JP3180190B2 - ディジタル信号処理方法及びその装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル信号処理方法及びその装置に係
り、特に、アナログ量のデータをディジタル量のデータ
に変換するに好適なディジタル信号処理方法及びその装
置に関する。

〔従来の技術〕

従来のこの種の装置としては、例えば、電気学会誌10
5刊12号第12頁以下に記載されているように、電力系統
ディジタル保護リレーに用いたものが知られている。こ
の装置は入力部、処理部、整定部及び出力部を備えて構
成されており、この入力部に、高周波除去用のアナログ
フィルタ、サンプルホールド回路、マルチプレクサ、A/
D変換器及びバッファを備えたディジタル信号処理装置
が設けられている。この装置によれば、、アナログ入力
信号のうち基本波に重畳した高調波分をアナログフィル
タにより除去し、アナログフィルタの出力信号を600Hz
の周期でサンプリングし、アナログ信号をディジタル信
号に変換するようになっている。そしてこのディジタル
信号から電力系統の電圧及び電流の大きさ、またはイン
ピーダンスを求めてリレーを作動させる構成が採用され
ている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術においては、アナログ入力信号に重畳し
た高調波成分及び外乱ノイズについてはアナログフィル
タによって除去することはできるが、アナログフィルタ
以降で発生するノイズ、例えば外乱ノイズ及びA/D変換
器における量子化誤差に伴うノイズについては考慮され
ておらず、これらのノイズによってディジタルデータの
演算値に誤差が生じるという不具合がある。すなわち、
サンプリング周波数が600Hzであるため、サンプリング
により外乱ノイズや量子化誤差に伴うノイズの発生する
周波数領域がアナログフィルタの通過域（アナログ入力
信号の周波数領域）と重なるため、アナログ入力信号と
外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの分離ができ
ず、これらのノイズによって演算誤差が生じることにな
る。このためA/D変換器の分解能の性能を充分に高める
ことができなかった。

本発明の目的は、サンプリングによる外乱ノイズ及び
量子化誤差に伴うノイズをアナログ入力信号と分離して
ディジタルデータの演算精度を高めることができるディ
ジタル信号処理方法及びその方法を適用した装置を提供
することにある。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明は、電力系統のア
ナログ信号をサンプリングしてディジタルデータに変換
し、このディジタルデータにディジタルフィルタによる
フィルタ処理を施し、フィルタ処理されたディジタルデ
ータを演算処理するに際して、ディジタルフィルタの阻
止域を、前記アナログ信号の周波数成分として抽出すべ
きディジタルデータの通過域より高い周波数帯域に設定
し、サンプリング周波数を、サンプリングに伴ってサン
プリング周波数の1/2以下の周波数領域に発生する外乱
ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域がディジ
タルフィルタの阻止域以上となる周波数に設定したディ
ジタル信号処理方法を採用したものである。

前記ディジタル信号処理方法を採用するに際しては、
以下の要素を付加することができる。

サンプリング周波数の1/N（N:2以上の整数）倍の
周波数をディジタルフィルタの零点周波数に設定する。

ディジタル演算処理の演算周期よりも短い周期で
アナログ信号をサンプリングする。

また、本発明は、電力系統のアナログ信号をサンプリ
ングしてホールドするサンプルホールド手段と、サンプ
ルホールド手段によりホールドされたデータをディジタ
ルデータに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、
アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタルデータ
にフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディ
ジタルフィルタ手段出力のディジタルデータを基に演算
処理を実行するディジタル処理手段とを備え、ディジタ
ルフィルタ手段は、ディジタルフィルタの阻止域が前記
アナログ信号の周波数成分として抽出すべきディジタル
データの通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプ
ルホールド手段のサンプリング周波数は、サンプリング
に伴ってサンプリング周波数の1/2以下の周波数領域に
発生する外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生
領域が前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる
周波数に設定されているディジタル信号処理装置を構成
したものである。

前記ディジタル信号処理装置を構成するに際しては、
以下の要素を付加することができる。

ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリン
グ周波数の1/N（N:2以上の整数）倍の周波数に設定され
ている。

さらに、本発明は、電力系統の電気量を示すアナログ
信号をサンプリングしてホールドするサンプルホールド
手段と、サンプルホールド手段によりホールドされたデ
ータをディジタルデータに変換するアナログ−ディジタ
ル変換手段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のデ
ィジタルデータにフィルタ処理を施すディジタルフィル
タ手段と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデ
ータを基に電力系統の事故判定を行うディジタル演算処
理手段とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタ
ルフィルタの阻止域が前記アナログ信号の周波数成分と
して抽出すべきディジタルデータの通過域より高い周波
数帯域に設定され、サンプルホールド手段のサンプリン
グ周波数は、サンプリングに伴ってサンプリング周波数
の1/2以下の周波数領域に発生する外乱ノイズ及び量子
化誤差に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィ
ルタ手段の阻止域以上となる周波数に設定されている電
力系統ディジタル信号処理装置を構成したものである。

前記電力系統ディジタル信号処理装置を構成するに際
しては、以下の要素を付加することができる ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサンプリン
グ周波数の1/N（N:2以上の整数）倍の周波数に設定され
ている。

［作用］ アナログ信号は、サンプリング及びアナログ／ディジ
タル変換することにより、サンプリング周波数の1/N
（Ｎは２以上の整数）の周波数の離散信号（サンプリン
グによって、1/サンプリング周波数毎に得られる不連続
の信号）になる。このため、サンプリングを高速に行え
ば、サンプリングに伴ってサンプリング周波数の1/2以
下の周波数領域に発生する外乱ノイズ及び量子化誤差に
伴うノイズなどの総合ノイズの周波数を高周波化するこ
とができる。すなわち、アナログ信号に電源の誘導など
による外乱ノイズが重畳したときに、アナログ信号をサ
ンプリングするためのサンプリング周波数を高くする
と、電源の誘導などによる外乱ノイズをサンプリングす
る間隔（サンプリング間隔）もそれだけ短くなり、電源
の誘導などによる外乱ノイズの一部が離間信号となると
きの周波数が高周波化される。従って、サンプリング周
波数を、総合ノイズの発生領域がディジタルフィルタの
阻止域以上となる周波数に設定すれば、総合ノイズをデ
ィジタルフィルタの阻止域に発生させることが可能とな
る。そしてディジタルフィルタの阻止域をアナログ信号
の通過域より高い周波数帯域に設定すれば、総合ノイズ
をディジタルフィルタによって除去することが可能とな
る。これによりディジタルデータのS/N比を高めること
ができ、精度の高いデータを得ることが可能となる。

