提供することを課題としている。
そこで、本発明は、低コスト且つ安定してＡ／Ｄ変換回路の変換分解能を向上（量子化誤差を低減）し、快適な操舵フィーリングを得ることができる電動パワーステアリング装置を提供することを課題としている。
上記課題を解決するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に運転者の操舵負担を軽減する操舵補助力を付与する電動モータを備える電動パワーステアリング装置であって、前記電動モータの駆動制御に用いる物理量に対応したアナログ信号を検出するアナログ信号検出手段と、前記アナログ信号検出手段で検出したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換したデジタル信号に基づいて、前記電動モータを駆動制御する駆動制御手段と、を備え、前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記アナログ信号検出手段で検出したアナログ信号の高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタ部と、前記アナログフィルタ部から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたデジタル信号の前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタ部と、を備えることを特徴としている。
また、請求項２に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記アナログフィルタ部はハイパスフィルタを備え、入力信号と前記ハイパスフィルタ通過後の前記入力信号とを加算することで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して高ゲインとすることを特徴としている。
さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記アナログフィルタ部はローパスフィルタを備え、入力信号と前記ローパスフィルタ通過後の前記入力信号との差分を取ることで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して高ゲインとすることを特徴としている。
さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記アナログフィルタ部はローパスフィルタを備え、入力信号と前記ローパスフィルタ通過後の前記入力信号との差分を取ることで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して高ゲインとすることを特徴としている。
さらにまた、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記アナログフィルタ部は、高域強調特性を有するフィルタにより構成されていることを特徴としている。
また、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜４の何れかに係る発明において、前記デジタルフィルタ部はハイパスフィルタを備え、入力信号と前記ハイパスフィルタ通過後の前記入力信号との差分を取ることで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることを特徴としている。
また、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜４の何れかに係る発明において、前記デジタルフィルタ部はハイパスフィルタを備え、入力信号と前記ハイパスフィルタ通過後の前記入力信号との差分を取ることで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることを特徴としている。
さらに、請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜４の何れかに係る発明において、前記デジタルフィルタ部はローパスフィルタを備え、入力信号と前記ローパスフィルタ通過後の前記入力信号とを加算することで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることを特徴としている。
また、請求項７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜４の何れかに係る発明において、前記デジタルフィルタ部は、低域強調特性を有するフィルタにより構成されていることを特徴としている。
また、請求項７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜４の何れかに係る発明において、前記デジタルフィルタ部は、低域強調特性を有するフィルタにより構成されていることを特徴としている。
本発明によれば、アナログ信号のＡ／Ｄ変換前に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタ部を設けると共に、Ａ／Ｄ変換後に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタ部を設けるので、Ａ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。
また、従来のようにフィルタのＯＮ／ＯＦＦ切替等の複雑な処理が不要であると共に、状況や信号の大小によらずに安定して分解能を向上させることができる。そのため、低コスト且つ変動のない滑らかな操舵フィーリングを得ることができる電動パワーステアリング装置とすることができる。
また、従来のようにフィルタのＯＮ／ＯＦＦ切替等の複雑な処理が不要であると共に、状況や信号の大小によらずに安定して分解能を向上させることができる。そのため、低コスト且つ変動のない滑らかな操舵フィーリングを得ることができる電動パワーステアリング装置とすることができる。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（第１の実施の形態）
（構成）
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一実施形態を示す全体構成図である。
図中、符号１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端はトルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
（第１の実施の形態）
（構成）
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一実施形態を示す全体構成図である。
図中、符号１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端はトルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結されて操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータ１２とを備えている。
トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介装した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を例えばポテンショメータで検出するように構成されている。このトルクセンサ３から出力されるトルク検出値Ｔは、コントローラ１５に入力される。
トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介装した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を例えばポテンショメータで検出するように構成されている。このトルクセンサ３から出力されるトルク検出値Ｔは、コントローラ１５に入力される。
このコントローラ１５には、トルク検出値Ｔの他に、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖも入力され、コントローラ１５は、入力されるトルク検出値Ｔ及び車速検出値Ｖに応じた操舵補助力を電動モータ１２で発生するための操舵補助指令値ＩM *を算出し、算出した操舵補助指令値ＩM *とモータ電流検出値ＩMDとにより、電動モータ１２に供給する駆動電流をフィードバック制御するためのモータ駆動電流ＩMを算出する。これにより、運転者の操舵操作に応じた操舵補助力を発生させるようになっている。
（コントローラ１５の構成）
図２は、コントローラ１５の構成を示すブロック図である。
この図２に示すように、コントローラ１５は、電動モータ１２の制御処理を実行するマイクロコンピュータ２０と、このマイクロコンピュータ２０から出力されるモータ駆動電流ＩMに基づいて電動モータ１２に供給する駆動電流を制御するモータ駆動回路４０と、電動モータ１２に流れる電流をモータ電流検出値ＩMDとして検出するモータ電流検出回路４５とを備えている。
図２は、コントローラ１５の構成を示すブロック図である。
この図２に示すように、コントローラ１５は、電動モータ１２の制御処理を実行するマイクロコンピュータ２０と、このマイクロコンピュータ２０から出力されるモータ駆動電流ＩMに基づいて電動モータ１２に供給する駆動電流を制御するモータ駆動回路４０と、電動モータ１２に流れる電流をモータ電流検出値ＩMDとして検出するモータ電流検出回路４５とを備えている。
モータ駆動回路４０は、図２に示すように、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを駆動するＦＥＴゲート駆動回路４１と、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４でなるＨブリッジ回路４２とを備える。
ＦＥＴ１及びＦＥＴ２は、モータ駆動電流ＩMに基づいて、基準波である三角波との大小関係の比較により決定されるデューティ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯＮ／ＯＦＦされ、実際に電動モータ１２に流れる電流Ｉｒの大きさが制御される。
