JPH07231226A - Ｄ級電力増幅器 - Google Patents
Ｄ級電力増幅器Info
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- JPH07231226A JPH07231226A JP6020150A JP2015094A JPH07231226A JP H07231226 A JPH07231226 A JP H07231226A JP 6020150 A JP6020150 A JP 6020150A JP 2015094 A JP2015094 A JP 2015094A JP H07231226 A JPH07231226 A JP H07231226A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 誘導ノイズに強く、パルス信号の高周波ノイ
ズの影響を受けにくい帰還回路を持つ電力効率の高いＤ
級電力増幅器を提供する。 【構成】 入力端子１０５から入力されたアナログ信号
は２値状態変調手段１０１でパルス幅変調し、パルス信
号に変換する。このパルス信号はパルス電力増幅手段１
０２で電力増幅される。電力増幅されたパルス信号はロ
ーパスフィルタ１０３で復調され、出力端子１１６から
出力される。一方、電力増幅されたパルス信号は抵抗器
１１７，１１８で構成される帰還手段１０４を介して２
値状態変調手段１０１に帰還される。ここで、パルス電
力増幅手段１０２の出力信号を２値状態変調手段１０１
ヘ帰還する帰還手段１０４を２個以上の抵抗器１１７，
１１８の直列接続で構成し、少なくとも１個ずつ２値状
態変調手段１０２及びパルス電力増幅手段１０１の近傍
に配置接続する。
ズの影響を受けにくい帰還回路を持つ電力効率の高いＤ
級電力増幅器を提供する。 【構成】 入力端子１０５から入力されたアナログ信号
は２値状態変調手段１０１でパルス幅変調し、パルス信
号に変換する。このパルス信号はパルス電力増幅手段１
０２で電力増幅される。電力増幅されたパルス信号はロ
ーパスフィルタ１０３で復調され、出力端子１１６から
出力される。一方、電力増幅されたパルス信号は抵抗器
１１７，１１８で構成される帰還手段１０４を介して２
値状態変調手段１０１に帰還される。ここで、パルス電
力増幅手段１０２の出力信号を２値状態変調手段１０１
ヘ帰還する帰還手段１０４を２個以上の抵抗器１１７，
１１８の直列接続で構成し、少なくとも１個ずつ２値状
態変調手段１０２及びパルス電力増幅手段１０１の近傍
に配置接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音響機器においてスピ
ーカ等の負荷を駆動する電力増幅器に関するものであ
る。
ーカ等の負荷を駆動する電力増幅器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】音響機器における電力増幅器は、直流電
源から与えられる直流電圧を入力信号に基づき変調し、
入力信号に相似な波形を負荷であるスピーカに供給する
ものが通常である。この様な電力増幅器において、電力
損失を極力小さくし電力変換効率を向上したものが開発
されており、Ｄ級電力増幅器と呼ばれている。そして、
Ｄ級電力増幅器の特性を向上させるために様々な帰還方
式が提案されている。
源から与えられる直流電圧を入力信号に基づき変調し、
入力信号に相似な波形を負荷であるスピーカに供給する
ものが通常である。この様な電力増幅器において、電力
損失を極力小さくし電力変換効率を向上したものが開発
されており、Ｄ級電力増幅器と呼ばれている。そして、
Ｄ級電力増幅器の特性を向上させるために様々な帰還方
式が提案されている。
【０００３】そこで、従来より特開昭５６−６５５０９
号公報に記載されている様なパルス幅変調増幅回路があ
った。
号公報に記載されている様なパルス幅変調増幅回路があ
った。
【０００４】以下に、従来のパルス幅変調増幅回路につ
いて説明する。図２は従来のパルス幅変調増幅回路を示
すものである。図２において、２０１は音声信号を入力
する入力端子、２０２は加算用の抵抗器、２０３は変調
用のキャリア信号を発生する三角波発生器、２０４は抵
抗器２０２を介して入力されたアナログ信号とキャリア
信号を比較するコンパレータ、２０５はコンパレータ２
０４の出力であるパルス幅変調されたパルス信号を電力
