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Die vorliegende Erfindung, wie sie in den Ansprüchen
definiert ist, betrifft einen Verstärker, der mit einer
Vorrichtung versehen ist, welche die Spannungsversetzung im
Ausgang des Verstärkers oder einer den Verstärker
enthaltenden Bearbeitungsschaltung zu korrigieren oder
einzustellen gestattet. Die vorliegende Erfindung betrifft näherhin
einen Verstärker, beispielsweise einen Verstärker für einen
Tonband-Lese- bzw. -Wiedergabekopf, der einen aktiven
Betriebsmode, in welchem seine Ausgangsgröße von anderen
Schaltungen berücksichtigt und benutzt wird, und einen
inaktiven Betriebsmode besitzt, in welchem seine
Ausgangsgröße irgnoriert und nicht benutzt wird.
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Falls ein Wechselstromsignal bearbeitet (verstärkt,
gefiltert, usw.) werden soll, muß man häufig an einer oder an
mehreren Stellen der Bearbeitungskette
Gleichstromkomponenten eliminieren, die, wenn sie durch aufeinanderfolgende
Verstärkungen zu groß würden, verstümmelnde Beschneidungen
des bearbeiteten Signals zur Folge haben könnten.
Gleichstromkomponenten oder Versetzungen sind besonders störend in
bestimmten Anwendungen, wie beispielsweise bei der
Bearbeitung von aus Lese- bzw. Wiedergabeköpfen stammenden
Signalen, wo sie sehr groß im Vergleich zur
Wechselstrom-Nutzkomponente des zu bearbeitenden Signals sind.
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Das Dokument US-A-3 580 243 beschreibt eine Vorrichtung, in
welcher die Versetzungsspannungen neutralisiert werden.
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Zur Ausscheidung einer Gleichstromkomponente greift man
zumeist auf einen Kondensator zurück, der in den Signalpfad
des behandelten Signals eingefügt wird. Will man jedoch
niedrige Frequenzen des Signals übertragen, wie
beispielsweise bei der Be- und Verarbeitung von Schallsignalen,
müssen diese Kondensatoren mit besonders hohem Betrag gewählt
werden, was ihre Integration ausschließt. Außerdem ist es in
einer Signalverarbeitungskette häufig notwendig,
Gleichstromkomponenten an mehreren Punkten auszuscheiden und daher
mehrere Kondensatoren einzufügen, was, falls die
Bearbeitungsschaltung eine integrierte Schaltung ist, ebensoviel
zusätzliche Pins an der integrierten Schaltung erforderlich
macht.
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Fig. 1 zeigt eine herkömmliche Schaltung, welche die
Verwendung nur eines Kondensators gestattet, um die
Gleichstromkomponente im Ausgang einer Bearbeitungskette zu
unterdrücken bzw. sie auf einen gewünschten Wert einzustellen,
unabhängig davon, welche Versetzungen das Signal
stromaufwärts dieser Kette erfährt.
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Im Fall des Beispiels nach Fig. 1 weist die
Bearbeitungskette einen Operations- bzw. Funktionsverstärker 10 mit
nachfolgendem Filter 12 auf, das das Ausgangssignal Vout der
Signalbearbeitungskette liefert. Die Schaltungselemente der
Schaltung werden aus einer Spannungsversorgung zwischen
einer hohen Spannung V+ und einer niedrigen Spannung V-,
beispielsweise Masse, gespeist. Das Eingangssignal Vin der
Kette wird am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers
10 zugeführt. Der Verstärker 10 ist mit einer
Gegenkopplungsschleife versehen, welche einen Widerstand R1 zwischen
seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang und einen
Widerstand R2 zwischen dem invertierenden Eingang und einer
Korrektur- oder Kompensationsspannung Vc aufweist. Die
Korrekturspannung Vc wird von einem Integrator 14 geliefert,
welcher die Differenz zwischen der Ausgangsspannung Vout und
einer Bezugsspannung Vref integriert.
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Mit dieser Schaltungskonfiguration stellt sich die
Gleichstromkomponente der Ausgangsspannung Vout auf den Bezugswert
Vref ein, und zwar unabhängig davon, welcher Art die
Elemente sind, die sich stromaufwärts des Ausgangs Vout
befinden. Vorzugsweise wird die Spannung Vref auf halbem Weg
zwischen den Speisespannungen V+ und V- gewählt,
beispielsweise mittels einer Widerstandsbrücke bzw. eines
Spannungsteilers aus gleichgroßen Widerständen R3, R4. Auf diese
Weise kann die Ausgangsspannung dieselbe Amplitude zu beiden
Seiten ihrer Gleichspannungskomponente Vref besitzen.