ＦＥＴ１及びＦＥＴ２は、モータ駆動電流ＩMに基づいて、基準波である三角波との大小関係の比較により決定されるデューティ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯＮ／ＯＦＦされ、実際に電動モータ１２に流れる電流Ｉｒの大きさが制御される。
また、ＦＥＴ３及びＦＥＴ４は、デューティ比Ｄ１の小さい領域では所定の１次関数式（ａ，ｂを定数としてＤ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ）で定義されるデューティ比Ｄ２のＰＷＭ信号で駆動され、デューティ比Ｄ１の大きい領域ではＰＷＭ信号の符号により決定されるモータの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦされる。
例えば、ＦＥＴ４が導通状態にあるときは、電流は、ＦＥＴ１、電動モータ１２、ＦＥＴ４、抵抗ＲLを経て流れ、電動モータ１２に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ３が導通状態にあるときは、電流は、ＦＥＴ２、電動モータ１２、ＦＥＴ３、抵抗ＲRを経て流れ、電動モータ１２に負方向の電流が流れる。
例えば、ＦＥＴ４が導通状態にあるときは、電流は、ＦＥＴ１、電動モータ１２、ＦＥＴ４、抵抗ＲLを経て流れ、電動モータ１２に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ３が導通状態にあるときは、電流は、ＦＥＴ２、電動モータ１２、ＦＥＴ３、抵抗ＲRを経て流れ、電動モータ１２に負方向の電流が流れる。
さらに、モータ電流検出回路４５は、電界効果トランジスタＦＥＴ４と接地との間に介挿された抵抗ＲLの正転モータ電流を表す端子間電圧と電界効果トランジスタＦＥＴ３と接地との間に介挿された抵抗ＲRの逆転モータ電流を表す端子間電圧とを検出して、正転モータ電流検出時に正のモータ電流検出値“＋ＩMD”を、逆転モータ電流検出時に負のモータ電流検出値“−ＩMD”を出力する。
そして、電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２の接続点に、電源電圧Ｖｂが印加され、電界効果トランジスタＦＥＴ３及びＦＥＴ４はそれぞれ電流検出用抵抗ＲR及びＲLを介して接地されている。
このように、通常時には、電動モータ１２は、対向する上下段のＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を異なるデューティ比Ｄ１，Ｄ２で駆動するＰＷＭ駆動によって制御される。
このように、通常時には、電動モータ１２は、対向する上下段のＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を異なるデューティ比Ｄ１，Ｄ２で駆動するＰＷＭ駆動によって制御される。
マイクロコンピュータ２０には、トルクセンサ３で検出したトルク検出値ＴがＡ／Ｄ変換回路３１を介して入力されると共に、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖが入力される。また、マイクロコンピュータ２０には、モータ電流検出回路４５で検出したモータ電流検出値ＩMDがＡ／Ｄ変換回路３２を介して入力される。
このように、マイクロコンピュータ２０は、電動モータ１２の制御処理に用いる物理量（操舵トルク、モータ電流等）に対応したアナログ信号をＡ／Ｄ変換回路を介して入力し、入力した各種信号に基づいてモータ駆動電流ＩMを算出する。
このように、マイクロコンピュータ２０は、電動モータ１２の制御処理に用いる物理量（操舵トルク、モータ電流等）に対応したアナログ信号をＡ／Ｄ変換回路を介して入力し、入力した各種信号に基づいてモータ駆動電流ＩMを算出する。
図３は、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
この図３に示すように、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５３とから構成される。
アナログフィルタ５１は、入力アナログ信号（トルク検出値Ｔやモータ電流検出値ＩMD）をフィルタ処理し、その結果をＡ／Ｄ変換器５２に出力する。Ａ／Ｄ変換器５２は、アナログフィルタ処理後のアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ５３に出力する。そして、デジタルフィルタ５３は、Ａ／Ｄ変換器５２で変換したデジタル信号をフィルタ処理し、その結果をＡ／Ｄ変換回路の出力信号として出力する。
この図３に示すように、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５３とから構成される。
アナログフィルタ５１は、入力アナログ信号（トルク検出値Ｔやモータ電流検出値ＩMD）をフィルタ処理し、その結果をＡ／Ｄ変換器５２に出力する。Ａ／Ｄ変換器５２は、アナログフィルタ処理後のアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ５３に出力する。そして、デジタルフィルタ５３は、Ａ／Ｄ変換器５２で変換したデジタル信号をフィルタ処理し、その結果をＡ／Ｄ変換回路の出力信号として出力する。
図４は、アナログフィルタ５１の構成を示すブロック図であり、図５はデジタルフィルタ５２の構成を示すブロック図である。このように、本実施形態では、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５２には、ハイパス特性を有するフィルタ（ハイパスフィルタ）を搭載する。
なお、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５２のフィルタ特性は任意に設定できるものとし、本実施形態では、例えば、図６に示すフィルタ特性を用いる。
なお、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５２のフィルタ特性は任意に設定できるものとし、本実施形態では、例えば、図６に示すフィルタ特性を用いる。
アナログフィルタ５１では、入力アナログ信号と、ハイパスフィルタ（Ｈ．Ｐ．Ｆ）通過後の入力アナログ信号とを加算し、その結果をアナログフィルタ５１の出力信号としてＡ／Ｄ変換器５２に入力する。また、デジタルフィルタ５３では、入力デジタル信号（Ａ／Ｄ変換器５２から出力されるデジタル信号）とハイパスフィルタ（Ｈ．Ｐ．Ｆ）通過後の入力デジタル信号との差分を出力信号とし、これをＡ／Ｄ変換回路３１又は３２の出力とする。
したがって、アナログフィルタ５１通過後の信号の振幅及び位相、並びにデジタルフィルタ５３通過後の信号の振幅及び位相は、周波数に応じて図３に示すようになる。具体的には、アナログフィルタ５１通過後の信号の振幅及び位相は図７に示すようになり、デジタルフィルタ５３通過後の信号の振幅及び位相は図８に示すようになる。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２では、アナログフィルタ５１で入力アナログ信号の高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとした後にＡ／Ｄ変換器５２でＡ／Ｄ変換し、その後デジタルフィルタ５３でデジタル信号の高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることになる。
本実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２では、アナログフィルタ５１で入力アナログ信号の高周波成分を強調させた後にＡ／Ｄ変換器５２でＡ／Ｄ変換し、その後デジタルフィルタ５３でデジタル信号の高周波成分を減衰させることになる。
なお、ここでは図示しないが、本実施形態のような電動パワーステアリング装置においては、モータ回転速度など上記以外の多くのアナログ信号がデジタル信号に変換される必要がある。そして、これらのＡ／Ｄ変換回路の構成を図３に示す構成とすることが望ましい。
ここで、トルクセンサ３及びモータ電流検出回路４５がアナログ信号検出手段に対応し、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２がＡ／Ｄ変換手段に対応し、マイクロコンピュータ２０及びモータ駆動回路４０が駆動制御手段に対応している。
なお、ここでは図示しないが、本実施形態のような電動パワーステアリング装置においては、モータ回転速度など上記以外の多くのアナログ信号がデジタル信号に変換される必要がある。そして、これらのＡ／Ｄ変換回路の構成を図３に示す構成とすることが望ましい。
ここで、トルクセンサ３及びモータ電流検出回路４５がアナログ信号検出手段に対応し、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２がＡ／Ｄ変換手段に対応し、マイクロコンピュータ２０及びモータ駆動回路４０が駆動制御手段に対応している。
（動作）
次に、第１の実施形態の動作について説明する。
イグニッションスイッチがオン状態となり、コントローラ１５に電源が投入されて操舵補助制御処理が実行開始されると、マイクロコンピュータ２０は、操舵トルクＴ、車速Ｖ及びモータ電流検出値ＩMDに基づいてモータ駆動電流ＩMを算出する。そして、このモータ駆動電流ＩMに基づいて電動モータ１２が駆動制御されることにより、運転者の操舵負担を軽減するような操舵補助力が発生される。
次に、第１の実施形態の動作について説明する。
イグニッションスイッチがオン状態となり、コントローラ１５に電源が投入されて操舵補助制御処理が実行開始されると、マイクロコンピュータ２０は、操舵トルクＴ、車速Ｖ及びモータ電流検出値ＩMDに基づいてモータ駆動電流ＩMを算出する。そして、このモータ駆動電流ＩMに基づいて電動モータ１２が駆動制御されることにより、運転者の操舵負担を軽減するような操舵補助力が発生される。