増幅するスイッチング増幅器、２０６は電力増幅された
パルス信号を音声信号に復調するローパスフィルタ、２
０７はローパスフィルタ２０６の出力を出力する出力端
子、２０８はスイッチング増幅器２０５の出力をコンパ
レータ２０４に帰還する抵抗器、２０９は抵抗器２０８
を介して帰還されたパルス信号のキャリア信号成分を接
地するコンデンサである。
いて説明する。図２は従来のパルス幅変調増幅回路を示
すものである。図２において、２０１は音声信号を入力
する入力端子、２０２は加算用の抵抗器、２０３は変調
用のキャリア信号を発生する三角波発生器、２０４は抵
抗器２０２を介して入力されたアナログ信号とキャリア
信号を比較するコンパレータ、２０５はコンパレータ２
０４の出力であるパルス幅変調されたパルス信号を電力
増幅するスイッチング増幅器、２０６は電力増幅された
パルス信号を音声信号に復調するローパスフィルタ、２
０７はローパスフィルタ２０６の出力を出力する出力端
子、２０８はスイッチング増幅器２０５の出力をコンパ
レータ２０４に帰還する抵抗器、２０９は抵抗器２０８
を介して帰還されたパルス信号のキャリア信号成分を接
地するコンデンサである。
【０００５】いま、スイッチング増幅器２０５の出力電
圧ＥO からコンパレータ２０４への帰還電圧ｅN は（数
１）となり、この時のロールオフポイントωO は（数
２）となり、周波数特性は１次のローパスフィルタと等
価となる。
圧ＥO からコンパレータ２０４への帰還電圧ｅN は（数
１）となり、この時のロールオフポイントωO は（数
２）となり、周波数特性は１次のローパスフィルタと等
価となる。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【数２】
【０００８】従って、帰還信号に含まれるキャリア周波
数帯域はここで充分減衰させることができる。ここで、
キャリア信号の戻り電圧をｅCBとすると、ｅCB＜＜ＥC
（ＥCはキャリア信号の電圧）となり、全体のキャリア
周波数はＥC に支配され、ｅCBの影響は無視することが
できる。
数帯域はここで充分減衰させることができる。ここで、
キャリア信号の戻り電圧をｅCBとすると、ｅCB＜＜ＥC
（ＥCはキャリア信号の電圧）となり、全体のキャリア
周波数はＥC に支配され、ｅCBの影響は無視することが
できる。
【０００９】次に、閉ループゲインＥO／Ｅiを求めると
（数３）となる。更に、開ループゲインＡO ＞＞１とす
ると（数４）となる。従って、全体の周波数特性は平坦
な特性となる。
（数３）となる。更に、開ループゲインＡO ＞＞１とす
ると（数４）となる。従って、全体の周波数特性は平坦
な特性となる。
【００１０】
【数３】
【００１１】
【数４】
【００１２】また、負帰還量ＡNF（開ループゲイン／閉
ループゲイン）を求める。まず、開ループゲインＡ
Oは、キャリア信号である三角波電圧の波高値と出力電
圧ＥOの波高値との比ＡO ＝（電源電圧）／（三角波の
ピーク電圧）である。従って、負帰還量ＡNFは（数５）
となり、ＡNFのロールオフポイントω1 は（数６）とな
る。
ループゲイン）を求める。まず、開ループゲインＡ
Oは、キャリア信号である三角波電圧の波高値と出力電
圧ＥOの波高値との比ＡO ＝（電源電圧）／（三角波の
ピーク電圧）である。従って、負帰還量ＡNFは（数５）
となり、ＡNFのロールオフポイントω1 は（数６）とな
る。
【００１３】
【数５】
【００１４】
【数６】
【００１５】すなわち、ＡOが大のときロールオフポイ
ントω1は（数６）の第２項ＡO／Ｃ2Ｒ2が支配的にな
り、（数７）となる。
ントω1は（数６）の第２項ＡO／Ｃ2Ｒ2が支配的にな
り、（数７）となる。
【００１６】
【数７】
【００１７】（数２），（数７）より、ＡO が大きいた
めωO＜＜ω1となり、高域にまで負帰還を一定にかける
ことができ、特に高域での歪の改善度が大きくなる。
めωO＜＜ω1となり、高域にまで負帰還を一定にかける
ことができ、特に高域での歪の改善度が大きくなる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、負帰還されるポイントがコンパレータの反
転入力である。ところが、コンパレータの入力インピー
ダンスは非常に大きいため、コンパレータの反転入力端
子と帰還抵抗器間の配線長を伸ばすと外部ノイズを誘導
