JP2004048333A - Pwm変調方式d級アンプ - Google Patents
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Abstract
【構成】3チャンネルのデジタルオーディオアンプ30は、3組のPWM変調方式D級アンプユニット10a、10b、10cからなるPWM変調方式D級アンプに、変調対象の3つのアナログ入力信号1、2、3及び予め位相シフトした互いに異なる位相の3つのキャリア信号D、E、Fがそれぞれ入力され、各チャンネル毎にローパスフィルタ3と出力負荷4のスピーカが接続された構成であり、無入力時の各チャンネルの前記出力段アンプ1、2、3の各PWM出力矩形波PWM2の出力A点、B点、C点の電圧波形の位相が互いに異なる位相となって各チャンネル間の駆動電流の相互干渉が回避されてGND1、2、3点の電位変動が小さくなって相互干渉を低減している構成。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタルオーディオアンプやモータドライバに用いられるPWM(Pulse Width Modulation)変調方式D級アンプに関する。
【0002】
【従来の技術】
PWM変調方式D級アンプを用いたデジタルアンプ機器、例えばマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプは、各チャンネルのPWM出力矩形波を無入力時にデューティ50%としてPWM出力矩形波の立ち上がり/立ち下がりのエッジを一致させていて、出力を得るときは各チャンネルで各々デューティを変化させることで実現する駆動方式である。
【0003】
上記PWM変調方式D級アンプを用いたデジタルオーディオアンプの1チャンネルの基本ユニットは、図7のブロック回路図例に示されるように、PWM変調すべきアナログ入力信号1(以下、入力信号1と称する。)と、これに対して比較基準となる十分に高い周波数のキャリア信号M(三角波又は矩形波)と、をオペアンプの電圧コンパレータA1の反転入力端子−と非反転入力端子+にそれぞれ入力して比較することにより、前記入力信号1のレベルに対応した幅を有するパルス列(ビットストリーム)をPWM出力矩形波PWM1として得、これを出力段アンプ(パワースイッチング回路)A2でパルス増幅してPWM出力矩形波PWM2を得る構成のPWM変調方式D級アンプユニット10に、インダクタLとコンデンサCからなるローパスフィルタ3と、出力負荷4であるスピーカを接続した構成となっている。
【0004】
マルチチャンネルのデジタルオーディオアンプでは、上記PWM変調方式D級アンプユニット10を2組以上備えている。例えば図8に示されるような3チャンネルのデジタルオーディオアンプ20の場合はPWM変調方式D級アンプユニット10の3組構成であり、各チャンネルの入力信号1、入力信号2、入力信号3毎にPWM変調器のPWM変調1、PWM変調2、PWM変調3と出力段アンプ1、出力段アンプ2、出力段アンプ3が備えられ、さらにこれらの出力にローパスフィルタ3と出力負荷4がそれぞれ接続されて共通のキャリア信号Mが前記PWM変調1、PWM変調2、PWM変調3に入力されている。
【0005】
尤も、上記のようなPWM変調方式D級アンプユニット10を2組以上用いたマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプは、一般に音質が悪いという評価がなされている。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプ20に用いられているPWM変調方式D級アンプの問題点として、以下のような点が挙げられる。
(1)出力負荷4を駆動する場合、出力段アンプのPWM出力矩形波PWM2のエッジ部分での過渡的な電流が、GNDまたは電源の共通インピーダンスにより電位変動を生じさせ、回路全体の誤動作あるいは変復調変換精度を悪化させていることが挙げられる。図9は図8のデジタルオーディオアンプ20における出力段アンプ1、出力段アンプ2、出力段アンプ3の出力A点、B点、C点と各GND1、GND2、GND3の電圧波形図であるが、図から判るようにそれらは同位相であって、A点、B点、C点の電圧波形のエッジ部分でGND1、GND2、GND3に同じような大きな電位変動が見られる。このような電位変動はA点、B点、C点の電圧波形を互いに逆位相としても解消されない。
【0007】
上記現象は、PWM変調方式D級アンプユニット10の組数、マルチチャンネルのデジタルオーディオアンプ20で言えばチャンネル数が多くなればなるほど、各チャンネル間の駆動電流が複雑に干渉しあいPWM変調システムの変調精度をさらに悪化させる結果となる。理想状態から外れて変換された部分は、ローパスフィルタ3で復調したときに歪みやノイズとなって現れる。
(2)前記デジタルオーディオアンプ20では、アナログ入力信号1、2、3が小さい場合、各チャンネルの出力段アンプのPWM出力矩形波PWM2のエッジ部分でのチャンネル間の相互干渉により、相対的に歪率が悪くなってアンプの性能ダウンを余儀なくされている。音量を小さくすると場合によっては音楽信号を聞きにくくする程度の「サー」というノイズが聞こえるのである。
(3)各チャンネル間の相互干渉はマルチチャンネル駆動用のドライバIC内部でも生じている。
