JP5839022B2 - デジタルフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ駆動される制御対象のサンプリングデータからＰＷＭノイズを除去するデジタルフィルタに関する。

ＰＷＭドライバで制御対象を駆動して電流、電圧等の被制御量を目標値に制御するデジタルフィードバック制御において、被制御量のサンプリングデータには、ＰＷＭ駆動周波数を持つ基本波成分およびその高調波成分からなるＰＷＭノイズが重畳する。この場合、Ａ／Ｄ変換器またはサンプル＆ホールド回路に対し、ナイキスト周波数よりも低いカットオフ周波数を有するアナログフィルタを前置してＰＷＭノイズを除去し、サンプリングにおけるエイリアシングの発生を防止する必要がある（特許文献１参照）。エイリアシングが生じると、折り返されたＰＷＭノイズ成分がサンプリングデータの信号周波数域に重畳するのでフィードバックが不安定になる。

特開２００３−４６３９０号公報

しかし、制御対象の応答周波数とＰＷＭ駆動周波数とが近い場合には、次数が高く急峻な減衰特性を持つアナログフィルタが必要になる。このようなアナログフィルタは、回路規模が大きくなり、定数のばらつきによるフィルタ特性のばらつきが問題になる。他の手段として、変換時間が短いＡ／Ｄ変換器を用いてサンプリング周波数を高め、エイリアシングの発生を防止しながらサンプリングデータを入力し、そのサンプリングデータに対してデジタルフィルタを適用してＰＷＭノイズを除去する構成も考えられる。しかし、この構成を採用すると、高速な変換速度を有する高性能なＡ／Ｄ変換器が必要であるとともに、次数が高く急峻な減衰特性をもつ複雑なデジタルフィルタが必要である。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、アナログ前置フィルタを設けることなく、しかもＰＷＭ駆動周波数よりも低いサンプリング周波数を用いてもＰＷＭノイズを除去できるデジタルフィルタを提供することにある。

請求項１に記載したデジタルフィルタは、駆動周波数ｆd1でＰＷＭ駆動される制御対象の被制御量をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングして得られるサンプリングデータから、駆動周波数ｆd1を持つ基本波成分およびその高調波成分からなるＰＷＭノイズを除去する。本デジタルフィルタは、サンプリングデータを入力して直近のｍ回のサンプリング（平均化数ｍ：２以上の整数）で得られたサンプリングデータの平均値を演算して出力する平均化フィルタを備えている。

除去するＰＷＭノイズの基本波成分と高調波成分の周波数をｆdn（ｎ：１、２、３、…）とすると、除去周波数ｆdnに対してサンプリング周波数ｆｓと平均化フィルタの平均数ｍが以下の関係となるように設定されている。すなわち、サンプリング周波数ｆｓのｋ倍（ｋ：０、１、２、３、…）の周波数ｋ・ｆｓと除去周波数ｆdnとの差分の絶対値が、０からナイキスト周波数ｆｓ／２までの周波数領域において、ｆｓ／ｍの整数倍（０倍を除く）の周波数に等しくなる。

周波数ｋ・ｆｓと除去周波数ｆdnとの差分の絶対値（＝｜ｋ・ｆｓ−ｆdn｜）であって０からナイキスト周波数ｆｓ／２までの領域に現れる周波数は、除去周波数ｆdn自体（ｋ＝０）または除去周波数ｆdnが折り返された周波数（ｋ≠０）である。一方、平均化フィルタは、ｆｓ／ｍの整数倍（０倍を除く）の周波数で減衰量が大きく増加するノッチ特性を有している。従って、上記関係を満たすことにより、ＰＷＭノイズの基本波成分、高調波成分およびそれらの折り返しの周波数成分がノッチ周波数と重なり減衰する。平均化フィルタは、ｆｓ／ｍの０倍つまりＤＣ（直流）に対しては減衰作用を持たないので、上述した関係において｜ｋ・ｆｓ−ｆdn｜が０の場合が除かれている。