するという問題点を有していた。
の構成では、負帰還されるポイントがコンパレータの反
転入力である。ところが、コンパレータの入力インピー
ダンスは非常に大きいため、コンパレータの反転入力端
子と帰還抵抗器間の配線長を伸ばすと外部ノイズを誘導
するという問題点を有していた。
【００１９】また、コンパレータの反転入力端子と帰還
抵抗器間の配線長を短くすると、スイッチング増幅器の
出力である増幅されたパルス信号がコンパレータの近傍
を通る。パルス信号は高次までの高周波成分を持ちかつ
高周波成分のレベルは基本波成分のレベルと同等であ
る。そして、帰還されるパルス信号の振幅は電源電圧値
と同一であり、入力信号と比較して非常に大きい。その
ため、パルス信号の持つ高周波成分がコンパレータの動
作に影響を及ぼすという問題点を有していた。
抵抗器間の配線長を短くすると、スイッチング増幅器の
出力である増幅されたパルス信号がコンパレータの近傍
を通る。パルス信号は高次までの高周波成分を持ちかつ
高周波成分のレベルは基本波成分のレベルと同等であ
る。そして、帰還されるパルス信号の振幅は電源電圧値
と同一であり、入力信号と比較して非常に大きい。その
ため、パルス信号の持つ高周波成分がコンパレータの動
作に影響を及ぼすという問題点を有していた。
【００２０】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、パルス電力増幅手段で電力増幅されたパルス信号を
２値信号変調手段に帰還する帰還手段を２個以上の抵抗
器の直列接続で構成し、この抵抗器の少なくとも１個ず
つを２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に
配置しかつ接続することで、外部ノイズの誘導を受けな
い更に増幅されたパルス信号の持つ高周波成分の影響を
受けない帰還回路を構成することで安定な負帰還を可能
とするＤ級電力増幅器を提供することを目的とする。
で、パルス電力増幅手段で電力増幅されたパルス信号を
２値信号変調手段に帰還する帰還手段を２個以上の抵抗
器の直列接続で構成し、この抵抗器の少なくとも１個ず
つを２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に
配置しかつ接続することで、外部ノイズの誘導を受けな
い更に増幅されたパルス信号の持つ高周波成分の影響を
受けない帰還回路を構成することで安定な負帰還を可能
とするＤ級電力増幅器を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のＤ級電力増幅器は、アナログ入力信号を２値
状態のディジタル信号に変換する２値状態変調手段と、
２値状態変調手段の出力を電力増幅するパルス電力増幅
手段と、パルス電力増幅手段の出力を２値状態変調手段
に帰還する帰還手段と、パルス電力増幅手段の出力を帯
域制限するローパスフィルタとを備え、帰還手段は２個
以上の直列接続された抵抗器を有し、抵抗器は２値状態
変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に少なくとも１
個ずつ配置し、それぞれ２値状態変調手段及びパルス電
力増幅手段に接続されているような構成を持つ。
に本発明のＤ級電力増幅器は、アナログ入力信号を２値
状態のディジタル信号に変換する２値状態変調手段と、
２値状態変調手段の出力を電力増幅するパルス電力増幅
手段と、パルス電力増幅手段の出力を２値状態変調手段
に帰還する帰還手段と、パルス電力増幅手段の出力を帯
域制限するローパスフィルタとを備え、帰還手段は２個
以上の直列接続された抵抗器を有し、抵抗器は２値状態
変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に少なくとも１
個ずつ配置し、それぞれ２値状態変調手段及びパルス電
力増幅手段に接続されているような構成を持つ。
【００２２】
【作用】本発明は上記した構成により、以下の様な作用
をする。即ち、２値状態変調手段はアナログ入力信号を
ディジタル信号に変換する。パルス電力増幅手段は、２
値状態変調手段の出力信号を電力増幅する。また、電力
増幅されたパルス信号は帰還手段を介して２値状態変調
手段に帰還される。そして、ローパスフィルタは電力増
幅されたパルス信号を帯域制限し、入力信号を電力増幅