【0008】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、アンプユニット2組以上で構成されたPWM変調方式D級アンプの各組の出力段アンプのPWM出力矩形波の相互干渉を低減することにより、GNDや電源ラインの電位変動を小さく抑えてアンプの性能を向上させたPWM変調方式D級アンプを提供するものである。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明は、変調対象のアナログ入力信号1、2、3及びキャリア信号D、E、Fが入力されるPWM変調器と、前記PWM変調器のPWM出力矩形波PWM1を増幅する出力段アンプと、からなるアンプユニット10を2組以上備えるPWM変調方式D級アンプにおいて、無入力時の各アンプユニットの前記出力段アンプ1、2、3のPWM出力矩形波PWM2の位相が少なくとも2種以上の異なる位相となるように位相シフトさせる位相シフト手段を有することを特徴とするPWM変調方式D級アンプを提供することにより、上記課題を達成する。
【0010】
【発明の実施の形態】
本発明のPWM変調方式D級アンプの実施の形態数例を典型的なマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプについて図面に基づいて説明する。
【0011】
図1は本発明に係る第1の実施の形態の3チャンネル対応のPWM変調方式D級アンプ(3組のアンプユニット構成)を用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。図2は図1における各チャンネルの出力段アンプ1、出力段アンプ2、出力段アンプ3の出力A点、B点、C点の電圧と各GND1、GND2、GND3の電圧波形図である。図3は本発明に係る第2の実施の形態の3チャンネル対応のPWM変調方式D級アンプ(3組のアンプユニット構成)を用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。図4は位相シフト付PWM変調回路の回路図例である。図5は本発明に係る第3の実施の形態の2チャンネル対応(4組のアンプユニット構成)のBTLデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。図6は本発明に係る第4の実施の形態の2チャンネル対応(4組のアンプユニット構成)のBTLデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【0012】
図1の3チャンネルのデジタルオーディオアンプ30は、3組のPWM変調方式D級アンプユニット10a、10b、10cからなるPWM変調方式D級アンプに、変調対象の3つのアナログ入力信号(入力信号1、2、3)及び3つのキャリア信号(D、E、F信号)がそれぞれ入力され、各ユニット(各チャンネル)毎にローパスフィルタ3と出力負荷4のスピーカを接続した構成であり、特に無入力時の各組(各チャンネル)の前記出力段アンプ1、2、3の各PWM出力矩形波PWM2の出力A点、B点、C点の電圧の位相が図2に示されるように第1の位相シフト手段によって互いに異なる位相となって各組間(各チャンネル間)の駆動電流の相互干渉が回避されてGND1、2、3点の電位変動が小さくなっている点に特徴を有する(図9と比較参照)。
【0013】
上記第1の位相シフト手段は、図1から明らかなように予め互いに異なる位相となるように位相シフトさせた変調用の三角波あるいは短形波のキャリヤ信号(D信号、E信号、F信号)を生成しておき、各組のPWM変調器1、2、3に各々入力するというものである。前記キャリヤ信号のD、E、F信号は、例えば一つの矩形波信号D信号(周波数400kHzのクロック信号)とこれに遅延時間の異なる遅延回路を付加することで位相の異なるE信号、F信号を予め生成しておくのである。なお、キャリア信号Mとしては位相シフトの容易性からして、矩形波の方がデジタルシフトが回路的に容易に実現できるので本発明に好適である。また、上記PWM出力矩形波PWM2の位相シフト後のエッジはアップエッジでもダウンエッジでもよいが、位相シフト量は駆動波形のエッジのスルーレート、駆動電流などに依存するため、GNDライン又は電源ラインの変位が収束するポイント以上(電位変動期間より長いポイント)に調整する(図2参照)ことが肝要である。
【0014】
次に、第2の位相シフト手段として、図3の3チャンネルのデジタルオーディオアンプ40のように、各アンプユニットのPWM変調器を位相シフト回路15を追加した位相シフト付PWM変調器14とすることでも実現される。この方式は、共通のキャリア信号Mが各組の位相シフト付PWM変調器14に入力されるが、各アンプユニットの位相シフト付PWM変調器14内で位相シフトされたPWM出力矩形波PWM1が出力され、結果として出力段アンプ1、2、3の各PWM出力矩形波PWM2も互いに異なる位相となるのである。なお、上記第1と第2の位相シフト手段の併用でもよいことは言うまでもない。
【0015】
図4は上記位相シフト付PWM変調器14の回路図例である。PWM変調された矩形波出力PWM1から単純に時定数をつけて入力オペアンプA3に加算することで実現され、位相シフト量は図4中の時定数設定部16(信号遅延回路である。)で調整する。前記時定数設定部16の回路構成は図4のような抵抗R4、コンデンサC2からなるCR信号遅延回路以外の信号遅延回路でもよい。
【0016】