本手段によれば、アナログ前置フィルタを設けることなくＰＷＭノイズを除去できる。また、上記関係を満たす限りＰＷＭ駆動周波数よりも低いサンプリング周波数を用いてＰＷＭノイズを除去できるので、変換時間が長いＡ／Ｄ変換器を用いる場合、或いはチャネル数を増やしてサンプリングレートを下げる場合などに有効である。本デジタルフィルタは、急峻な減衰特性を持つアナログ前置フィルタまたは高速なＡ／Ｄ変換器および急峻な減衰特性を持つ複雑なデジタルフィルタに替えて、デジタル回路からなる単純な平均化フィルタを備えているので、従来構成に比べ回路構成を大幅に簡単化できる。ＰＷＭ駆動周波数ｆd1とサンプリング周波数を同期化すれば、ＰＷＭノイズの周波数とノッチ周波数とのずれを防止することができるので、温度変化や経年変化による減衰特性の劣化が生じない。

請求項２記載の手段によれば、平均化フィルタは移動平均フィルタから構成されている。請求項３記載の手段によれば、平均化フィルタは、平均化数に等しいｍ個のサンプリングデータを積算し、そのｍ個の積算が終了するごとに積算値を平均化数ｍで除したデータを出力する。この構成によれば、データを一時的に記憶する記憶領域を低減できる。

請求項４記載の手段によれば、平均化数ｍは５、７、１１、１３、１７の何れかである。平均化数ｍが素数であると、上述した関係を維持して高調波を減衰させる上で好ましく、本デジタルフィルタを適用可能なＰＷＭノイズ周波数が広がる。この場合、平均化数ｍの下限値は、上記ＤＣ（直流）の関係が成立する高調波の次数に応じて決まる。平均化数ｍの上限値は、制御系の応答速度に応じて決まる。

第１の実施形態を示す電子制御装置の構成図 平均化フィルタの構成図 ソレノイド電流の波形図 図３に示す電流波形の周波数スペクトルを示す図 ＰＷＭノイズ成分の周波数とノッチ周波数が一致する場合の周波数特性 ＰＷＭノイズ成分の周波数とノッチ周波数が一致しない場合の周波数特性 駆動周波数ｆd1と高調波の周波数ｆdnとの関係を示す図 第２の実施形態を示す平均化フィルタを含むノイズ除去回路の構成図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１から図７を参照しながら説明する。電子制御装置１０は、制御対象であるソレノイド１１に流れる電流をデジタル制御するもので、マイコン１２およびＡＳＩＣからなるフィードバック制御装置１３（以下、制御装置１３と称す）から構成されている。マイコン１２は、制御装置１３に対し、ソレノイド１１に流す目標電流を出力する。

制御装置１３は、減算器１４、比例制御器１５、ＰＷＭ制御部１６、主回路１７、電流センサ１８、アナログバッファ１９、Ａ／Ｄ変換器２０および平均化フィルタ２１を備えている。制御装置１３は、主回路１７、アナログバッファ１９およびＡ／Ｄ変換器２０の一部の回路を除いてデジタル回路で構成されており、当該デジタル回路は共通のクロック信号に同期して動作する。

主回路１７は、バッテリの正極端子に繋がる電源端子２２とグランド２３との間に出力端子２４を挟んで直列に接続されたＮチャネル型のトランジスタ２５、２６から構成されている。ローサイド駆動方式であるため、ソレノイド１１は電源端子２２と出力端子２４との間に接続されている。トランジスタ２５、２６は、ＰＷＭ制御部１６から出力される駆動信号Ｓ１、Ｓ２により相補的にオンオフ動作する。

この主回路１７の構成によれば、トランジスタ２６がオン、トランジスタ２５がオフすると、ソレノイド１１に流れる電流が増加する。トランジスタ２６がオフ、トランジスタ２５がオンすると、ソレノイド１１に流れる電流がトランジスタ２５を通して低損失で還流する（同期整流）。その結果、ソレノイド１１には駆動信号Ｓ２のデューティ比に応じた電流が流れる。