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Ein Integrator 14 benötigt einen Integrationskondensator CI,
der im allgemeinen zwischen dem Ausgang und dem
invertierenden Eingang eines Operations- bzw. Funktionsverstärkers
liegt. Dieser Kondensator CI muß, wenn das zu bearbeitende
Signal eine niedrige Frequenz besitzen kann (beispielsweise
10 Hz auf dem Gebiet der Verarbeitung von Schallsignalen),
einen großen Wert besitzen, um zu vermeiden, daß die
Gleichstromkomponente des Signals Vout mit der niedrigen Frequenz
schwingt. Dieser Kondensator ist dann nicht integrierbar,
und man muß an einer die Verarbeitungsschaltungen
enthaltenden integrierten Schaltung zwei zusätzliche
Anschlußstifte vorsehen, zur Verbindung mit den beiden Anschlüssen
des Kondensators CI.
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Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer
mit einer Versetzungs-Kompensationsschleife versehenen
Verarbeitungsschaltung, welche nur einen Stift zur
Anschlußverbindung mit einem äußeren Integrationskondensator
benötigt.
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Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die
Schaffung einer derartigen Verarbeitungsschaltung, welche einen
aktiven und einen inaktiven Betriebsmode aufweist und die
die Ausnutzung des Integrationskondensators für Zwecke der
Filterung einer Bezugsspannung gestattet.
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Die vorliegende Erfindung erreicht diese Ziele und Zwecke
mit Hilfe einer Verarbeitungsschaltung mit einem
Differenzverstärker, dem an einem ersten Eingang das zu be- bzw.
verarbeitende Signal und an einem zweiten Eingang ein Signal
zur Versetzungskompensation zugeführt wird, das von einem
Integrator gebildet wird, welcher die Differenz zwischen der
Ausgangsspannung der Schaltung und einer Bezugsspannung,
bezüglich welcher das Ausgangssignal zentriert werden soll,
integriert. Der Integrator umfaßt einen Verstärker mit
differenzieller bzw. unterschiedlicher Steilheit, wobei dem
Verstärker an einem ersten Eingang die Ausgangsspannung und
an einem zweiten Eingang die Bezugsspannung zugeführt
werden; einen Kondensator, dessen erster Anschluß mit dem
Ausgang des Steilheits-Verstärkers und dessen zweiter Anschluß
mit einer festen Spannung (V-) verbunden sind; sowie einen
Folge-Verstärker, dem die Spannung am ersten Anschluß des
Kondensators zugeführt wird und der das
Versetzungs-Kompensationssignal liefert.
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Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird
die Ausgangsgröße der Signalbe- bzw. Verarbeitungsschaltung
während einer aktiven Phase herangezogen und benutzt und
während einer inaktiven Phase ignoriert und nicht benutzt.
Die Signalbearbeitungsschaltung weist einen ersten Schalter
auf, der so gesteuert wird, daß er in der aktiven Phase den
ersten Anschluß des Kondensators mit dem Ausgang des
Steilheits-Verstärkers verbindet und daß er in der inaktiven
Phase den ersten Anschluß des Kondensators mit dem Ausgang
eines Generators für die Bezugsspannung verbindet.
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Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist
vorgesehen, daß die Schaltung einen zweiten Schalter
aufweist, der in der aktiven Phase den ersten bzw. den zweiten
Eingang des Steilheits-Verstärkers mit dem Ausgangssignal
bzw. mit der Bezugsspannung verbindet und zu Beginn der
inaktiven Phase den ersten bzw. den zweiten Eingang des
Steilheits-Verstärkers mit der Bezugsspannung bzw. mit dem
Ausgang des Folge-Verstärkers verbindet, wobei die
Umschaltung des ersten Schalters verzögert ist.
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Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist
vorgesehen, daß der Steilheits-Verstärker zwei durch ein
Steuersignal wählbare Steilheiten besitzt, wobei das
Steuersignal solche Zustände annimmt, daß die höchste Steilheit zu
Beginn jedes Mode-Übergangs der Bearbeitungsschaltung
gewählt wird.