またディジタルデータの減衰特性を設定するに際し
て、サンプリング周波数の1/Nの周波数にディジタルフ
ィルタの零点周波数を設定すれば、総合ノイズを大幅に
低減することが可能となる。

またノイズ成分や量子化誤差に伴うノイズの周波数成
分はランダムであるので、これらの周波数分析を行い、
この分析結果からディジタルフィルタの減衰特性を設定
すれば、ノイズの発生状態に合わせて誤差の低減が可能
となる。

また、アナログ信号をサンプリングする際しては、デ
ィジタル演算処理の演算周期よりも短い周期でアナログ
信号をサンプリングすれば、誤差を大幅に低減すること
ができ、アナログ／ディジタル変換手段の分解能以上の
分解能を得ることができる。また、本発明の装置によれ
ば、基本波の低次高調波のノイズ及び量子化誤差のノイ
ズを一度に除去することができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

第１図において、サンプルホルダ101、A/D変換器10
2、ディジタルフィルタ103、ディジタル処理部104によ
りディジタル信号処理装置が構成されており、サンプル
ホルダ101にアナログセンサ100からのアナログ信号が入
力されている。アナログセンサ100は例えば、電流、電
圧、速度、圧力、温度など各種アナログ量のデータを電
圧に変換するもので構成されている。そしてアナログセ
ンサ100のアナログ信号がサンプルホルダ101に入力され
ると、サンプルホルダ101によってサンプリングされる
と共にホールドされ、ホールドされたデータがA/D変換
器102へ出力される。A/D変換器102は入力データをディ
ジタルデータに変換し、変換したデータをディジタルフ
ィルタ103へ出力するようになっている。ディジタルフ
ィルタ103は入力データにフィルタ処理を施し、入力デ
ータ群の中から特定の周波数成分のデータを抽出し、抽
出したデータをディジタル処理部104へ出力するように
なっている。ディジタル処理部104は入力データを基に
各種処理演算を行い、演算結果を出力するようになって
いる。

ここで、アナログセンサ100の出力信号を計測したと
ころ、アナログ信号の信号成分には、第３図の（Ａ）に
示されるように、高次の高調波成分が含まれていること
が測定された。すなわち、アナログ信号には、ノイズ成
分として電源などに誘導したノイズ、いわゆる外乱ノイ
ズが含まれている。このような外乱ノイズは、サンプル
ホルダ101の出力及びA/D変換器102の入力部にも発生す
る。このようなアナログ信号をサンプリング周波数fs＝
600Hzでサンプリングすると、第３図の（Ｂ）に示され
るような波形となり、周波数分析してみると第３図の
（Ｃ）に示されるように、アナログ信号の通過帯域内に
ノイズが発生する。このノイズ成分は、いわゆるサンプ
リングによる外乱ノイズ（アナログ信号に重畳された、
電源の誘導などによる外乱ノイズをサンプリングしたと
きに、外乱ノイズの一部が離散信号となって低周波の信
号に変換されて得られる外乱ノイズ）であって、サンプ
リング周波数fsの1/N（Ｎは２以上の整数）の周波数に
依存して発生することが確認された。

そこで、本実施例においては、第２図に示されるよう
にディジタルフィルタ103の阻止域T2をアナログ信号の
通過域T1より高い周波数帯域に設定すると共に、サンプ
ルホルダ101のサンプリング周波数fsを、サンプリング
による外乱ノイズであって、サンプリングに伴ってサン
プリング周波数の1/2以下の周波数領域に発生する外乱
ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域がディジ
タルフィルタ103の阻止域T2以上となる周波数に設定す
ることとされている。すなわち、周波数f₁〜f₂を通過域
とした場合、ノイズが多く発生する周波数領域f₁〜1/2f
sが阻止域T2となるよう設定されている。またディジタ
ルフィルタ103の特性を設定するに際しては、サンプリ
ング定理により扱う周波数領域はサンプリング周波数fs
の半分以下を考慮すればよいので、例えば周波数f₂〜1/
2fsの部分を減衰させるように、周波数−ゲイン特性を
設定すればよいことになる。

上記構成において、第３図の（Ｄ）に示されるよう
に、サンプリング周波数fs＝3kHzでサンプリングしたと
ころ、第３図の（Ｅ）に示されるように、サンプリング
による外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズを含む総
合ノイズ107が通過域T1をはずれ、ディジタルフィルタ1
03の阻止域T2内に発生することが測定された。すなわち
総合ノイズをアナログ信号と分離することが可能とな
り、高精度なディジタル信号処理演算を行うことが可能
となる。

次に、第４図を用いて第１図を発展させた実施例につ
いて説明する。

本実施例はディジタルフィルタ200のみが異なり他の
ものは前記実施例と同様であるので、同一のものには同
一符号を付してそれらの説明は省略する。

サンプリングによる外乱ノイズ及び量子化誤差に伴う
ノイズを含む総合ノイズはサンプリング周波数fsの1/N
（Ｎは整数）の周波数に従って発生する。そこで、第５
図の（Ａ），（Ｂ）に示されるように、ノイズ成分202
の周波数に合わせてディジタルフィルタ200の零点周波
数F1〜F6を設定すれば、ノイズをより減衰させることが
できる。この場合、ディジタルフィルタ200の零点周波
数として、阻止域T2に含まれる周波数であって、サンプ
リング周波数fsの1/整数となる周波数をすべて選択した
り、あるいはノイズレベルの実測値からノイズレベルの
高い零点周波数のみを選択することも可能である。