電流センサ１８は、ソレノイド１１の通電経路に介在して被制御量である電流を検出する検出手段であり、例えばホール素子を用いて構成されている。アナログバッファ１９は、電流センサ１８の出力信号をＡ／Ｄ変換に適した電圧レンジを持つ検出信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２０は、サンプル＆ホールド回路を具備しており、検出信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングしてＡ／Ｄ変換することにより検出電流としてのサンプリングデータを得る。

平均化フィルタ２１は、図２に示す周知の移動平均フィルタの構成を備えており、サンプリングデータを入力して直近のｍ回のサンプリング（ｍ：２以上の整数）で得られたサンプリングデータの平均値を演算して出力する。直近のｍ回のサンプリングとは、最新のサンプリングを含め過去に遡るｍ回分のサンプリングを意味する。平均化フィルタ２１は、本来のローパス特性に加え、サンプリングデータからＰＷＭノイズを選択的に除去するデジタルフィルタの特性を備えている。

減算器１４は、マイコン１２から与えられる目標電流から、ＰＷＭノイズが除去された検出電流を減じることにより電流偏差を演算する。比例制御器１５は、電流偏差に比例ゲインを乗じることにより比例操作量を演算する。ＰＷＭ制御部１６は、比例操作量に応じたデューティ比を持つ駆動信号Ｓ２とその反転信号である駆動信号Ｓ１を生成し、これら駆動信号Ｓ１、Ｓ２によりそれぞれトランジスタ２５、２６をＰＷＭ駆動する。これにより、ソレノイド１１がＰＷＭ駆動される。

次に、図３から図７を参照しながら本実施形態の作用を説明する。ＰＷＭ制御部１６がトランジスタ２５、２６を駆動周波数ｆd1でＰＷＭ駆動すると、電流センサ１８の出力信号に、駆動周波数ｆd1を持つ基本波成分およびその高調波成分からなるＰＷＭノイズが重畳する。駆動周波数ｆd1が５ｋＨｚの場合、ソレノイド１１に流れる電流波形は、図３に示すようにＰＷＭ周期である２００μｓごとに増減を繰り返す。

図４は、図３に示す電流波形の周波数スペクトルを示している。ＰＷＭノイズは、ｆdn＝ｎ・ｆd1（ｎ：１、２、３、…）の周波数成分を含んでおり、破線で示すように高調波の次数が高くなるほど強度が小さくなる。この例では、６次高調波ｆd6（３０ｋＨｚ）の強度は、平均値（ＤＣレベル）に対して−６０ｄＢ程度にまで小さくなる。−６０ｄＢは、１０ビットＡ／Ｄ変換器のほぼ１ＬＳＢに相当する。従って、１０ビット以下のＡ／Ｄ変換器２０を用いる場合には、ＰＷＭノイズ成分のうち６次高調波ｆd6まで除去できれば十分である。

制御装置１３は、エイリアシングを防止するための前置フィルタを備えていない。そのため、周波数ｆｓでサンプリングしたサンプリングデータの周波数０からナイキスト周波数ｆｓ／２までの領域内には、サンプリング周波数ｆｓのｋ倍（ｋ：０、１、２、３、…）の周波数ｋ・ｆｓとノイズ周波数ｆdnとの差分の絶対値（＝｜ｋ・ｆｓ−ｆdn｜）の周波数にＰＷＭノイズ成分が現れる。

ｋ＝０に対してノイズ成分が現れる周波数は、ＰＷＭノイズ成分の周波数ｆdn自体である。ｋ≠０に対してノイズが現れる周波数は、エイリアシングによりＰＷＭノイズ成分の周波数ｆdnが折り返された周波数である。ソレノイド１１に流れる電流の応答周波数に対するエイリアシングの発生を防止するため、サンプリング周波数ｆｓは応答周波数の２倍以上の周波数に設定する必要がある。

平均化フィルタ２１は、平均化によるローパス特性に加え、ｆｓ／ｍの整数倍（０倍を除く）の周波数で減衰量が増加するノッチ特性を有している。平均化フィルタ２１は、ｆｓ／ｍの０倍つまりＤＣ（直流）に対してはノッチ減衰作用を持たないので０倍が除かれている。このノッチ周波数を、サンプリングデータの周波数０からｆｓ／２までに現れるＰＷＭノイズ成分の周波数と一致させることにより、検出電流の応答周波数に影響を与えることなくＰＷＭノイズだけを選択的に減衰させることができる。