このとき、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図３に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。
本実施形態では、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を強調させるアナログフィルタ５１を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を減衰させるデジタルフィルタ５３を設ける。
本実施形態では、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を強調させるアナログフィルタ５１を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を減衰させるデジタルフィルタ５３を設ける。
図９は、第１の実施形態のシミュレーション結果を示す図である。この図９の（ａ）〜（ｄ）において、縦軸は、電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
このとき、Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、図９（ａ）の実線ａに示すようになる。この実線ａは、アナログフィルタ５１を適応した場合の入力波形であり、一方、破線ｂは、アナログフィルタ５１を適応しない場合の入力波形である。このように、アナログフィルタ５１適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように高周波成分が強調され、振幅が大きくなる。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５１適応前と比較して進むことになる。
このとき、Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、図９（ａ）の実線ａに示すようになる。この実線ａは、アナログフィルタ５１を適応した場合の入力波形であり、一方、破線ｂは、アナログフィルタ５１を適応しない場合の入力波形である。このように、アナログフィルタ５１適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように高周波成分が強調され、振幅が大きくなる。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５１適応前と比較して進むことになる。
このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換すると、Ａ／Ｄ変換直後の信号波形は図９（ｂ）に示すようになる。この図９（ｂ）において、実線ｃは、アナログフィルタ５１を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｄは、アナログフィルタ５１を適応しない場合のデジタル信号波形である。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５３を適応すると、その信号波形は図９（ｃ）に示すようになる。この図９（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５１を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５１を適応しない場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５３適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように高周波成分が減衰されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５３適応前と比較して遅れることになる。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５３を適応すると、その信号波形は図９（ｃ）に示すようになる。この図９（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５１を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５１を適応しない場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５３適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように高周波成分が減衰されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５３適応前と比較して遅れることになる。
また、図９（ｄ）は、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５３を適応した場合のデジタル出力信号（図９（ｃ）の実線ｅ）と、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５３を適応しない場合のＡ／Ｄ変換直後のデジタル出力信号（図９（ｂ）の破線ｄ）とを比較した図である。このように、本実施形態ではアナログフィルタ５１適応時に位相が進み、デジタルフィルタ５３適応時に移動が遅れるため、結果として位相進み及び位相遅れのない出力を得ることができる。
なお、この図９に示す例の場合、アナログフィルタ５１を適応した信号は、周波数が高くなるにつれ振幅が約５倍にもなっている。しかし、例えばＥＰＳのトルクセンサ信号などを対象として考えると、信号に含まれるエネルギーの多くはサンプリング周波数に対し十分に低い周波数帯域に集中しているため、上記懸念は問題にならない。
図１０は、本実施形態の効果を説明する図である。この図１０において、縦軸は、Ａ／Ｄ変換誤差電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
図１０は、本実施形態の効果を説明する図である。この図１０において、縦軸は、Ａ／Ｄ変換誤差電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
この図１０は、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号と元信号とを比較し、Ａ／Ｄ変換の分解能を示したものであり、図中実線ｇは、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５３を適応した場合の差分比較、図中破線ｈは、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５３を適応しない場合の差分比較を示している。
この図１０からも明らかなように、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５３の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
この図１０からも明らかなように、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５３の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
ところで、一般に、車両に搭載するＡ／Ｄ変換回路にあっては、マイコンのコスト制約やマイコンの電源電圧の制約などにより、分解能が制限される。また、車載以外の組込マイコン市場からのニーズが少ないことも、Ａ／Ｄ変換回路の分解能が制限される理由の一つである。そこで、Ａ／Ｄ変換回路の分解能を向上する技術が求められている。
Ａ／Ｄ変換回路の分解能を向上（量子化誤差を低減）させるものとして、Ａ／Ｄ変換後に、量子化誤差を平滑化するための平滑フィルタを設けるものがある。この技術は、モータ回転速度や操舵状態に応じて平滑フィルタのオン・オフを切り替えることで、高速操舵性の確保と保舵時やゆっくりした操舵時におけるハンドルの振動や騒音の抑制との両立を可能とするものである。
Ａ／Ｄ変換回路の分解能を向上（量子化誤差を低減）させるものとして、Ａ／Ｄ変換後に、量子化誤差を平滑化するための平滑フィルタを設けるものがある。この技術は、モータ回転速度や操舵状態に応じて平滑フィルタのオン・オフを切り替えることで、高速操舵性の確保と保舵時やゆっくりした操舵時におけるハンドルの振動や騒音の抑制との両立を可能とするものである。
しかしながら、この場合、デジタルフィルタ処理による位相遅れを補償するために、様々な状況に応じてフィルタのＯＮ／ＯＦＦ切替が必要となるため、構成が複雑化しコストが嵩む。また、フィルタＯＦＦ時には効果が得られない。
これに対して、本実施形態では、フィルタのＯＮ／ＯＦＦの切替が必要ないため、低コストでＡ／Ｄ変換回路の変換分解能を向上（量子化誤差を低減）させることができる。
これに対して、本実施形態では、フィルタのＯＮ／ＯＦＦの切替が必要ないため、低コストでＡ／Ｄ変換回路の変換分解能を向上（量子化誤差を低減）させることができる。
また、Ａ／Ｄ変換前に、信号の絶対値がゼロ付近での増幅率を他の付近での増幅率に比べて大きくする対数増幅回路を設けることで、微小信号領域における分解能を向上させるものや、Ａ／Ｄ変換前にゲインを変更可能な可変ゲイン増幅回路を設け、信号が微小なときに可変ゲイン増幅回路のゲインを大きくすることで分解能を向上させるものもある。
しかしながら、この場合、信号の絶対値が大きくなるにつれ分解能が低下するため、大信号入力時の分解能が不足してしまう。このように、信号の値によって分解能が異なると、変動のない滑らかな操舵フィーリングが得られない。
しかしながら、この場合、信号の絶対値が大きくなるにつれ分解能が低下するため、大信号入力時の分解能が不足してしまう。このように、信号の値によって分解能が異なると、変動のない滑らかな操舵フィーリングが得られない。