また総合ノイズはランダムに発生するので、前もって
総合ノイズが多く発生する周波数を予想して零点周波数
を設定することも可能である。更に後述するように、ノ
イズの発生する周波数を検出し、検出した周波数がディ
ジタルフィルタ200の零点周波数となるように、ディジ
タルフィルタ200の構成及び特性をアダプティブに変更
することも可能である。

また、A/D変換器102を、12ビットの分解能を有するも
ので構成した場合、ディジタルフィルタ200として第５
図に示される特性のものを用いれば、A/D変換器102の分
解能以上の分解能を得ることができる。

つぎに、ディジタルフィルタ200の実施例を第６図及
び第７図に基づいて説明する。

第６図及び第７図はディジタルフィルタ200の代表的
なブロック概念構成を示し、第６図はIIR型（Infinite
−extent Impulse Response）フィルタであり、第７図
はFIR型（Finite−extent Impulse Response）フィルタ
である。

第６図において、次数が２次の場合のフィルタは加算
ブロック301,302,303,304、フィルタ係数ブロック305,3
06,307,308,309、信号Wnを周期Ｔの１時刻分遅延する遅
延ブロック310、信号Wn−１を１時刻分遅延する遅延ブ
ロック311を備えて構成されており、入力信号Xnにフィ
ルタ処理を施してフィルタ出力データYnを発生するよう
になっている。

上記フィルタを演算式で表わすと次の（１），（２）
によって表わされる。

Wn＝Xn＋Wn−１・B1＋Wn−２・B2 ……（１） Yn＝Wn・A0＋Wn−１・A1＋Wn−２・A2 ……（２） 上記構成において、フィルタ係数305〜309を調整する
ことにより、次の（３）〜（７）式に示す各種のフィル
タを実現することができる。

ここで、ｒ＝２・cos2πf₀・Ｔ T:サンプリング周期 f₀:阻止周波数 なお、ｚは伝達関数であり、Ｚはアナログ系のｓに相
当する（ｓ＝jw,z＝e^jw）。

第７図に示すフィルタは加算ブロック320,321、フィ
ルタ係数ブロック322,323,324、入力信号Ｘ′ｎを１時
刻分遅延する遅延ブロック325、信号Ｘ′ｎ−１を１時
刻分遅延する遅延ブロック326を備えて構成されてお
り、入力信号Ｘ′ｎにフィルタ処理を施して出力データ
Ｙ′ｎを出力するようになっている。

上記構成におけるフィルタを演算式で示すと次の
（８）式によって表わせる。

Ｘ′ｎ＝Ａ′０・Ｘ′ｎ＋Ａ′１・Ｘ′ｎ−１＋Ａ′
２・Ｘ′ｎ−２ ……（８） 所望の減衰特性を得るために、上記したフィルタをカ
スケード接続して実現する。

上記した各フィルタを用いるに際して、本実施例で
は、後述するようにDSP（デジタルシグナルプロセッ
サ）を用いたディジタルフィルタ手段により入力信号の
フィルタ処理を行い、予め定められたフィルタ係数に基
づいてサンプリング周期Ｔ毎に繰り返して演算処理を行
うこととしている。このため、入力点数に応じて時分割
によるフィルタ処理を、ソフトウェア的に行わせること
ができ、入力点数の増減、特性の変更、プリント基板の
標準化に対応することが可能となる。すなわち、従来、
12チャンネル分の信号系が必要な場合、アナログフィル
タとして12チャンネル分必要となるが、本実施例のフィ
ルタを用いれば、チャンネル数に応じてソフトウェア的
にフィルタを構成すればよいことになる。

また、アナログフィルタを用いずにフィルタ処理でき
ることから、アナログフィルタのように、抵抗、コンデ
ンサなどの素子の初期値偏差、周囲温度による素子値の
変動、軽減変化による素子の劣化などの要因がまったく
なく、高性度化、無調整化が可能となる。更に外付けの
点検回路が不要となり、内部のソフトウェアで特性の変
更等に対応できるため、製作工程を大幅に短縮でき、メ
ンテナンスも不要となる。

次に、誤差の周波数成分を検出し、ディジタルフィル
タ200の構成及び特性を変更して、更に誤差を低減させ
る実施例について説明する。

まず、第８図に従ってディジタルフィルタ200の特性
変更例について説明する。

第８図に示すディジタルフィルタ200はIIR型のフィル
タであり、フィルタ係数ブロック305,307,309の係数に
よって構成を決定することができる。例えば、フィルタ
をローパスフィルタとして構成する場合には、フィルタ
係数ブロック305の係数A0＝1.0、フィルタ係数ブロック
307の係数A1＝2.0、フィルタ係数ブロック309の係数A2
＝1.0とすればよく、零点を設けるために、ノッチフィ
ルタの構成にするには、係数A0＝1.0、係数A2＝2cosωn
T、係数A2＝1.0とすればよい。（但し、ω_ｎ＝２πf_n,f
_n:零点周波数） フィルタの特性、例えば中心周波数f₀や選択度Ｑは、
ブロック400で示されるように、フィルタ係数306の係数
B1,B2を所望の特性を満たすように変更することにより
実現できる。

第９図の（Ａ）〜（Ｃ）にはローパスフィルタ402、
バンドパスフィルタ403、ノッチフィルタ403の周波数−
ゲイン特性例が示されている。

次に、第10図及び第11図に基づいて第４図に示す実施
例の詳細な処理内容について説明する。

第10図はブロック511で示すイニシャル処理において
誤差の周波数分析を行い、誤差を低減するようにしたフ
ィルタ係数を導出し、これに基づいてブロック512にて
通常の処理を行う例である。以下にその具体的な内容を
説明する。