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Diese und weitere Ziele, Eigenschaften und Merkmale sowie
Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden
Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele im einzelnen
dargelegt. Die Beschreibung, der keine einschränkende
Bedeutung zukommen soll, erfolgt anhand der Zeichnung; in
dieser zeigen:
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Fig. 1 (zuvor bereits beschrieben) eine mit einer
Schleife zur Kompensations von Spannungsversetzung versehene
Signalbe- bzw. -verarbeitungsschaltung,
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Fig. 2 eine mit einer erfindungsgemäßen Ausführungsform
einer Schleife zur Kompensation von Spannungsversetzung
versehene Bearbeitungsschaltung,
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Fig. 3 eine Signalbearbeitungsschaltung mit einem
aktiven und einem inaktiven Betriebsmodus, die mit einer
anderen Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schleife zur
Kompensation von Spannungsversetzung versahen ist,
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Fig. 4 ein Zeitdiagramm verschiedener Signalformen zur
Veranschaulichung der Wirkungsweise der
Kompensationsschleife aus Fig. 3,
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Fig. 5 ein Beispiel einer Schaltung zur Gewinnung von
in der Schaltung von Fig. 3 erforderlichen Signalen.
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Fig. 2 zeigt dieselben Elemente wie Fig. 1, mit denselben
Bezugsziffern bezeichnet. Gemäß der Erfindung ist
vorgesehen, den Integrator 14 in besonderer Weise zu realisieren.
Dieser Integrator weist einen Transkonduktanz- bzw. Steilheits-
Verstärker 16 auf, der an seinem nicht-invertierenden Eingang
die Ausgangsspannung Vout und an seinem invertierenden Eingang
die Bezugsspannung Vref zugeführt erhält. Der Transkonduktanz-
bzw. Steilheits-Verstärker 16 führt einem Anschluß A eines
Integrationskondensators CI einen im wesentlichen der Differenz
zwischen seinen Eingangsspannungen Vout und Vref proportionalen
Strom zu. Der andere Anschluß des Kondensators CI ist mit einer
festen Spannung verbunden, die außerhalb der Schaltung verfügbar
ist, falls diese Schaltung eine integrierte Schaltung ist, wie
beispielsweise die niedrige Speisespannung V-.
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Mit dieser Schaltungskonfiguration lädt sich der Kondensator
CI um so rascher auf, je größer die Differenz zwischen den
Spannungen Vout und Vref ist, was tatsächlich einer
Integration dieser Differenz entspricht.
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Die Spannung an dem Anschluß A des Kondensators CI
entspricht der dem Widerstand R2 zuzuführenden
Korrekturspannung Vc. Um jedoch den Ausgang des Steilheits-Verstärkers 16
nicht zu belasten und daher die Integrationsfunktion nicht
zu stören, wird zwischen dem Widerstand R2 und dem Anschluß
A ein Folge-Verstärker 18 vorgesehen.
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Das mit einer erfindungsgemäßen Kompensationsschleife
erzielte Resultat stimmt mit dem von Fig. 1 überein. Jedoch
weist der Kondensator CI einen Anschluß auf, der nicht mit
dem Inneren der integrierten Schaltung verbunden zu werden
braucht, da er mit einer der außerhalb verfügbaren
Speisespannungen, im gezeigten Beispiel V-, verbunden ist. Somit
braucht die integrierte Schaltung nur einen einzigen Stift
zur Anschlußverbindung mit dem Integrationskondensator CI
aufzuweisen.
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Unter den Bearbeitungsschaltungen, die einer Kompensation
von Spannungsversetzung bedürfen, gibt es Schaltungen mit
zwei Funktions- bzw. Betriebsarten bzw. -modes, nämlich
einem aktiven Mode, in welchem die Ausgangsgröße der
Bearbeitungsschaltung effektiv herangezogen wird, und einem
inaktiven Mode, in welchem die Ausgangsgröße der
Verarbeitungsschaltung ignoriert wird. Dies ist insbesondere der
Fall bei Magnetband-Wiedergabeverstärkern, bei welchen man
während der Wiedergabe das von einem Lesekopf gelieferte
Signal verstärkt, hingegen während der Aufzeichnung der
Leseverstärker nicht benutzt wird.
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In einer derartigen Schaltung sieht die vorliegende
Erfindung des weiteren vor, den Integrationskondensator CI dazu
zu verwenden, um, während die Verarbeitungsschaltung inaktiv
ist, eine für andere dann aktive Verarbeitungsschaltungen
notwendige Bezugsspannung zu filtern.