した出力信号を生成し負荷を駆動している。
をする。即ち、２値状態変調手段はアナログ入力信号を
ディジタル信号に変換する。パルス電力増幅手段は、２
値状態変調手段の出力信号を電力増幅する。また、電力
増幅されたパルス信号は帰還手段を介して２値状態変調
手段に帰還される。そして、ローパスフィルタは電力増
幅されたパルス信号を帯域制限し、入力信号を電力増幅
した出力信号を生成し負荷を駆動している。
【００２３】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
【００２４】図１は本発明の一実施例におけるＤ級電力
増幅器のブロック図を示す。図１において、１０１はア
ナログ信号をディジタル信号に変換する２値状態変調手
段、１０２は２値状態変調手段１０１の出力を電力増幅
するパルス電力増幅手段、１０３はパルス電力増幅手段
１０２の出力を帯域制限するローパスフィルタ、１０４
はパルス電力増幅手段１０２の出力を２値状態変調手段
１０１に帰還する帰還手段である。そして、１０５はア
ナログ信号を入力する入力端子、１０６は抵抗器、１０
７はコンデンサ、１０８は演算増幅器、１０９はコンパ
レータ、１１０は三角波発生器であり２値状態変調手段
１０１を構成し、１１１はドライバ、１１２，１１３は
トランジスタでありパルス電力増幅手段１０２を構成
し、１１４はコイル、１１５はコンデンサでありローパ
スフィルタ１０３を構成し、１１７，１１８は抵抗器で
あり帰還器１０４を構成している。１１６は出力端子で
ある。
増幅器のブロック図を示す。図１において、１０１はア
ナログ信号をディジタル信号に変換する２値状態変調手
段、１０２は２値状態変調手段１０１の出力を電力増幅
するパルス電力増幅手段、１０３はパルス電力増幅手段
１０２の出力を帯域制限するローパスフィルタ、１０４
はパルス電力増幅手段１０２の出力を２値状態変調手段
１０１に帰還する帰還手段である。そして、１０５はア
ナログ信号を入力する入力端子、１０６は抵抗器、１０
７はコンデンサ、１０８は演算増幅器、１０９はコンパ
レータ、１１０は三角波発生器であり２値状態変調手段
１０１を構成し、１１１はドライバ、１１２，１１３は
トランジスタでありパルス電力増幅手段１０２を構成
し、１１４はコイル、１１５はコンデンサでありローパ
スフィルタ１０３を構成し、１１７，１１８は抵抗器で
あり帰還器１０４を構成している。１１６は出力端子で
ある。
【００２５】この様に構成された本実施例のＤ級電力増
幅器について、以下その動作について説明する。
幅器について、以下その動作について説明する。
【００２６】本実施例では、２値状態変調手段１０１を
パルス幅変調器とし、帰還手段１０４は２個の抵抗器１
１７，１１８の直列接続で構成された場合を例にとって
以下説明を行う。
パルス幅変調器とし、帰還手段１０４は２個の抵抗器１
１７，１１８の直列接続で構成された場合を例にとって
以下説明を行う。
【００２７】ここで、２値状態変調手段１０１は入力端
子１０５、抵抗器１０６、コンデンサ１０７、演算増幅
器１０８、コンパレータ１０９、三角波発生器１１０か
ら構成される。すなわち、電力増幅したいアナログ信号
は、入力端子１０５から入力される。そして、抵抗器１
０６、コンデンサ１０７及び演算増幅器１０８で構成さ
れる積分器に入力され、積分される。そして、コンパレ
ータ１０９の非反転入力端子に入力される。また、三角
波発生器１１０はパルス幅変調するためのキャリア信号
である三角波を発生する。この三角波はコンパレータ１
０９の反転入力端子に入力される。コンパレータ１０９
は上記のように入力された両信号を比較し、入力端子１
０５から入力されたアナログ信号は三角波発生器１１０
が発生するキャリア信号で変調されたパルス幅変調信号
に変換される。パルス幅変調された２値状態信号は、ド
ライバ１１１及びトランジスタ１１２，１１３から構成
されるパルス電力増幅器に入力される。すなわち、ドラ
イバ１１１はトランジスタ１１２，１１３を駆動できる
様に入力されたパルス信号を増幅する。トランジスタ１
１２，１１３はドライバ１１１の出力信号に従って２値
状態変調手段１０１の出力信号を電力増幅する。パルス
電力増幅手段１０２で電力増幅されたパルス信号はコイ
ル１１４及びコンデンサ１１５で構成されるローパスフ
ィルタ１０３で帯域制限されることで、電力増幅された