駆動周波数ｆd1が５ｋＨｚの場合、例えばサンプリング周波数ｆｓを１１ｋＨｚ、平均化数ｍを１１とすれば、周波数ｋ・ｆｓとノイズ周波数ｆdnとの差分の絶対値が、０からナイキスト周波数ｆｓ／２までの周波数領域において、ｆｓ／ｍの整数倍の周波数に等しくなる関係となる。図５（ａ）〜（ｄ）は、上記数値条件の場合のサンプリング前の検出信号、Ａ／Ｄ変換器２０によるサンプリングデータ、平均化フィルタ２１、平均化フィルタ２１の出力データの各周波数特性である。

図５（ｂ）に示すサンプリングデータには、０からｆｓ／２までの周波数領域に、ＰＷＭノイズ成分の１次基本波（５ｋＨｚ；ｋ＝０）、折り返された２次高調波（１ｋＨｚ；ｋ＝１）、折り返された３次高調波（４ｋＨｚ；ｋ＝１）、折り返された４次高調波（２ｋＨｚ；ｋ＝２）、折り返された５次高調波（３ｋＨｚ；ｋ＝２）等が現れる。一方、平均化フィルタ２１は、図５（ｃ）に示すようにｆｓ／ｍ＝１１ｋＨｚ／１１＝１ｋＨｚごとのノッチ周波数１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、３ｋＨｚ、４ｋＨｚ、５ｋＨｚを持つ。

その結果、図５（ｄ）に示すように、平均化フィルタ２１から出力されるサンプリングデータからＰＷＭノイズが除去され、０からｆｓ／２までの周波数領域に残るＰＷＭノイズは、平均値（ＤＣレベル）に対して−６０ｄＢ以下にまで減衰していることが分かる。ＰＷＭノイズ成分のうち１１次、２２次などの高調波は、ＤＣ（直流）に折り返される。しかし、非常に高い次数の高調波であるため、その強度はＡ／Ｄ変換器２０の１ＬＳＢよりも十分に小さくなり問題とはならない。

これと対比するため、例えばサンプリング周波数ｆｓを７．７ｋＨｚ、平均化数ｍを６とすると、上述した関係が成立しない。この場合の周波数特性を図６（ａ）〜（ｄ）に示す。サンプリング前の検出信号に含まれるＰＷＭノイズは、図５（ａ）と同じである。図６（ｂ）に示すサンプリングデータには、０からｆｓ／２までの周波数領域に、折り返された基本波（２．７ｋＨｚ；ｋ＝１）、折り返された２次高調波（２．３ｋＨｚ；ｋ＝１）、折り返された３次高調波（０．４ｋＨｚ；ｋ＝２）、折り返された４次高調波（３．１ｋＨｚ；ｋ＝３）、折り返された５次高調波（１．９ｋＨｚ；ｋ＝３）、折り返された６次高調波（０．８ｋＨｚ；ｋ＝４）などが現れる。

図６（ｃ）に示すように、この場合の平均化フィルタ２１は、ｆｓ／ｍ＝７．７ｋＨｚ／６＝１．２８ｋＨｚごとにノッチ周波数が現れる。その結果、図６（ｄ）に示すように、ＰＷＭノイズ成分の周波数とノッチ周波数とがずれて、サンプリングデータからＰＷＭノイズを十分に除くことができない。

図７に示す表は、駆動周波数ｆd1と高調波の周波数ｆdnとの関係を示している。各行は、１ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲で１ｋＨｚ間隔に設定した駆動周波数ｆd1である。各列は、０．５ｋＨｚ間隔の周波数である。ハッチングを付した列は、サンプリング周波数ｆｓの整数倍の周波数１１ｋＨｚ、２２ｋＨｚ、３３ｋＨｚ、…である。表中に記載された数字は次数を表している。