これに対して、本実施形態では、増幅率の変更などの複雑な処理を必要としないため、低コストでＡ／Ｄ変換回路の変換分解能（量子化誤差を低減）を向上させることができる。さらに、状況や信号の大小によらずにＡ／Ｄ変換回路の変換分解能を向上することができるため、変動のない滑らかな操舵フィーリングを得ることができる。
さらに、モータ電流を含む電流制御系に平滑フィルタを含ませることで、ゆっくりした操舵時や保舵時に発生する電流制御系の量子化誤差を平滑化するものもある。しかしながら、この場合、常にデジタルフィルタ処理が働くことによる位相遅れが発生してしまう。
さらに、モータ電流を含む電流制御系に平滑フィルタを含ませることで、ゆっくりした操舵時や保舵時に発生する電流制御系の量子化誤差を平滑化するものもある。しかしながら、この場合、常にデジタルフィルタ処理が働くことによる位相遅れが発生してしまう。
これに対して、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換前にアナログフィルタを設け、Ａ／Ｄ変換後にデジタルフィルタを設けるので、位相遅れのない出力を得ることができる。
また、演算過程における数値の切捨て誤差を記憶しておき、次回処理周期にフィードバックすることで、演算による量子化誤差を低減するものもある。しかしながら、この場合、信号を取り込む際の分解能は向上できないため、入力信号の分解能に起因するノイズやトルクリップルを抑制することはできない。
これに対して、本実施形態では、適切に信号取込の分解能を向上させることができる。
また、演算過程における数値の切捨て誤差を記憶しておき、次回処理周期にフィードバックすることで、演算による量子化誤差を低減するものもある。しかしながら、この場合、信号を取り込む際の分解能は向上できないため、入力信号の分解能に起因するノイズやトルクリップルを抑制することはできない。
これに対して、本実施形態では、適切に信号取込の分解能を向上させることができる。
（効果）
このように、上記第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換前に高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを設けると共に、Ａ／Ｄ変換後に高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを設けることで、Ａ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。その結果、より自然且つ快適な操舵補助制御を行うことができる。
また、アナログフィルタ及びデジタルフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成するので、比較的容易に狙った特性を得ることができる。
このように、上記第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換前に高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを設けると共に、Ａ／Ｄ変換後に高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを設けることで、Ａ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。その結果、より自然且つ快適な操舵補助制御を行うことができる。
また、アナログフィルタ及びデジタルフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成するので、比較的容易に狙った特性を得ることができる。
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、前述した第１の実施形態に対し、アナログフィルタ及びデジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成するようにしたものである。
（構成）
図１１は、第２の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５４と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５５とから構成される。
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、前述した第１の実施形態に対し、アナログフィルタ及びデジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成するようにしたものである。
（構成）
図１１は、第２の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５４と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５５とから構成される。
アナログフィルタ５４は、入力アナログ信号（トルク検出値Ｔやモータ電流検出値ＩMD）をフィルタ処理し、その結果をＡ／Ｄ変換器５２に出力する。Ａ／Ｄ変換器５２は、アナログフィルタ処理後のアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ５５に出力する。そして、デジタルフィルタ５５は、Ａ／Ｄ変換器５２で変換したデジタル信号をフィルタ処理し、その結果をＡ／Ｄ変換回路の出力信号として出力する。
図１２は、アナログフィルタ５４の構成を示すブロック図であり、図１３はデジタルフィルタ５５の構成を示すブロック図である。このように、本実施形態では、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５として、ローパス特性を有するフィルタ（ローパスフィルタ）を搭載する。
なお、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５のフィルタ特性は任意に設定できるものとし、本実施形態では、例えば、図１４に示すフィルタ特性を用いる。
なお、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５のフィルタ特性は任意に設定できるものとし、本実施形態では、例えば、図１４に示すフィルタ特性を用いる。
アナログフィルタ５４では、入力アナログ信号とローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）通過後の入力アナログ信号との差分を出力信号とし、これをＡ／Ｄ変換器５２に入力する。また、デジタルフィルタ５５では、入力デジタル信号（Ａ／Ｄ変換器５２から出力されるデジタル信号）と、ローパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）通過後の入力デジタル信号を加算し、その結果をＡ／Ｄ変換回路３１又は３２の出力信号とする。
したがって、アナログフィルタ５４通過後の信号の振幅及び位相、並びにデジタルフィルタ５５通過後の信号の振幅及び位相は、周波数に応じて図１１（詳細には、図７及び図８）に示すようになる。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２では、アナログフィルタ５４で入力アナログ信号の低周波成分を減衰させた後にＡ／Ｄ変換器５２でＡ／Ｄ変換し、その後デジタルフィルタ５５でデジタル信号の低周波成分を強調することになる。
（動作）
次に、第２の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図１１に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図１１に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にローパスフィルタを搭載した低周波成分を減衰させるアナログフィルタ５４を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にローパスフィルタを搭載した低周波成分を強調させるデジタルフィルタ５５を設ける。
次に、第２の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図１１に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図１１に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にローパスフィルタを搭載した低周波成分を減衰させるアナログフィルタ５４を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にローパスフィルタを搭載した低周波成分を強調させるデジタルフィルタ５５を設ける。
図１５は、第２の実施形態のシミュレーション結果を示す図である。この図１５の（ａ）〜（ｄ）において、縦軸は、電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
ここでは、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合について説明する。入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などでは、一般に、Ａ／Ｄ変換前に振幅調整用の分圧回路を必要とする。
ここでは、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合について説明する。入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などでは、一般に、Ａ／Ｄ変換前に振幅調整用の分圧回路を必要とする。
Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、図１５（ａ）の実線ａに示すようになる。この実線ａは、アナログフィルタ５４を適応した場合の入力波形であり、一方、破線ｂは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した分圧後の入力波形である。また、一点鎖線ｂ´は、アナログフィルタ５４を適応しない分圧前の入力波形である。このように、アナログフィルタ５４適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように低周波域の振幅が減衰されて高周波成分が強調される。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５４適応前と比較して進むことになる。
このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換すると、Ａ／Ｄ変換直後の信号波形は図１５（ｂ）に示すようになる。この図１５（ｂ）において、実線ｃは、アナログフィルタ５４を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｄは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した場合のデジタル信号波形である。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５５を適応すると、その信号波形は図１５（ｃ）に示すようになる。この図１５（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５４を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５５適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように低周波成分が強調されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５５適応前と比較して遅れることになる。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５５を適応すると、その信号波形は図１５（ｃ）に示すようになる。この図１５（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５４を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５５適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように低周波成分が強調されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５５適応前と比較して遅れることになる。
また、図１５（ｄ）は、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５を適応した場合のデジタル出力信号（図１５（ｃ）の実線ｅ）と、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５を適応しない場合のＡ／Ｄ変換直後のデジタル出力信号（図１５（ｂ）の破線ｄ）とを比較した図である。このように、本実施形態では結果として位相進み及び位相遅れのない出力を得ることができる。
図１６は、本実施形態の効果を説明する図である。この図１６において、縦軸は、Ａ／Ｄ変換誤差電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
この図１６は、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号と元信号とを比較し、Ａ／Ｄ変換の分解能を示したものであり、図中実線ｇは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５を適応した場合の差分比較、図中破線ｈは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５を適応しない場合の差分比較を示している。
この図１６は、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号と元信号とを比較し、Ａ／Ｄ変換の分解能を示したものであり、図中実線ｇは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５を適応した場合の差分比較、図中破線ｈは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５を適応しない場合の差分比較を示している。
この図１６からも明らかなように、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５５の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、第１の実施形態と同様に、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
このように、分圧回路の代わりに本実施形態のフィルタ回路を用いることで、分圧効果と分解能向上効果の両方が同時に得られる。
このように、分圧回路の代わりに本実施形態のフィルタ回路を用いることで、分圧効果と分解能向上効果の両方が同時に得られる。
（効果）
このように、上記第２の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成する。
したがって、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などにおいて、分圧回路の代わりに本実施形態のフィルタ回路を用いれば、分圧効果と分解能向上効果の両方が同時に得られる。
このように、上記第２の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成する。
したがって、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などにおいて、分圧回路の代わりに本実施形態のフィルタ回路を用いれば、分圧効果と分解能向上効果の両方が同時に得られる。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、前述した第１及び第２の実施形態に対し、アナログフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成し、デジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成するようにしたものである。
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、前述した第１及び第２の実施形態に対し、アナログフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成し、デジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成するようにしたものである。
（構成）
図１７は、第３の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５５とから構成される。
アナログフィルタ５１は、図４に示す第１の実施形態のアナログフィルタと同一構成を有する。また、デジタルフィルタ５５は、図１３に示す第２の実施形態のデジタルフィルタと同一構成を有する。
このように、本実施形態では、アナログフィルタ５１としてハイパス特性を有するフィルタ（ハイパスフィルタ）を搭載し、デジタルフィルタ５５として、ローパス特性を有するフィルタ（ローパスフィルタ）を搭載する。
図１７は、第３の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５５とから構成される。
アナログフィルタ５１は、図４に示す第１の実施形態のアナログフィルタと同一構成を有する。また、デジタルフィルタ５５は、図１３に示す第２の実施形態のデジタルフィルタと同一構成を有する。
このように、本実施形態では、アナログフィルタ５１としてハイパス特性を有するフィルタ（ハイパスフィルタ）を搭載し、デジタルフィルタ５５として、ローパス特性を有するフィルタ（ローパスフィルタ）を搭載する。
（動作）
次に、第３の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図１７に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図１７に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を強調させるアナログフィルタ５１を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にローパスフィルタを搭載した低周波成分を強調させるデジタルフィルタ５５を設ける。
次に、第３の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図１７に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図１７に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を強調させるアナログフィルタ５１を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にローパスフィルタを搭載した低周波成分を強調させるデジタルフィルタ５５を設ける。
図１８は、第３の実施形態のシミュレーション結果を示す図である。この図１８の（ａ）〜（ｄ）において、縦軸は、電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
このとき、Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、図１８（ａ）の実線ａに示すようになる。この実線ａは、アナログフィルタ５１を適応した場合の入力波形であり、一方、破線ｂは、アナログフィルタ５１を適応しない場合の入力波形である。このように、アナログフィルタ５１適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように高周波成分が強調され、振幅が大きくなる。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５１適応前と比較して進むことになる。