次に、本発明に係るPWM変調方式D級アンプは、図5に示すようなBTL(balanced transfomerless)回路を用いたデジタルオーディオアンプ50にも適用できる。即ち、2チャンネルの場合を想定すると、1つのPWM変調器と2つの出力段アンプ及びインバータからなるPWM変調方式D級アンプユニット2組に対して、互いに位相シフトしたキャリア信号G信号とH信号及び入力信号1、入力信号2をそれぞれ入力し、図中の出力段アンプ2と出力段アンプ4にはインバータで反転したPWM出力矩形波PWM1′を入れるのである。BTL回路内では逆位相となっているが、チャンネル間では位相シフトしていて各出力段アンプ1、2、3、4のPWM出力矩形波PWM2は2つの異なる位相となって、相互干渉が低減されている。
【0017】
また、図6に示されるBTL回路を用いたデジタルオーディオアンプ60のように、1チャンネルにつき2組のPWM変調方式D級アンプユニット(2チャンネルでは4つのPWM変調器1、2、3、4構成となる。)を設けて、各PWM変調器1、2、3、4に2チャンネルのアナログ入力信号とこれらを反転回路で反転させた反転入力信号をそれぞれ入力し、キャリア信号として位相を互いに位相シフトさせたG信号、H信号、I信号、J信号をそれぞれ入力する構成もできる。図6の場合は、BTL内位相シフト及びチャンネル間位相シフト双方とも行っており、全ての出力段アンプのPWM出力矩形波PWM2の位相は異なっていて、各GNDの電位変動はBTL回路内及びチャンネル間で干渉しないことになる。
【0018】
なお、各チャンネルの出力段アンプのPWM出力矩形波PWM2の位相は図6のように全て互いに異なるようにシフトさせてもよいが、GND(又は電源)の電位変動が比較的小さい場合は、幾つかのチャンネルで同位相のままでもよい、例えばA、B、C、Dの4チャンネルの場合にAとBは同位相、CとDは同位相(A=B≠C=D)としてもよい。要するに2以上の出力段アンプのPWM出力矩形波PWM2の位相が少なくとも2種以上の異なる位相となるように位相シフトさせる位相シフト手段を備えていれば本発明の作用・効果が得られるのである。
【0019】
念のために付言すれば、本発明のPWM変調方式D級アンプはデジタルオーディオアンプに限らず、例えばマルチチャンネル出力ドライバICの場合でも適用でき、IC内部のGND変動による干渉が防げることになることは勿論である。
【0020】
【発明の効果】
本発明に係るPWM変調方式D級アンプは上記のように構成されているため、
(1)簡単な構成で、GND又は電源インピーダンスによる歪率悪化やノイズを低減できる。
(2)各チャンネルの位相シフト量を順次変えていくことで6チャンネルといったマルチチャンネルの場合にも対応できる。
(3)位相シフト量は信号遅延回路時定数設定部で調整することができる。
(4)BTL回路構成のデジタルオーディオアンプにも適用できる。
(5)マルチチャンネル出力ドライバICの場合でも、IC内部のGND変動による干渉が防げる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る第1の実施の形態の3チャンネル対応のPWM変調方式D級アンプを用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図2】第1の実施の形態の各チャンネルの出力段アンプ1、出力段アンプ2、出力段アンプ3の出力A点、B点、C点の電圧と各GND1、GND2、GND3の電圧波形図である。
【図3】本発明に係る第2の実施の形態の3チャンネル対応のPWM変調方式D級アンプを用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図4】位相シフト付PWM変調回路の回路図例である。
【図5】本発明に係る第3の実施の形態の2チャンネル対応のBTLデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図6】本発明に係る第4の実施の形態の2チャンネル対応のBTLデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図7】PWM変調方式D級アンプを用いたデジタルオーディオアンプの1チャンネルの基本ユニットのブロック回路図である。
【図8】従来の3チャンネルのデジタルオーディオアンプのブロック回路図である。
【図9】前記デジタルオーディオアンプにおける各出力段とそのGNDの電圧波形図である。
【符号の説明】
3 ローパスフィルタ
4 出力負荷
14 位相シフト付PWM変調器
15 位相シフト回路
16 時定数設定部
10、10a、10b、10c PWM変調方式D級アンプユニット
20、30、40、50、60 PWM変調方式D級アンプ
A1 電圧コンパレータ
A2 出力段アンプ
A3 入力オペアンプ
M、D、E、F、G、H、I、J キャリア信号(三角波又は矩形波)
PWM1 PWM変調器のPWM出力矩形波
PWM2 出力段アンプの出力矩形波
Claims (1)
- 変調対象のアナログ入力信号及びキャリア信号が入力されるPWM変調器と、前記PWM変調器のPWM出力矩形波を増幅する出力段アンプと、からなるアンプユニットを2組以上備えるPWM変調方式D級アンプにおいて、無入力時の各ユニットの前記出力段アンプのPWM出力矩形波の位相が少なくとも2種以上の異なる位相となるように位相シフトさせる位相シフト手段を有することを特徴とするPWM変調方式D級アンプ。
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