平均化フィルタ２１のサンプリング周波数ｆｓを１１ｋＨｚ、平均化数ｍを１１とすると、ノッチ周波数１ｋＨｚ、…、１０ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、…２１ｋＨｚ、２３ｋＨｚ、…３２ｋＨｚ、…およびサンプリング周波数ｆｓの整数倍の周波数１１ｋＨｚ、２２ｋＨｚ、３３ｋＨｚ、…は１ｋＨｚ間隔に並ぶ。従って、駆動周波数ｆd1とその高調波の周波数ｆdnは、上記ノッチ周波数およびサンプリング周波数ｆｓの整数倍の周波数の何れかに一致する。

ＰＷＭノイズ成分のうちノッチ周波数に一致する成分は、平均化フィルタ２１による減衰作用を受ける。一方、駆動周波数ｆd1の整数倍の周波数に一致する成分は、ＤＣ（直流）に折り返されるのでノッチによる減衰作用を受けない。ＰＷＭ駆動に１１ｋＨｚ以外の駆動周波数ｆd1を用いると、１１次、２２次、３３次、…という高次の高調波成分を除いてＰＷＭノイズ成分を減衰させることができる。

以上説明したように、本実施形態の平均化フィルタ２１は、ＰＷＭノイズの周波数ｆdnとサンプリング周波数ｆｓに対し、｜ｋ・ｆｓ−ｆdn｜が０からｆｓ／２までの周波数領域においてｆｓ／ｍの整数倍（０倍を除く）の周波数に等しくなる関係を有している。この関係により、ＰＷＭノイズ成分の周波数と平均化フィルタ２１のノッチ周波数とが一致するので、アナログ前置フィルタを設けることなくＰＷＭノイズを除去できる。上記関係を満たす限り駆動周波数ｆd1よりも低いサンプリング周波数ｆｓを用いてＰＷＭノイズを除去できるので、変換時間が長いＡ／Ｄ変換器２０を用いる場合、チャネル数を増やしてサンプリングレートを下げる場合などに有効である。

ＰＷＭ駆動周波数ｆd1とサンプリング周波数ｆｓは共通のクロック信号に同期しているので、温度変化等の外乱が加わってもＰＷＭノイズ成分の周波数ｆdnとノッチ周波数とのずれが生じない。また、アナログフィルタで問題となる定数のばらつきや経年変化による減衰特性の劣化も生じない。デジタルフィルタを用いることにより、アナログ前置フィルタを用いた従来構成に比べ回路構成を大幅に簡単化できる。

平均化数ｍは５、７、１１、１３、１７の何れかとすることが好ましい。平均化数ｍが素数であると、上述した関係を維持して高調波を減衰させる上で好ましく、平均化フィルタ２１を適用可能なＰＷＭノイズ周波数が広がる。この場合、平均化数ｍの下限値は、上記ＤＣ（直流）の関係が成立する高調波の次数（本実施形態では１１次）に応じて決まる。平均化数ｍの上限値は、制御系の応答速度に応じて決まる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について図８を参照しながら説明する。平均化フィルタは、サンプリングデータを入力して直近のｍ回のサンプリングで得られたサンプリングデータの平均値を演算して出力する構成であれば図２に示した構成に限られない。例えば、Ａ／Ｄ変換器から出力されるｍ個のサンプリングデータを積算し、ｍ個の積算が終了するごとに積算値をｍで除したデータを出力する構成としてもよい。

このフィルタ構成は、図１に示したフィルタ構成で平均化フィルタ２１から出力されるサンプリングデータを、ｆｓ／ｍのサンプリング周波数でリサンプリングする構成と考えることができる。リサンプリングするデータからはＰＷＭノイズが除去されている。ただし、リサンプリングにより帯域が狭まるので、電流の応答周波数に対するエイリアシングの発生を防止するため、サンプリング周波数ｆｓ／ｍは応答周波数の２倍以上の周波数に設定する必要がある。