アナログ信号に復調される。そして、出力端子１１６か
ら出力される。
子１０５、抵抗器１０６、コンデンサ１０７、演算増幅
器１０８、コンパレータ１０９、三角波発生器１１０か
ら構成される。すなわち、電力増幅したいアナログ信号
は、入力端子１０５から入力される。そして、抵抗器１
０６、コンデンサ１０７及び演算増幅器１０８で構成さ
れる積分器に入力され、積分される。そして、コンパレ
ータ１０９の非反転入力端子に入力される。また、三角
波発生器１１０はパルス幅変調するためのキャリア信号
である三角波を発生する。この三角波はコンパレータ１
０９の反転入力端子に入力される。コンパレータ１０９
は上記のように入力された両信号を比較し、入力端子１
０５から入力されたアナログ信号は三角波発生器１１０
が発生するキャリア信号で変調されたパルス幅変調信号
に変換される。パルス幅変調された２値状態信号は、ド
ライバ１１１及びトランジスタ１１２，１１３から構成
されるパルス電力増幅器に入力される。すなわち、ドラ
イバ１１１はトランジスタ１１２，１１３を駆動できる
様に入力されたパルス信号を増幅する。トランジスタ１
１２，１１３はドライバ１１１の出力信号に従って２値
状態変調手段１０１の出力信号を電力増幅する。パルス
電力増幅手段１０２で電力増幅されたパルス信号はコイ
ル１１４及びコンデンサ１１５で構成されるローパスフ
ィルタ１０３で帯域制限されることで、電力増幅された
アナログ信号に復調される。そして、出力端子１１６か
ら出力される。
【００２８】また、パルス電力増幅手段１０２の出力
は、抵抗器１１７，１１８で構成される帰還手段１０４
を介して、２値状態変調手段１０１に負帰還されること
で、２値状態変調手段１０１及びパルス電力増幅手段１
０２で発生する波形歪を抑制している。
は、抵抗器１１７，１１８で構成される帰還手段１０４
を介して、２値状態変調手段１０１に負帰還されること
で、２値状態変調手段１０１及びパルス電力増幅手段１
０２で発生する波形歪を抑制している。
【００２９】ところで、帰還信号であるパルス電力増幅
手段１０２の出力信号はパルス波形であるため高調波成
分を高次まで持ち、その大きさは基本波と同等である。
また、パルス波形の振幅はトランジスタ１１２，１１３
に印加される電源電圧値と同一であり、通常数十ボルト
以上ある。一方、入力端子１０５に入力されるアナログ
信号は通常オーディオ帯域の信号であり、パルス電力増
幅手段１０２の出力信号と比較すると小信号であり通常
数ボルト以下である。さらに、２値状態変調手段１０１
内で帰還信号が帰還されるポイントは、演算増幅器１０
８の反転入力端子であり、演算増幅器１０８は反転増幅
器（積分器）として構成されている。そのため、帰還さ
れるポイントは仮想接地となり、非常に微小な電圧とな
る。また、帰還されるポイントは演算増幅器１０８の反
転入力端子であるため非常に入力インピーダンスが大き
い。そのため、帰還ポイントと帰還手段１０４間の配線
が長くなるとノイズを誘導し、ノイズも帰還することに
なる。これを阻止するため、帰還ポイントと帰還手段１
０４間の配線長を短くする。しかし、帰還手段１０４を
演算増幅器１０８に近接して配置すると、帰還される電
力増幅されたパルス信号は演算増幅器１０８に近接した
場所を通る。更に、上記したように入力端子１０５から
入力されるアナログ信号と帰還されるパルス信号との振
幅に大きな差がある。加えて、パルス信号は高調波を高
次まで持つため、２値状態変調手段１０１を構成する部
品と部品間或いは部品と基板間に存在する浮遊容量によ
り高周波ノイズを誘導する。演算増幅器１０８を非反転
増幅器（積分器）として使用しても、演算増幅器１０８
の入力インピーダンスは非常に大きくかつ帰還ポイント
の電圧は小さい、また、演算増幅器１０８の近傍を電力
増幅されたパルス信号が配線されているため上記のよう
な現象は生じる。
手段１０２の出力信号はパルス波形であるため高調波成
分を高次まで持ち、その大きさは基本波と同等である。
また、パルス波形の振幅はトランジスタ１１２，１１３
に印加される電源電圧値と同一であり、通常数十ボルト
以上ある。一方、入力端子１０５に入力されるアナログ
信号は通常オーディオ帯域の信号であり、パルス電力増
幅手段１０２の出力信号と比較すると小信号であり通常
数ボルト以下である。さらに、２値状態変調手段１０１