まず、ステップ500において、ディジタルデータをデ
ータメモリに格納するに際して、データメモリのクリア
などの初期設定を行い、A/D変換器102からディジタルデ
ータが入力されたか否かの判定を行う（ステップ50
1）。ディジタルデータが入力されたときには（ステッ
プ502）、ディジタルデータがｎ個、例えば512個入力さ
れたか否かの判定を行なう（ステップ503）。ディジタ
ルデータがｎ個入力されるまでステップ501〜503までの
処理を継続し、データ数がｎ個に達したときには、これ
らのデータに関するスペクトル分析を実施する（ステッ
プ504）。このスペクトル分析を行うに際しては、FFT演
算（高速フーリエ変換）を用いて行う。このスペクトル
分析によって通過域T1以外の領域に発生するノイズの周
波数を検出する。この検出した周波数がディジタルフィ
ルタ200の零点周波数となるようにフィルタ係数を導出
する（ステップ505）。具体的には、ノッチフィルタを
用いて零点周波数を設定する場合には、フィルタ係数は
次の（９）〜（13）式によって求めることができる。

A0＝1.0 ……（９） A1＝2cosω_nT ……（10） A2＝1.0 ……（11） 但し、ω_n:2πf_n f_n:零点周波数 ω₀:2πf₀ f₀:しゃ断周波数 Q :選択度 T :サンプリング周期 以上の演算式を用いて誤差の発生する周波数を零点に
するようにイニシャル処理する段階で、フィルタの特性
及び構成を決定する。すなわちフィルタをカスケードに
何段接続するかなどについて決定する。実際には、発生
する誤差の周波数は大きく変化することはないので、イ
ニシャル時にフィルタの特性及び構成を設定しても実用
上問題になることはない。

次に、ブロック512の処理に移り、オンラインでの処
理として、データ入力割込みがあるか否かの判定を行い
（ステップ506）、割込みがある場合には、データ入力
を行う（ステップ507）。この後イニシャル時に求めた
ディジタルフィルタの係数を用いてディジタルフィルタ
処理を実行し、誤差の低減を図る（ステップ508）。入
力データにフィルタ処理が施されたデータを基にディジ
タル演算を行い（スイップ509）、演算結果に従ったデ
ータを出力する（ステップ510）。

第11図は、第10図に示した実施例がイニシャル時に誤
差の周波数分析を行い、この分析結果に従ってフィルタ
係数を設定したのに対して、サンプリング毎に誤差の周
波数分析を行い、フィルタ係数をアダプティブに変更
し、常時誤差の周波数成分を大幅に低減するようにした
ものである。以下に具体例について説明する。

まず、データメモリをクリアなどする初期設定を実行
し（ステップ600）、データ入力割込み有りか否かの判
定を行う（ステップ601）。データ入力割込み有りのと
きにはデータを入力し（ステップ602）、この入力デー
タを基にオンラインにてスペクトル分析を行う（ステッ
プ603）。このスペクトル分析によって誤差の周波数分
析を行い、この分析結果に従って、検出したノイズの周
波数成分を低減するように、ディジタルフィルタの係数
を求める（ステップ604）。この後フィルタ係数を求め
て入力データにフィルタ処理を施す（ステップ605）。
次にフィルタ処理されたデータを基にディジタル演算を
行い（ステップ606）、その演算結果を出力する（ステ
ップ607）。そしてこれらの一連の動作を周期Ｔ毎に繰
り返しディジタルデータを算出する。

本実施例の場合には、フィルタの構成及び特性をアダ
プティブに変更するようにしたため、ランダムに発生す
る外乱ノイズや量子化誤差に伴うノイズの発生状況に合
わせてノイズを低減することができ、更に高精度なディ
ジタル演算処理が実現できる。

第12図には、本発明に係るディジタル信号処理装置を
電力用ディジタル保護リレー装置に適用したブロック構
成が示されている。

第12図に示される装置は保護リレーに係る処理機能を
９種のユニットに分割して構成されており、これらのユ
ニットのうちアナログ入力ユニット700に本発明に係る
ディジタル信号処理装置が適用されている。そしてこれ
らの各ユニットは、マルチプロセッサシステムのための
システムコントロールユニット705、アナログ入力のA/D
変換およびディジタルフィルタ処理を行なうアナログ入
力ユニット700、リレー演算ユニット701、シーケンス処
理ユニット702、整定・表示処理ユニット706、ディジタ
ル入出力ユニット703、事故検出ユニット709、補助リレ
ーユニット704、表面パネルユニット710から構成されて
いる。

ユニット700,701,702,704,705及び706はそれぞれ汎用
システムバスB1を介して接続されている。

また、シーケンス処理ユニットとディジタル入出力ユ
ニット703とは、汎用システムバスB1とは異なる入出力I
/OバスB2で接続されている。

さらに、事故検出ユニット709内のリレー演算部707と
シーケンス処理部708は、上記したバスB1およびB2とは
異なる入出力I/OバスB3で接続されている。

なお、システムには、図示しないが電源装置を備え、
これにより、各ユニットが駆動される。

次に、上記電力用ディジタル保護リレー装置の概要を
第13図〜16図に基づいて説明する。

ステップ2001では、電力系統よりの情報、すなわち、
例えば、送電線の電圧、電流を入力し、さらにアナログ
量をディジタル量に変換する。

ステップ2002では、事故検出あるいは制御用の電気量
を導出する。この電気量の導出には、電力系統事故時の
電圧、電流の大きさ、事故点までのインピーダンスＺ、
抵抗分Ｒ、リアクタンス分Ｘ、事故点の方向、事故時の
周波数などがある。