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Fig. 3 zeigt eine Schaltung gemäß der Erfindung, welche dies
gestattet. Im Falle eines Magnetband-Lese- bzw.
-Wiedergabeverstärkers dient die Bezugsspannung Vref, auf welcher man
die Gleichstromkomponente der Ausgangsspannung Vout
zen
trieren will, gleichzeitig als Bezugsgröße für nicht
dargestellte Schaltungen, die zur Durchführung von Aufzeichnungen
auf dem Hand bestimmt sind. Diese von einer
Widerstandsbrücke R3, R4 mit nachfolgendem Folge-Verstärker 20
gewonnene Bezugsspannung ist stark rauschbehaftet und muß
gefiltert werden.
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Herkömmlicherweise erzielt man diese Filterung dadurch, daß
man die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen R3 und
R4 mit einer der Speisespannungen über einen Kondensator
großen Betrags verbindet, der wohlgemerkt ebenfalls extern
mit der integrierten Schaltung verbunden werden muß.
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Erfindungsgemäß sieht man vor, mittels eines Schalters S1
den Anschluß A des Integrationskondensators CI während der
inaktiven Phase der Verarbeitungsschaltung mit dem
Knotenpunkt der Widerstände R3 und R4 zu verbinden. Auf diese
Weise dient der Kondensator CI während der aktiven Phase als
Integrationskondensator und während der inaktiven Phase als
Filterkondensator für die Filterung der Bezugsspannung. Man
spart auf diese Weise einen Filterkondensator und einen Pin
zu dessen Verbindung mit der integrierten Schaltung ein.
Diese Anordnung ist ohne große Komplizierung realisierbar,
da einer der Anschlüsse des Kondensators CI ständig mit ein
und demselben Punkt V- verbunden ist.
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Der Schalter S1 kann vermittels eines Modewahl-Signals der
Verarbeitungsschaltung gesteuert werden, beispielsweise des
Signals (PB/REC) für die Wiedergabe- oder Aufzeichnungs-
Modewahl in einem Tonbandgerät.
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Jedoch wird während der aktiven Phase der
Verarbeitungsschaltung der Kondensator CI auf eine von der Bezugsspannung
Vref verschiedene Kompensationsspannung Vc aufgeladen.
Dieser Unterschied ist in dem Maße größer als die
Verarbei
tungsschaltung eine Spannungsversetzung einführt bzw. mit
sich bringt. Wenn man daher den Anschluß A des Kondensators
CI abrupt an die Widerstandsbrücke R3, R4 legt, ändert sich
die Bezugsspannung Vref abrupt und nimmt nur allmählich
ihren Anfangswert wieder an. Diese abrupte Änderung würde
sich im Fall eines Tonbandgeräts als Aufzeichnung eines
parasitären Impulses auf dem Tonband äußern.
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Um diesen Nachteil zu vermeiden, sieht die vorliegende
Erfindung einen Schalter S2 vor, der in der inaktiven Phase
den nicht-invertierenden Eingang des Steilheits-Verstärkers
16 mit der Bezugsspannung Vref und den invertierenden
Eingang mit dem Ausgang des Folge-Verstärkers 18 verbindet.
Während der aktiven Phase stellt der Schalter S2 die
Schaltverbindungen gemäß Fig. 2 her.
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Fig. 4 gibt am Beispiel eines Tonbandgeräts die Verläufe der
Steuersignale für die Schalter S1 und S2 in Abhängigkeit von
einem Modewahl-Signal PB/REC der Verarbeitungsschaltung und
von einem Signal MUTE wieder, wie es herkömmlicherweise in
einem Tonbandgerät zur Dämpfung parasitärer Effekte bei
Mode-Umschaltungen und bei der Netzeinschaltung dient. Das
MUTE-Signal wirkt beispielsweise in der Art, daß die
Verstärkerausgänge, die parasitäre Impulse hervorrufen würden,
zwangsweise auf Null gehalten werden.
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In einem Zeitpunkt t&sub0; wird die Schaltung an Spannung
gelegt (eingeschaltet). Das MUTE-Signal ist aktiv und bewirkt
eine Dämpfung der mit der Einschaltung verbundenen
parasitären Effekte. Das Signal PB/REC hat den Wert 1 und wählt
den aktiven Mode der Schaltung. Die Steuersignale S1 und S2
der Schalter S1 und S2 haben den Wert 1; die Schalter S1 und
S2 befinden sich in den in Fig. 3 dargestellten Positionen.