このとき、Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、図１８（ａ）の実線ａに示すようになる。この実線ａは、アナログフィルタ５１を適応した場合の入力波形であり、一方、破線ｂは、アナログフィルタ５１を適応しない場合の入力波形である。このように、アナログフィルタ５１適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように高周波成分が強調され、振幅が大きくなる。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５１適応前と比較して進むことになる。
このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換すると、Ａ／Ｄ変換直後の信号波形は図１８（ｂ）に示すようになる。この図１８（ｂ）において、実線ｃは、アナログフィルタ５１を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｄは、アナログフィルタ５１を適応しない場合のデジタル信号波形である。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５５を適応すると、その信号波形は図１８（ｃ）に示すようになる。この図１８（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５１を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５１を適応しない場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５５適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように低周波成分が強調されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５５適応前と比較して遅れることになる。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５５を適応すると、その信号波形は図１８（ｃ）に示すようになる。この図１８（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５１を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５１を適応しない場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５５適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように低周波成分が強調されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５５適応前と比較して遅れることになる。
また、図１８（ｄ）は、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５５を適応した場合のデジタル出力信号（図１８（ｃ）の実線ｅ）と、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５５を適応しない場合のＡ／Ｄ変換直後のデジタル出力信号（図１８（ｂ）の破線ｄ）とを比較した図である。このように、結果として位相進み及び位相遅れのない出力を得ることができる。
図１９は、本実施形態の効果を説明する図である。この図１９において、縦軸は、Ａ／Ｄ変換誤差電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
図１９は、本実施形態の効果を説明する図である。この図１９において、縦軸は、Ａ／Ｄ変換誤差電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
この図１９は、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号と元信号とを比較し、Ａ／Ｄ変換の分解能を示したものであり、図中実線ｇは、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５５を適応した場合の差分比較、図中破線ｈは、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５５を適応しない場合の差分比較を示している。
この図１９からも明らかなように、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５５の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、第１の実施形態と同様に、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
この図１９からも明らかなように、アナログフィルタ５１及びデジタルフィルタ５５の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、第１の実施形態と同様に、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
（効果）
このように、上記第３の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成する。これにより、より安定してＡ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。
このように、上記第３の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成する。これにより、より安定してＡ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
この第４の実施形態は、前述した第１〜第３の実施形態に対し、アナログフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成し、デジタルフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成するようにしたものである。
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
この第４の実施形態は、前述した第１〜第３の実施形態に対し、アナログフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成し、デジタルフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成するようにしたものである。
（構成）
図２０は、第４の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５４と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５３とから構成される。
アナログフィルタ５４は、図１２に示す第２の実施形態のアナログフィルタと同一構成を有する。また、デジタルフィルタ５３は、図５に示す第１の実施形態のデジタルフィルタと同一構成を有する。
このように、本実施形態では、アナログフィルタ５４としてローパス特性を有するフィルタ（ローパスフィルタ）を搭載し、デジタルフィルタ５３として、ハイパス特性を有するフィルタ（ハイパスフィルタ）を搭載する。
図２０は、第４の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５４と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５３とから構成される。
アナログフィルタ５４は、図１２に示す第２の実施形態のアナログフィルタと同一構成を有する。また、デジタルフィルタ５３は、図５に示す第１の実施形態のデジタルフィルタと同一構成を有する。
このように、本実施形態では、アナログフィルタ５４としてローパス特性を有するフィルタ（ローパスフィルタ）を搭載し、デジタルフィルタ５３として、ハイパス特性を有するフィルタ（ハイパスフィルタ）を搭載する。
（動作）
次に、第４の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図２０に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図２０に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にローパスフィルタを搭載した低周波成分を減衰させるアナログフィルタ５４を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を減衰させるデジタルフィルタ５３を設ける。
次に、第４の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図２０に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図２０に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前にローパスフィルタを搭載した低周波成分を減衰させるアナログフィルタ５４を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後にハイパスフィルタを搭載した高周波成分を減衰させるデジタルフィルタ５３を設ける。
図２１は、第４の実施形態のシミュレーション結果を示す図である。この図２１の（ａ）〜（ｄ）において、縦軸は、電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