ステップ2003では、ステップ2002で導出した電気量を
所定の整定値と比較判定する。比較判定の結果、事故と
判定されたら、ステップ2004に進む。

ステップ2004では、ステップ2003で判定された事故条
件が継続されているかどうかの判定を行ない、継続され
ていればステップ2005に進む。ステップ2005では、事故
と判定されたのでその情報を記憶する。ステップ2006で
は、ステップ2005で記憶されている各種リレーの動作を
基に、システムのシーケンス処理（外部条件、タイマー
との組み合わせもある）を行ない、事故と判定された場
合には、遮断器に対する遮断指令を発するものである。
ステップ2007は、装置の点検・監視処理である。

電力用のディジタル制御保護装置は、上記した処理を
アナログ入力のサンプリング周期Ｔのｎ倍（ｎは整数）
以内に繰り返し実行するものである。

第14図には公知のリアクタンスリレー（１要素分）と
モーリレー（１要素分）の特性例を示す。図において、
jxはインピーダンスの誘導リアクタンス分である。

またステップ2002では、上記リレー要素を約30〜50要
素分処理し、ステップ2006のシーケンス処理はこれらの
リレー要素出力を基に、システムに対応した所期のシー
ケンス処理を行なう。さらに第14図に示したZ₁およびZ₂
が整定値であり、保護リレーの場合には、この値印が保
護範囲を決定する。この値は電力系統の変更、これに伴
う保護範囲の変更の場合には、人間により装置外部より
オンラインにて変更されるようになっている。

第15図は、第14図に示したリアクタンスリレーの処理
フロー例を示し、第16図は第15図のそれぞれの処理ステ
ップに対応する処理波形例を示す。第15図と第16図にお
いて、符号S1〜S7はそれぞれ対応するものである。

このリアクタンスリレーの場合、まず、電圧・電流デ
ータを入力し（ステップS1,2）、これらについて種々の
演算を実行し（ステップS3〜S7）、演算結果を整定値と
比較する（ステップS8）。ここで、演算結果が整定値よ
り大きければ、異常状態の持続時間を調べるためのカウ
ンタ（図示せず）を＋１歩進する（ステップ９）。

ついで、このカウンタの計数値が所定計数値より大き
くなったか否かを調べる（ステップS10）。ここで、カ
ウンタの計数値が所定計数値より大きければ、リレーを
動作させるべき状態と判断して、要素リレーの出力を１
とする（ステップS11）。

一方、計数値が所定値に達していなければ、要素リレ
ーの出力を０として、動作させないでおく（ステップS1
2）。

ところで、前記ステップS8において、演算結果が整定
値より小さければ、前記カウンタをクリアし（ステップ
S13）、当然のことながら、要素リレーの出力は０であ
る（ステップS14）。

次に、本発明を適用する電力用ディジタル保護装置の
アナログ入力ユニットについて説明する。

第17図において、1101−１〜1101−Ｎは外部から入力
するアナログ信号in1〜inNを入力し上記入力信号に重畳
する高調波を除去するためのローパスフィルタ（主にサ
ンプリングによる折り返し誤差防止用に用いる、以下LP
Fと略記する）である。1102−１〜1102−Ｎはサンプル
ホールド（以下S/Hと略記する）回路、1103はマルチプ
レクサ（MPXと略記する）、1104はアナログディジタル
変換（以下A/Dと略記する）回路、1105はデュアルポー
トRAM（DPRAM）を用いたA/D変換データのバッファメモ
リである。

1100はDSP（Digital Signal Processor）、1107はDSP
のインストラクション格納用のプログラムメモリ（RO
M）、LBはローカルバス、1109はシステムバスとのデー
タの受け渡し用のデュアルポートデータメモリ、1110は
システムバスインターフェイス回路、B1はシステムバス
である。

1106はタイミング発生回路であって、S/H回路1102−
１〜1102−Ｎ、MPX1103,A/D回路1104およびバッファメ
モリ1105の動作を制御する。また、DSP1100に対して割
込み信号を発する。

以上示した実施例では、個別のIC及びLSIを組み合せ
て構成した例を示した。

ところで、個別のIC及びLSIを一つのLSIに集積するこ
とは実現可能なことである。

例えば、第17図において、アナログ部である、LPF,S/
H,MPX及びA/D変換器を１つのLSIに集積し、DSP,ROM、バ
ッファメモリ及びデータメモリを１つのLSIに集積する
ことで、回路の大幅な小形化及びコンパクト化が達成で
きる。

あるいは、第17図に示した各機能のIC及びLSIを１つ
のLSIに集積して、より一層の小形化及びコンパクト化
を図ってもよいことは、容易に理解できることである。

先に説明したディジタルフィルタ演算は、第17図の11
00に示したDSPで行う。すなわち、ディジタルフィルタ
演算は、先にも述べたように、小数点データの積和演算
を多数繰返す必要があるため、高速な積和演算が可能な
DSPが適する。

DSPは、固定小数点演算形及び浮動小数点演算形があ
り、本発明のディジタルフィルタ演算を実行するプロセ
ッサとしては両方とも適用可能であるが、広いダイナミ
ックレンジが確保でき、オーバーフローやアンダーフロ
ーを特に意識する必要がない浮動小数点演算形DSPを用
いるのが望ましい。

次に、このDSPについて述べる。

第18図にDSPの一実施例の構成の詳細図を示す。

本実施例のDSPは、図示のように、外部メモリのアド
レス指定を行なうアドレスレジスタ1200、パラレル・ポ
ートとして使用するデータレジスタ1201、データRAM120
3、ｍビット×ｍビットの高速並列乗算器1204、インス
トラクション用ROM1205、加減算等を行なうALU（Arithm
etic Logic Unit）1207、アキュムレータ等のレジスタ1
208、外部との制御信号（a,bおよびｃなど）の割込み等
をコントロールする制御回路1209、DSP内の内部バス121
0を含んで構成されている。