図８は、２つのセンサのサンプリングデータに対し、上記積算構成の平均化フィルタ２７を用いてＰＷＭノイズを除去する回路である。２つのセンサに対し、それぞれアナログバッファ１９ａ、１９ｂが設けられている。スイッチ２８を交互に切り換えることにより、共通に設けられたＡ／Ｄ変換器２０は、アナログバッファ１９ａ、１９ｂからそれぞれ出力される検出信号を交互にＡ／Ｄ変換する。

平均化フィルタ２７は、２つのセレクタ２９ａ、２９ｂ、２つの積算器３０ａ、３０ｂ、共通の除算器３１およびスイッチ３２、３３、３４を備えて構成されている。スイッチ３２、３３、３４は、スイッチ２８と同じ側に切り換えられる。セレクタ２９ａは、スイッチ３２を介してサンプリングデータが入力されると、その入力データを選択して積算器３０ａに出力する。積算器３０ａは、入力されたサンプリングデータを積算する。

セレクタ２９ａは、サンプリングデータが入力されていない間は積算器３０ａのデータを選択し、積算器３０ａは積算値を保持する。セレクタ２９ｂと積算器３０ｂも同様に動作する。除算器３１は、ｍ個のサンプリングデータが積算された積算値をスイッチ３３を介して入力すると積算値をｍで除算し、その除算により得られた検出値をスイッチ３４を介して出力する。

本実施形態の平均化フィルタ２７も、第１の実施形態で説明したノッチ特性を有する。従って、ＰＷＭノイズ成分の周波数ｆdnとサンプリング周波数ｆｓと平均化数ｍとの間に第１の実施形態で説明した関係を持たせることにより、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。平均化フィルタ２７は、各チャネル（センサ）ごとに１つの積算用レジスタを備えるとともに除算器３１を共用化しているので、図１に示す平均化フィルタ２１と比較して、同じチャネル数に対するレイアウト面積が小さくなる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

第２の実施形態は、３以上のセンサのサンプリングデータに対し平均化フィルタ２７を用いてＰＷＭノイズを除去する回路に拡張できる。
ＰＷＭ駆動する制御対象はソレノイド１１に限られない。例えばチョッパ回路を構成するリアクトルであってもよい。制御対象をＰＷＭ駆動する主回路の構成も主回路１７に限られない。例えばトランジスタ２５をダイオードに替えてもよい。

図面中、１１はソレノイド（制御対象）、２１は平均化フィルタ（デジタルフィルタ、移動平均フィルタ）、２７は平均化フィルタ（デジタルフィルタ）である。

Claims (4)

1. 駆動周波数ｆd1でＰＷＭ駆動される制御対象の被制御量をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングして得られるサンプリングデータから、前記駆動周波数ｆd1を持つ基本波成分およびその高調波成分からなるＰＷＭノイズを除去するデジタルフィルタであって、
   前記サンプリングデータを入力して直近のｍ回のサンプリング（平均化数ｍ：２以上の整数）で得られたサンプリングデータの平均値を演算して出力する平均化フィルタ（２１，２７）を備え、
   除去する前記ＰＷＭノイズの基本波成分と高調波成分の周波数ｆdn（ｎ：１、２、３、…）について、前記サンプリング周波数ｆｓのｋ倍（ｋ：０、１、２、３、…）の周波数ｋ・ｆｓと前記除去周波数ｆdnとの差分の絶対値が、０からナイキスト周波数ｆｓ／２までの周波数領域において、ｆｓ／ｍの整数倍（０倍を除く）の周波数に等しくなる関係となるように、前記除去周波数ｆdnに対して前記サンプリング周波数ｆｓと前記平均化フィルタの平均数ｍが設定されていることを特徴とするデジタルフィルタ。
2. 前記平均化フィルタ（２１）は、移動平均フィルタから構成されていることを特徴とする請求項１記載のデジタルフィルタ。
3. 前記平均化フィルタ（２７）は、前記平均化数に等しいｍ個のサンプリングデータを積算し、そのｍ個の積算が終了するごとに積算値を前記平均化数ｍで除したデータを出力することを特徴とする請求項１記載のデジタルフィルタ。
4. 前記平均化数ｍは、５、７、１１、１３、１７の何れかであることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のデジタルフィルタ。

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