ここでは、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合について説明する。入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などでは、一般に、Ａ／Ｄ変換前に振幅調整用の分圧回路を必要とする。
ここでは、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合について説明する。入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などでは、一般に、Ａ／Ｄ変換前に振幅調整用の分圧回路を必要とする。
Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、図２１（ａ）の実線ａに示すようになる。この実線ａは、アナログフィルタ５４を適応した場合の入力波形であり、一方、破線ｂは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した分圧後の入力波形である。また、一点鎖線ｂ´は、アナログフィルタ５４を適応しない分圧前の入力波形である。このように、アナログフィルタ５４適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように低周波域の振幅が減衰されて高周波成分が強調される。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５４適応前と比較して進むことになる。
このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換すると、Ａ／Ｄ変換直後の信号波形は図２１（ｂ）に示すようになる。この図２１（ｂ）において、実線ｃは、アナログフィルタ５４を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｄは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した場合のデジタル信号波形である。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５３を適応すると、その信号波形は図２１（ｃ）に示すようになる。この図２１（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５４を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５３適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように高周波成分が減衰されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５３適応前と比較して遅れることになる。
このＡ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５３を適応すると、その信号波形は図２１（ｃ）に示すようになる。この図２１（ｃ）において、実線ｅは、アナログフィルタ５４を適応した場合のデジタル信号波形であり、破線ｆは、アナログフィルタ５４を適応せず分圧回路を適用した場合のデジタル信号波形である。このように、デジタルフィルタ５３適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように高周波成分が減衰されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５３適応前と比較して遅れることになる。
また、図２１（ｄ）は、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５３を適応した場合のデジタル出力信号（図２１（ｃ）の実線ｅ）と、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５３を適応しない場合のＡ／Ｄ変換直後のデジタル出力信号（図２１（ｂ）の破線ｄ）とを比較した図である。このように、結果として位相進み及び位相遅れのない出力を得ることができる。
図２２は、本実施形態の効果を説明する図である。この図２２において、縦軸は、Ａ／Ｄ変換誤差電圧比（Ａ／Ｄ変換器に入力できる最大電圧を１．０として正規化した場合）であり、横軸は時間Ｔである。
この図２２は、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号と元信号とを比較し、Ａ／Ｄ変換の分解能を示したものであり、図中実線ｇは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５３を適応した場合の差分比較、図中破線ｈは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５３を適応しない場合の差分比較を示している。本実施形態の効果は、第２の実施形態と同様の効果となる。
この図２２は、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号と元信号とを比較し、Ａ／Ｄ変換の分解能を示したものであり、図中実線ｇは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５３を適応した場合の差分比較、図中破線ｈは、アナログフィルタ５４及びデジタルフィルタ５３を適応しない場合の差分比較を示している。本実施形態の効果は、第２の実施形態と同様の効果となる。
（効果）
このように、上記第４の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成する。
したがって、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などにおいて、分圧回路の代わりに本実施形態のフィルタ回路を用いれば、分圧効果と分解能向上効果の両方が同時に得られる。
このように、上記第４の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、ローパス特性を有するフィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、ハイパス特性を有するフィルタで構成する。
したがって、入力信号の最大振幅がＡ／Ｄ変換器で変換可能な電圧レンジを越えている場合などにおいて、分圧回路の代わりに本実施形態のフィルタ回路を用いれば、分圧効果と分解能向上効果の両方が同時に得られる。
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
この第５の実施形態は、前述した第１〜第４の実施形態に対し、アナログフィルタを高域強調フィルタで構成し、デジタルフィルタを低域強調フィルタで構成するようにしたものである。
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
この第５の実施形態は、前述した第１〜第４の実施形態に対し、アナログフィルタを高域強調フィルタで構成し、デジタルフィルタを低域強調フィルタで構成するようにしたものである。
（構成）
図２３は、第５の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５６と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５７とから構成される。
アナログフィルタ５６は図２４に示す構成を有し、デジタルフィルタ５７は図２５に示す構成を有する。このように、本実施形態では、アナログフィルタ５６として、入力信号に対して高周波成分を重畳した信号を出力する高域強調フィルタ（Ｈ．Ｅ．Ｆ）を用い、デジタルフィルタ５７として、入力信号に対して低周波成分を重畳した信号を出力する低域強調フィルタ（Ｌ．Ｅ．Ｆ）を用いる。
図２３は、第５の実施形態におけるＡ／Ｄ変換回路３１及び３２の構成を示すブロック図である。
このＡ／Ｄ変換回路３１及び３２は、アナログフィルタ５６と、Ａ／Ｄ変換器５２と、デジタルフィルタ５７とから構成される。
アナログフィルタ５６は図２４に示す構成を有し、デジタルフィルタ５７は図２５に示す構成を有する。このように、本実施形態では、アナログフィルタ５６として、入力信号に対して高周波成分を重畳した信号を出力する高域強調フィルタ（Ｈ．Ｅ．Ｆ）を用い、デジタルフィルタ５７として、入力信号に対して低周波成分を重畳した信号を出力する低域強調フィルタ（Ｌ．Ｅ．Ｆ）を用いる。
ここで、高域強調フィルタ（Ｈ．Ｅ．Ｆ）は、例えば、図２６に示す回路で構成され、低域強調フィルタ（Ｌ．Ｅ．Ｆ）は、例えば、図２７に示す回路で構成される。
したがって、アナログフィルタ５６通過後の信号の振幅及び位相、並びにデジタルフィルタ５７通過後の信号の振幅及び位相は、周波数に応じて図２３（詳細には、図７及び図８）に示すようになる。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２では、アナログフィルタ５６で入力アナログ信号の高周波成分を強調させた後にＡ／Ｄ変換器５２でＡ／Ｄ変換し、その後デジタルフィルタ５７でデジタル信号の低周波成分を強調することになる。
したがって、アナログフィルタ５６通過後の信号の振幅及び位相、並びにデジタルフィルタ５７通過後の信号の振幅及び位相は、周波数に応じて図２３（詳細には、図７及び図８）に示すようになる。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路３１及び３２では、アナログフィルタ５６で入力アナログ信号の高周波成分を強調させた後にＡ／Ｄ変換器５２でＡ／Ｄ変換し、その後デジタルフィルタ５７でデジタル信号の低周波成分を強調することになる。
（動作）
次に、第５の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図２３に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図２３に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前に高域強調フィルタで構成されるアナログフィルタ５６を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後に低域強調フィルタで構成されるデジタルフィルタ５７を設ける。