前記乗算器1204は、１インストラクションサイクルの
間に入力信号A,Bの内容を乗算し、その結果Ｃを、内部
バス1210に出力するものである。

また、ALU1207は、内部バス1210からのデータとレジ
スタ1208のデータとを加減算し、結果をレジスタ1208に
書き込む。

なお、DSPは、周知のように、１インストラクション
サイクルの間に積和演算が可能であること、パイプライ
ン処理が可能であることなどにより、固定および浮動小
数点データの高速な数値演算を実演できることを特徴と
する。これにより、多入力点数に係る入力データを実時
間でフィルタリング可能とするものである。この点、浮
動小数点演算ユニットを内蔵しない汎用のマイクロプロ
セッサでは処理速度が遅いので、適用できない。

第19図は、第17図に示したアナログ入力ユニットの処
理タイミング例を示す。図に示すように、アナログ入力
ユニットは、適用するシステムにより、以下に示す３種
のケースで処理できるようになっている。

まず、第19図の（Ｂ）に示すように、例えば、ディジ
タルフィルタ演算は3kHz周期で行い、５サンプルのディ
ジタルフィルタ演算の終了後に、演算結果を制御・保護
演算ユニットに転送する。これにより600Hz周期の演算
部との同期化を図ることができる。

第２図のケースとしては、（Ｃ）図に示すようにディ
ジタルフィルタ演算は3kHz周期で行い、演算結果も3kHz
周期で制御・保護演算ユニットに転送するようにする。

第３のケースとしては、（Ｄ）図に示すように、ディ
ジタルフィルタ演算と共に、制御・保護演算も3kHz周期
で行うようにする。すなわち、第18図に示したDSPでフ
ィルタ演算及び制御・保護演算の両方を行うようにす
る。これにより第2,第３のケースの場合には演算処理の
高速化が図れる。

次に本発明を電力用ディジタル保護リレーに適用した
ことによる特性改善効果例について述べる。

第20図は、送電線の後備保護などに適用される、リア
クタンスリレーの位相特性を示す。このうち、第20図
（Ａ）は、従来方式（アナログフィルタ適用）の位相特
性を示し、（Ｂ）は本発明を適用した方式の位相特性を
示す。両方式共にリアクタンスリレーの演算は全く同じ
アルゴリズムである。

リアクタンスリレーの演算式及び条件を以下に示す。

ここに、 I:電流値、V:電圧値、Z:整定値、 K:比較値、N:積分回数 整定値 １Ω 周波数 50Hz 電 流 5A 第20図から明らかなように、従来方式は、不動作域と
動作域の間の不完全動作域が広い。すなわち、このこと
は動作インピーダンス誤差が大きいことを表わしてい
る。この実施例では特性角上（位相角90゜）の動作イン
ピーダンス誤差（整定したインピーダンスに対し、動作
したインピーダンスの誤差）が３〜４％ある。

一方、第20図（Ｂ）に示す本発明を適用した方式は不
動作域と動作域の間の不完全動作域が狭い。すなわち、
このことは動作インピーダンス誤差が従来方式に比べ、
非常に小さいことを表わしている。

この実施例では、特性角上の動作インピーダンス誤差
は１％以下を実現した例である。

第21図は、上記したリアクタンスリレーの動作インピ
ーダンス特性例を示す。

第21図において、点線で示す1500a及び1500bの特性は
従来方式の動作インピーダンス特性を示すものであり、
実線で示す1501a及び1501bの特性は本発明による動作イ
ンピーダンス特性を示すものである。

この特性図からも明らかなように、本発明による動作
インピーダンス特性が従来方法に比べ、不完全動作域が
狭く、非常に高精度化（高感度化）が実現できることが
明らかであり、従来方式に対し、３〜５倍の高感度化が
可能である。

第22図は、微分方程式に基づき事故点までの抵抗分Ｒ
及びリアクタンス分Ｌを求める距離リレーの入力部に、
本発明を適用した場合の位相特性を示すものである。

第22図（Ａ）は従来方法による特性例であり、（Ｂ）
が本発明による特性例である。

図から明らかであるように、本発明を適用した特性
が、動作域と不動作域の間の不完全動作域の幅が非常に
狭く、高精度化（高感度化）を実現できることが理解さ
れる。

第23図は、本発明を適用した、電力系統の電圧実効値
検出の処理ブロック構成例を示すものである。各ブロッ
クの処理は、先に説明した第17図のDSP1100で演算処理
する。これは、例えば電力系統の電圧・無効電力制御装
置に適用するものである。

第23図において、1701のブロックはディジタルフィル
タ処理ブロックで本発明を適用するブロックである。こ
のブロックで、入力信号Viに重畳した高調波及びオフセ
ット分と外乱ノイズや量子化誤差を減衰させる。

特に、基本波のｎ倍（整数倍）の低次高調波及び上記
した外乱ノイズや量子化誤差の周波数がディジタルフィ
ルタの零点周波数あるいは、零点周波数の近傍になるよ
うに、フィルタ係数を設定し、大きな減衰量を得るよう
にする。

次に、フィルタリングしたデータを用いて、1702のブ
ロックで信号の周波数を求める。

ところで、入力データの周波数、すなわち電力系統の
周波数は変動する（±１〜3Hz）ため、ディジタルフィ
ルタの周波数特性で変動するゲインを補正する必要があ
る。

そこで、1703のブロックでは、1702のブロックで求め
た周波数を用いて、入力データのゲイン補正を行う。

次に、ゲイン補正した、フィルタリンクした入力デー
タのピーク値を1704のブロックで求める。

例えば、ピーク値を求めるには、ピークの値を保持す
る方法や、以下の式に示すような演算を行うことにより
求めることができる。

Δt:サンプリング間隔 ω＝２πｆ f:検出した周波数 次に、上記ピーク値を用いて、1705のブロックでは実
効値を求め、さらに高精度化のために、1706のブロック
で平均化処理を行う。