内で帰還信号が帰還されるポイントは、演算増幅器１０
８の反転入力端子であり、演算増幅器１０８は反転増幅
器（積分器）として構成されている。そのため、帰還さ
れるポイントは仮想接地となり、非常に微小な電圧とな
る。また、帰還されるポイントは演算増幅器１０８の反
転入力端子であるため非常に入力インピーダンスが大き
い。そのため、帰還ポイントと帰還手段１０４間の配線
が長くなるとノイズを誘導し、ノイズも帰還することに
なる。これを阻止するため、帰還ポイントと帰還手段１
０４間の配線長を短くする。しかし、帰還手段１０４を
演算増幅器１０８に近接して配置すると、帰還される電
力増幅されたパルス信号は演算増幅器１０８に近接した
場所を通る。更に、上記したように入力端子１０５から
入力されるアナログ信号と帰還されるパルス信号との振
幅に大きな差がある。加えて、パルス信号は高調波を高
次まで持つため、２値状態変調手段１０１を構成する部
品と部品間或いは部品と基板間に存在する浮遊容量によ
り高周波ノイズを誘導する。演算増幅器１０８を非反転
増幅器（積分器）として使用しても、演算増幅器１０８
の入力インピーダンスは非常に大きくかつ帰還ポイント
の電圧は小さい、また、演算増幅器１０８の近傍を電力
増幅されたパルス信号が配線されているため上記のよう
な現象は生じる。
【００３０】そこで、本実施例は帰還手段１０４を抵抗
器１１７，１１８の直列接続で構成し、抵抗器１１７を
パルス電力増幅手段１０２の近傍に、抵抗器１１８を演
算増幅器１０８の近傍に配置して、さらに、抵抗器１１
７をパルス電力増幅手段１０２の出力に、抵抗器１１８
を演算増幅器１０８の反転入力端子に接続する構成にし
ている。上記のように構成することで、まず、演算増幅
器１０８の反転入力と抵抗器１１８間の配線が長くなる
ことがない。そのため、帰還されるポイントへの外部か
らのノイズの誘導はなくなる。更に、抵抗器１１７をパ
ルス電力増幅手段１０２の出力に出力近傍で接続するこ
とにより演算増幅器１０８の近傍を通るパルス信号の信
号振幅が小さくなる。そのため、パルス信号の持つ高周
波ノイズが振幅が小さくなった分小さくなり、２値状態
変調手段１０１に与える影響も小さくなる。すなわち、
パルス電力増幅手段１０２の出力電圧をｖO、抵抗器１
１７の抵抗値をＲ1、抵抗器１１８の抵抗値をＲ2とする
と、抵抗器１１７，１１８を流れる電流ｉは（数８）と
なり、従って、抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点の
電圧ｖfは（数９）となる。
器１１７，１１８の直列接続で構成し、抵抗器１１７を
パルス電力増幅手段１０２の近傍に、抵抗器１１８を演
算増幅器１０８の近傍に配置して、さらに、抵抗器１１
７をパルス電力増幅手段１０２の出力に、抵抗器１１８
を演算増幅器１０８の反転入力端子に接続する構成にし
ている。上記のように構成することで、まず、演算増幅
器１０８の反転入力と抵抗器１１８間の配線が長くなる
ことがない。そのため、帰還されるポイントへの外部か
らのノイズの誘導はなくなる。更に、抵抗器１１７をパ
ルス電力増幅手段１０２の出力に出力近傍で接続するこ
とにより演算増幅器１０８の近傍を通るパルス信号の信
号振幅が小さくなる。そのため、パルス信号の持つ高周
波ノイズが振幅が小さくなった分小さくなり、２値状態
変調手段１０１に与える影響も小さくなる。すなわち、
パルス電力増幅手段１０２の出力電圧をｖO、抵抗器１
１７の抵抗値をＲ1、抵抗器１１８の抵抗値をＲ2とする
と、抵抗器１１７，１１８を流れる電流ｉは（数８）と
なり、従って、抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点の
電圧ｖfは（数９）となる。
【００３１】
【数８】
【００３２】
【数９】
【００３３】（数９）から分かるように、演算増幅器１
０８近傍を通るパルス信号の振幅は帰還手段１０４を抵
抗器１１７と抵抗器１１８で直列合成したことにより、
直列合成しない前と比較して小さくなり、パルス信号の
持つ高周波ノイズも小さくなる。そのため、高周波ノイ
ズによる影響も小さくなる。また、抵抗器１１７と抵抗
器１１８の接合点における振幅値は、抵抗器１１７と抵
抗器１１８の抵抗値を組み合わせることで任意に設定で
きる。
０８近傍を通るパルス信号の振幅は帰還手段１０４を抵
抗器１１７と抵抗器１１８で直列合成したことにより、