次に、第５の実施形態の動作について説明する。
本実施形態において、マイクロコンピュータ２０に入力される操舵トルクＴやモータ電流検出値ＩMDは、図２３に示すＡ／Ｄ変換回路３１やＡ／Ｄ変換回路３２を介して、アナログ信号からデジタル信号へ変換されたものである。ここでは、図２３に示すように、Ａ／Ｄ変換器５２の前に高域強調フィルタで構成されるアナログフィルタ５６を設けると共に、Ａ／Ｄ変換器５２の後に低域強調フィルタで構成されるデジタルフィルタ５７を設ける。
このとき、Ａ／Ｄ変換前の信号波形（Ａ／Ｄ変換器５２に入力されるアナログ信号）は、上述した図１８（ａ）の実線ａと同様になる。すなわち、アナログフィルタ５６適応後のアナログ信号は、実線ａに示すように高周波成分が強調され、振幅が大きくなる。また、その位相は、低周波数域において、アナログフィルタ５６適応前と比較して進むことになる。
このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換すると、Ａ／Ｄ変換直後の信号波形は上述した図１８（ｂ）の実線ｃと同様になる。
このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換すると、Ａ／Ｄ変換直後の信号波形は上述した図１８（ｂ）の実線ｃと同様になる。
そして、Ａ／Ｄ変換直後のデジタル信号にデジタルフィルタ５７を適応すると、その信号波形は上述した図１８（ｃ）の実線ｅと同様になる。このように、デジタルフィルタ５７適応後のデジタル信号は、実線ｅに示すように低周波成分が強調されたものとなる。また、その位相は、低周波数域において、デジタルフィルタ５７適応前と比較して遅れることになる。
したがって、アナログフィルタ５６及びデジタルフィルタ５７を適応した場合のデジタル出力信号と、アナログフィルタ５６及びデジタルフィルタ５７を適応しない場合のＡ／Ｄ変換直後のデジタル出力信号とを比較すると、上述した図１８（ｄ）と同様に、結果として位相進み及び位相遅れのない出力となる。
以上により、アナログフィルタ５６及びデジタルフィルタ５７の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、上述した図１７に示すように、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
以上により、アナログフィルタ５６及びデジタルフィルタ５７の組み合わせによるＡ／Ｄ分解能の改善代は、上述した図１７に示すように、概ね４〜５倍となる。また、当該Ａ／Ｄ分解能は、広い周波数域で安定して改善されることがわかる。
（効果）
このように、上記第５の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、高域強調フィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、低域強調フィルタで構成する。これにより、より安定してＡ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。
このように、上記第５の実施形態では、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタを、高域強調フィルタで構成すると共に、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタを、低域強調フィルタで構成する。これにより、より安定してＡ／Ｄ変換による量子化誤差を低減し、Ａ／Ｄ変換器の物理分解能以上の分解能を有する精度の信号を得ることができる。
（応用例）
なお、上記第５の実施形態においては、アナログフィルタ５６及びデジタルフィルタ５７を、高域強調フィルタと低域強調フィルタとの組み合わせで構成する場合について説明したが、アナログフィルタ５６に代えて、ハイパスフィルタを用いたアナログフィルタ５１やローパスフィルタを用いたアナログフィルタ５４を適用することもできる。また、デジタルフィルタ５７に代えて、ハイパスフィルタを用いたデジタルフィルタ５３やローパスフィルタを用いたデジタルフィルタ５５を適用することもできる。
なお、上記第５の実施形態においては、アナログフィルタ５６及びデジタルフィルタ５７を、高域強調フィルタと低域強調フィルタとの組み合わせで構成する場合について説明したが、アナログフィルタ５６に代えて、ハイパスフィルタを用いたアナログフィルタ５１やローパスフィルタを用いたアナログフィルタ５４を適用することもできる。また、デジタルフィルタ５７に代えて、ハイパスフィルタを用いたデジタルフィルタ５３やローパスフィルタを用いたデジタルフィルタ５５を適用することもできる。
（変形例）
なお、上記各実施形態においては、アナログフィルタ及びデジタルフィルタの少なくとも一方を、バンドパス特性を有するフィルタで構成することもできる。この場合にも、フィルタ特性を任意に設定することで、Ａ／Ｄ変換回路において、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとした後にＡ／Ｄ変換し、その後、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることができるので、安定して変換分解能を向上（量子化誤差を低減）することができる。
なお、上記各実施形態においては、アナログフィルタ及びデジタルフィルタの少なくとも一方を、バンドパス特性を有するフィルタで構成することもできる。この場合にも、フィルタ特性を任意に設定することで、Ａ／Ｄ変換回路において、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとした後にＡ／Ｄ変換し、その後、高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることができるので、安定して変換分解能を向上（量子化誤差を低減）することができる。
１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…トルクセンサ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…電動モータ、１５…コントローラ、１６…車速センサ、２０…マイクロコンピュータ、３１，３２…Ａ／Ｄ変換回路、４０…モータ駆動回路、４１…ＦＥＴゲート駆動回路、４２…Ｈブリッジ回路、４５…モータ電流検出回路、５１…アナログフィルタ（Ｈ．Ｐ．Ｆ）、５２…Ａ／Ｄ変換器、５３…デジタルフィルタ（Ｈ．Ｐ．Ｆ）、５４…アナログフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）、５５…デジタルフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）、５６…アナログフィルタ（Ｈ．Ｅ．Ｆ）、５７…デジタルフィルタ（Ｌ．Ｅ．Ｆ）
Claims (7)
- 操舵系に運転者の操舵負担を軽減する操舵補助力を付与する電動モータを備える電動パワーステアリング装置であって、
前記電動モータの駆動制御に用いる物理量に対応したアナログ信号を検出するアナログ信号検出手段と、前記アナログ信号検出手段で検出したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換したデジタル信号に基づいて、前記電動モータを駆動制御する駆動制御手段と、を備え、
前記Ａ／Ｄ変換手段は、前記アナログ信号検出手段で検出したアナログ信号の高周波成分のゲインを低周波成分のゲインに対して高ゲインとするアナログフィルタ部と、前記アナログフィルタ部から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたデジタル信号の前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとするデジタルフィルタ部と、を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。 - 前記アナログフィルタ部はハイパスフィルタを備え、入力信号と前記ハイパスフィルタ通過後の前記入力信号とを加算することで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して高ゲインとすることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記アナログフィルタ部はローパスフィルタを備え、入力信号と前記ローパスフィルタ通過後の前記入力信号との差分を取ることで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して高ゲインとすることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記アナログフィルタ部は、高域強調特性を有するフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記デジタルフィルタ部はハイパスフィルタを備え、入力信号と前記ハイパスフィルタ通過後の前記入力信号との差分を取ることで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記デジタルフィルタ部はローパスフィルタを備え、入力信号と前記ローパスフィルタ通過後の前記入力信号とを加算することで、前記高周波成分のゲインを前記低周波成分のゲインに対して低ゲインとすることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記デジタルフィルタ部は、低域強調特性を有するフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
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