このようにして、入力データの実効値を、精度0.01％
以下で求めることができる。

当然ながら、この高精度化を達成するためには、1701
のブロックに示した本発明を適用したディジタルフィル
タが不可欠であることは言うまでもないことである。

次に、本発明を適用した、別の電力系統の電圧実効値
検出方法の実施例について第24図を用いて説明する。

処理の概要は、電力系統からの入力信号の周波数に応
じた外部同期信号に同期して、入力信号をサンプリング
すると共にA/D変換して、ディジタルフィルタリング
し、電圧実効値を求めるものである。いわば、サンプリ
ング周波数を外部条件によりアダプティブに変更して、
フィルタ特性を変更し、同一アルゴリズム（例えば、１
周期分のデータを二乗して積分する。）で高精度に電圧
実効値を求めるものである。これは、例えば電力系統の
静止無効電力補償装置に適用するものである。

第24図において、ステップ1800ではデータ入力割込み
有かを判定する。このとき、割込み信号は、先に述べた
ように、電力系統からの入力信号の周波数に同期するも
のである。

割込み有ならば、ステップ1801でデータ入力を行う。

その後、ステップ1802で本発明を適用したディジタル
フィルタ演算処理を行う。

すなわち、外乱ノイズや量子化誤差の発生する周波数
をディジタルフィルタの阻止域となるようにして、ステ
ップ1803に示す電圧実効値検出に悪影響を与えないよう
にする。

ステップ1803では、例えば、以下に示すような演算を
行い、電圧の実効値を求める。

この場合、入力信号の周波数に応じてサンプリング周
波数を変更するので、入力信号の周波数にかかわらず
に、上記アルゴリズムは一定でよい。

ステップ1804では、検出した電圧実効値を出力する。

第25図は、ステップ1802で示したディジタルフィルタ
の周波数−ゲイン特性例を示す。

電力系統からの入力信号の周波数の変化分だけ、例え
ば、特性1805を特性1806に変更させたものである。

ここで、外乱ノイズや量子化誤差の発生する周波数
も、サンプリング周波数に比例して変化するので、これ
らの誤差の低減効果は変わることはない。従って、非常
に高精度に、電圧実効値の検出が可能であることは、い
うまでもないことである。

次に、本発明を適用したディジタル信号処理システム
の実施例について説明する。

まず、第26図に示すシステムは信号解析システムであ
る。

本実施例では、物理量（変位、速度、圧力、温度な
ど）をトランスデューサ3001によって、電位に変換す
る。このトランスデューサ3001の出力を通常規則的な時
間間隔でディジタル化する。すなわち、A/D変換器3002
でディジタル量に変換する。

このディジタル量を、例えば、スペクトラムアナライ
ザ3004でスペクトル解析し、振幅、位相、電力あるいは
エネルギー等の周波数分析を行なう。この場合、スペク
トル解析に本発明を適用すれば、A/D変換により発生す
る量子化誤差を大幅に低減でき、高精度なスペクトル解
析が可能である。また、A/D変換したデータの高周波成
分の除去、あるいは、特定の信号周波数成分の抽出をデ
ィジタルフィルタ3004を用いて行なえば、高精度がデー
タが得られる。

なお、3005は、取込んだ信号と他の信号との相関関数
を求めるための相関器がある。

第26図において、本発明をA/D変換後のフィルタリン
グの部分に適用することができ、高精度な信号解析シス
テム（例えばスペクトラムアナライザなど）を構成でき
る。

第27図に示すシステムは、音声信号処理装置、すなわ
ち、CODEC（変復調器）の構成例である。

アナログセンス4001により音声信号を取込み、この信
号をA/D変換器4002でA/D変換した後に、ディジタルシグ
ナルプロセッサ4003にて、エコーキャンセルなどの処理
を施し、D/A変換器4004にてD/A変換してアナログ信号に
変更する。そしてアナログ信号によりアナログ制御器40
05でアナログ制御を実行する。

第27図において、本発明はA/D変換及びディジタルシ
グナルプロセッサによるエコーキャンセル処理の部分に
適用できる。

第28図に示すシステムは、ディジタルデータレコーダ
の構成例である。

第28図において、複数のアナログ入力信号をアナログ
センサ5001で取込み、これらの信号をアナログマルチプ
レクサ5002で切換えて、順次A/D変換器5003でA/D変換
し、ディジタルシグナルプロセッサ5004でディジタル信
号処理を施し、このデータをレコーダ5005に記憶するも
のである。第28図において、本発明は、A/D変換及びデ
ィジタルシグナルプロセッサの部分に適用することがで
き、入力信号の忠実な記憶が可能である。

第29図に示すシステムは、ディジタルオーディオ装置
の一例である。このシステムでは、音源6001をアナログ
処理部6002で処理し、この信号をA/D変換器6003でA/D変
換し、このデータに処理部6004でディジタル処理を施
し、録音機6005で録音するものである。音を再生する場
合には、よりディジタル的に録音した信号7001を処理部
7002で処理し、このデータをD/A変換器7003でD/A変換
し、アナログ信号を処理部7004で処理し、スピーカ7005
から音として出力するようにしたものである。

第29図において、本発明は、録音系のA/D変換及びデ
ィジタル処理の部分に適用することができ、これによ
り、音源の忠実な録音が可能であり、信号対ノイズ比
（S/N比）が大幅に向上できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、サンプリングによる外乱ノイズ及び
量子化誤差によるノイズの周波数領域をディジタルフィ
ルタの阻止域にすることができるので、以下に示す効果
がある。

（１）適用したA/D変換器の分解能以上の分解能が発揮
できる。

（２）サンプリングによる外乱ノイズ、量子化誤差に伴
なうノイズの影響を受けない高精度で安定な入力信号の
抽出が可能である。

（３）電力系統用保護装置に適用することにより、不完
全な動作域を非常にせまくすることができ、高精度な保
護演算が可能である。

（４）電力系統の電圧実効値検出に適用することによ
り、検出精度0.01％以下で電圧実効値を求めることがで
き、電圧・無効演電力制御装置及び静止形無効電力補償
装置の大幅な精度向上を図ることができる。