直列合成しない前と比較して小さくなり、パルス信号の
持つ高周波ノイズも小さくなる。そのため、高周波ノイ
ズによる影響も小さくなる。また、抵抗器１１７と抵抗
器１１８の接合点における振幅値は、抵抗器１１７と抵
抗器１１８の抵抗値を組み合わせることで任意に設定で
きる。
【００３４】以上の様に、本実施例では、パルス電力増
幅手段の出力信号を２値状態変調手段ヘ帰還する帰還手
段を２個の抵抗器の直列接続で構成し、一方を２値状態
変調手段の近傍に配置接続し、他方をパルス電力増幅手
段の近傍に配置接続することで、誘導ノイズに強く、パ
ルス信号の高周波ノイズの影響を受けにくい帰還回路を
持つ電力効率の高いＤ級電力増幅器を構成している。
幅手段の出力信号を２値状態変調手段ヘ帰還する帰還手
段を２個の抵抗器の直列接続で構成し、一方を２値状態
変調手段の近傍に配置接続し、他方をパルス電力増幅手
段の近傍に配置接続することで、誘導ノイズに強く、パ
ルス信号の高周波ノイズの影響を受けにくい帰還回路を
持つ電力効率の高いＤ級電力増幅器を構成している。
【００３５】なお、本実施例では２値信号変調手段１０
１にパルス幅変調方式を例にとって説明したが、これは
他の方式例えばパルス密度変調方式でも全く同一の効果
が得られることは言うまでもない。
１にパルス幅変調方式を例にとって説明したが、これは
他の方式例えばパルス密度変調方式でも全く同一の効果
が得られることは言うまでもない。
【００３６】また、帰還方法を反転増幅器を例にとって
説明したが、これは非反転増幅器を用いた帰還方法にし
ても全く同一の効果が得られることは言うまでもない。
説明したが、これは非反転増幅器を用いた帰還方法にし
ても全く同一の効果が得られることは言うまでもない。
【００３７】更に、帰還手段１０４を２個の抵抗器１１
７，１１８の直列接続を例にとって説明したが、２値状
態変調手段１０１とパルス電力増幅手段１０２間の距離
や、２値状態変調手段１０１で扱う信号レベル及びパル
ス電力増幅手段１０２の出力信号レベルに応じて複数個
の抵抗器を直列接続した構成にしても全く同一の効果が
得られることは言うまでもない。
７，１１８の直列接続を例にとって説明したが、２値状
態変調手段１０１とパルス電力増幅手段１０２間の距離
や、２値状態変調手段１０１で扱う信号レベル及びパル
ス電力増幅手段１０２の出力信号レベルに応じて複数個
の抵抗器を直列接続した構成にしても全く同一の効果が
得られることは言うまでもない。
【００３８】
【発明の効果】以上の様に本発明は、パルス電力増幅手
段の出力信号を２値状態変調手段ヘ帰還する帰還手段を
２個以上の抵抗器の直列接続で構成し、少なくとも１個
ずつ２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に
配置接続することで、誘導ノイズに強く、パルス信号の
高周波ノイズの影響を受けにくい帰還回路を構成するこ
とを可能とする効果が得られる。
段の出力信号を２値状態変調手段ヘ帰還する帰還手段を
２個以上の抵抗器の直列接続で構成し、少なくとも１個
ずつ２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に
配置接続することで、誘導ノイズに強く、パルス信号の
高周波ノイズの影響を受けにくい帰還回路を構成するこ
とを可能とする効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例におけるＤ級電力増幅器の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図２】従来のパルス幅変調増幅回路の構成を示すブロ
ック図
ック図
１０１ ２値状態変調手段 １０２ パルス電力増幅手段 １０３ ローパスフィルタ １０４ 帰還器手段 １０５ 入力端子 １０６，１１７，１１８ 抵抗器 １０７，１１５ コンデンサ １０８ 演算増幅器 １０９ コンパレータ １１０ 三角波発生器 １１１ ドライバ １１２，１１３ トランジスタ １１４ コイル １１６ 出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】 アナログ入力信号を２値状態のディジタ
ル信号に変換する２値状態変調手段と、 前記２値状態変調手段の出力を電力増幅するパルス電力