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In einem Zeitpunkt t&sub1; geht das Signal MUTE in den Wert 0
über, und die Schaltung arbeitet dann in normaler Weise im
aktiven Mode.
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Im Zeitpunkt t&sub2; wird die Verarbeitungsschaltung durch den
Übergang des Signals PB/REC in den Wert 0 in ihren inaktiven
Mode überführt. Das Signal MUTE wird aktiviert, um die mit
der Umschaltung verbundenen parasitären Effekte zu dämpfen.
Der Schalter S2 wird gekippt, während der Schalter S1 noch
nicht betätigt wird. Der Steilheits-Verstärker 16, der die
Bezugsspannung Vref und die Spannung Vc am Anschluß A des
Kondensators CI zugeführt erhält, führt dem Kondensator CI
einen Strom zu, derart daß dieser sich auf die Spannung Vref
auf lädt.
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In einem Zeitpunkt t&sub3; wird das Signal MUTE deaktiviert.
Der Kondensator CI hatte Zeit, um sich auf den Betrag Vref
aufzuladen. Der Schalter S2 wird in seine Anfangsstellung
rückgestellt. Der Schalter S1 wird gekippt und verbindet den
Kondensator CI mit der Widerstandsbrücke R3, R4. In diesem
Zeitpunkt sind die Spannungen an den Anschlüssen des
Kondensators CI und dem Ausgang der Brücke R3 und R4 dieselben,
und es bildet sich keinerlei parasitärer Impuls.
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Im Zeitpunkt t&sub4; geht das Signal PB/REC in den Wert 1 zur
Wahl des aktiven Modes der Schaltung über. Der Schalter S1
nimmt wieder seine Anfangsstellung ein, und das Signal MUTE
wird bis zu einem Zeitpunkt t&sub5; aktiviert, um die mit der
Umschaltung verbundenen parasitären Effekte zu dämpfen.
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Gemäß einer in Fig. 3 veranschaulichten Variante wird dem
Steilheits-Verstärker 16 ein Signal G zugeführt, das die
Wahl einer niedrigen oder einer hohen Steilheit gestattet.
Im stationären Zustand wird die niedrige Steilheit gewählt,
um eine große Zeitkonstante für die Aufladung des
Kondensators CI zu erhalten, und zwar zu dem Zweck, daß die
Schleife für die Versetzungs-Kompensation nicht den
Schwingungen mit der niedrigen Frequenz des zu bearbeitenden
Signals folgt. Umgekehrt wird die hohe Steilheit gewählt, wenn
bei Mode-Übergängen der Verarbeitungsschaltung der
Kondensator CI rasch aufgeladen oder entladen werden soll.
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In Fig. 4 ist auch die Wellenform bzw. der Verlauf des
Signals G wiedergegeben, die mit dem des Signals MUTE
übereinstimmt. Im Zeitpunkt t&sub2;, beim Übergang vom aktiven Mode in
den inaktiven, wird das Signal G zur Wahl der hohen
Steilheit bis zum Zeitpunkt t&sub3; aktiviert. In diesem Fall
erreicht die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators CI
rasch den Wert Vref, vor dem Zeitpunkt t&sub3;, in dem das
Signal MUTE desaktiviert wird.
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Desgleichen wird im Zeitpunkt t&sub4;, beim Übergang der
Schaltung aus dem inaktiven in den aktiven Mode, das Signal G
erneut aktiviert bis zum Zeitpunkt t&sub5;, damit die Spannung
an den Anschlüssen des Kondensators CT rasch die
Korrekturspannung Vc erreicht.
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Wie zwischen den Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; (G = 1)
wiedergegeben, wird die hohe Steilheit auch bei der Einschaltung
der Schaltung gewählt.
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Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer Schaltung zur Gewinnung der
Signale S1, S2 und G aus den herkömmlicherweise in einem
Tonbandgerät verfügbaren Signalen PB/REC und MUTE.
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Das Signal G entspricht direkt dem Signal MUTE.
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Das Signal S1 wird von einem ODER-Gatter 25 erzeugt, dem die
Signale PB/REC und MUTE zugeführt werden.
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Das Signal S2 wird von einem NAND-Gatter 26 geliefert, dem
das Komplement des Signals PB/REC und das Signal MUTE
zugeführt werden.