（５）基本波の低次高調波のノイズ及び量子化誤差のノ
イズを一度に除去することが可能になり、検出精度の向
上、さらには検出速度を早めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図、第２
図は第１図に示すデジタルフィルタの特性図、第３図は
従来例と本発明のサンプリング方法を説明するための
図、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック構成
図、第５図は第４図に示すデジタルフィルタの特性図、
第６図はIIR形フィルタの構成図、第７図はFIR形フィル
タの構成図、第８図はIIR形フィルタの適用例を示す
図、第９図は第８図に示すフィルタを用いたときの周波
数特性図、第10図及び第11図はそれぞれ本発明をアダプ
ティフィルタに適用したときの作用を説明するためのフ
ローチャート、第12図は本発明を適用した電力系統制御
・保護装置のブロック構成図、第13図は第12図の作用を
説明するためのフローチャート、第14図は電力系統制御
・保護装置の位相特性図、第15図はリアクタンスリレー
の作用を説明するためのフローチャート、第16図は第15
図の処理フローに対応した動作波形図、第17図は本発明
を適用した電力系統制御・保護装置のアナログ入力ユニ
ットのブロック構成図、第18図はDSPのブロック構成
図、第19図はアナログ入力ユニットの動作タイミングを
説明するための図、第20図は本発明を適用した電力系統
制御・保護装置の位相特性図、第21図は本発明を適用し
たリアクタンスリレーの動作インピーダンス特性図、第
22図は本発明を適用した距離リレーの位相特性図、第23
図は本発明を適用した電圧系統の電力実効値検出の処理
ブロック構成図、第24図は第23図の作用を説明するため
のフローチャート、第25図は第23図に示す装置の周波数
特性図、第26図は本発明を適用した信号解析装置のブロ
ック構成図、第27図は本発明を適用した音声信号処理装
置のブロック構成図、第28図は本発明を適用したデジタ
ルデータレコーダのブロック構成図、第29図は本発明を
適用したディジタルオーディオ装置のブロック構成図で
ある。 100……アナログセンサ、101……サンプルホルダ、102
……A/D変換器、103,200……ディジタルフィルタ、104
……ディジタル処理部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川上 潤三 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 河合 忠雄 茨城県日立市国分町１丁目１番１号 株 式会社日立製作所国分工場内 (56)参考文献 特開 昭63−93225（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−7298（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−227612（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−285510（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−3747（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−110251（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02H 3/02 H03H 17/00

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力系統のアナログ信号をサンプリングし
   てディジタルデータに変換し、このディジタルデータに
   ディジタルフィルタによるフィルタ処理を施し、フィル
   タ処理されたディジタルデータを演算処理するに際し
   て、ディジタルフィルタの阻止域を、前記アナログ信号
   の周波数成分として抽出すべきディジタルデータの通過
   域より高い周波数帯域に設定し、サンプリング周波数
   を、サンプリングに伴ってサンプリング周波数の1/2以
   下の周波数領域に発生する外乱ノイズ及び量子化誤差に
   伴うノイズの発生領域がディジタルフィルタの阻止域以
   上となる周波数に設定したディジタル信号処理方法。
2. 【請求項２】サンプリング周波数の1/N（N:2以上の整
   数）倍の周波数をディジタルフィルタの零点周波数に設
   定した請求項１記載のディジタル信号処理方法。
3. 【請求項３】ディジタル演算処理の演算周期よりも短い
   周期でアナログ信号をサンプリングする請求項１又は２
   記載のディジタル信号処理方法。
4. 【請求項４】電力系統のアナログ信号をサンプリングし
   てホールドするサンプルホールド手段と、サンプルホー
   ルド手段によりホールドされたデータをディジタルデー
   タに変換するアナログ−ディジタル変換手段と、アナロ
   グ−ディジタル変換手段出力のディジタルデータにフィ
   ルタ処理を施すディジタルフィルタ手段と、ディジタル
   フィルタ手段出力のディジタルデータを基に演算処理を
   実行するディジタル処理手段とを備え、ディジタルフィ
   ルタ手段は、ディジタルフィルタの阻止域が前記アナロ
   グ信号の周波数成分として抽出すべきディジタルデータ
   の通過域より高い周波数帯域に設定され、サンプルホー
   ルド手段のサンプリング周波数は、サンプリングに伴っ
   てサンプリング周波数の1/2以下の周波数領域に発生す
   る外乱ノイズ及び量子化誤差に伴うノイズの発生領域が
   前記ディジタルフィルタ手段の阻止域以上となる周波数
   に設定されているディジタル信号処理装置。
5. 【請求項５】ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサ
   ンプリング周波数の1/N（N:2以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項４記載のディジタル信号処理装
   置。
6. 【請求項６】電力系統の電気量を示すアナログ信号をサ
   ンプリングしてホールドするサンプルホールド手段と、
   サンプルホールド手段によりホールドされたデータをデ
   ィジタルデータに変換するアナログ−ディジタル変換手
   段と、アナログ−ディジタル変換手段出力のディジタル
   データにフィルタ処理を施すディジタルフィルタ手段
   と、ディジタルフィルタ手段出力のディジタルデータを
   基に電力系統の事故判定を行うディジタル演算処理手段
   とを備え、ディジタルフィルタ手段は、ディジタルフィ
   ルタの阻止域が前記アナログ信号の周波数成分として抽
   出すべきディジタルデータの通過域より高い周波数帯域
   に設定され、サンプルホールド手段のサンプリング周波
   数は、サンプリングに伴ってサンプリング周波数の1/2
   以下の周波数領域に発生する外乱ノイズ及び量子化誤差
   に伴なうノイズの発生領域が前記ディジタルフィルタ手
   段の阻止域以上となる周波数に設定されている電力系統
   ディジタル信号処理装置。
7. 【請求項７】ディジタルフィルタ手段の零点周波数はサ
   ンプリング周波数の1/N（N:2以上の整数）倍の周波数に
   設定されている請求項６記載の電力系統ディジタル信号
   処理装置。