増幅手段と、 前記パルス電力増幅手段の出力を前記２値状態変調手段
に帰還する帰還手段と、 前記パルス電力増幅手段の出力を帯域制限するローパス
フィルタとを具備したことを特徴とするＤ級電力増幅
器。 - 【請求項２】 帰還手段は２個以上の直列接続された抵
抗器を有し、前記抵抗器は２値状態変調手段及びパルス
電力増幅手段の近傍に少なくとも１個ずつ配置しそれぞ
れ前記２値状態変調手段及び前記パルス電力増幅手段に
接続されていることを特徴とする請求項１記載のＤ級電
力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06020150A JP3132280B2 (ja) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | Ｄ級電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06020150A JP3132280B2 (ja) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | Ｄ級電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07231226A true JPH07231226A (ja) | 1995-08-29 |
| JP3132280B2 JP3132280B2 (ja) | 2001-02-05 |
Family
ID=12019133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06020150A Expired - Fee Related JP3132280B2 (ja) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | Ｄ級電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3132280B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0833443A1 (en) * | 1996-09-27 | 1998-04-01 | Harris Corporation | Switching amplifier closed loop dual comparator modulation technique |
| JP2000151299A (ja) * | 1998-11-13 | 2000-05-30 | Stmicroelectronics Srl | 三角波発生器を必要としないアナログ又はデジタル入力用に形態特定可能な入力回路網を具備するｐｗｍブリッジ増幅器 |
| KR20010095927A (ko) * | 2000-04-12 | 2001-11-07 | 오종훈 | 펄스변조 신호의 효과적인 스위칭 파워 증폭을 위한 에러보정 방법 |
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| KR100520330B1 (ko) * | 2001-06-07 | 2005-10-13 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 스위칭 증폭기 및 신호 증폭 방법 |
| US6992527B2 (en) | 2002-08-28 | 2006-01-31 | Flying Mole Corporation | Digital power amplifier |
| JP2010081202A (ja) * | 2008-09-25 | 2010-04-08 | Rohm Co Ltd | 利得調整回路およびｄ級電力増幅器 |
| JP2011087380A (ja) * | 2009-10-14 | 2011-04-28 | Ricoh Co Ltd | スイッチング電源装置、ａｃ電源装置及び画像形成装置 |
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| CN103354446A (zh) * | 2013-02-06 | 2013-10-16 | 苏州硅智源微电子有限公司 | 具有增加直流增益和减少直流偏移的时钟有扫描能力的低通滤波器 |
| WO2017061479A1 (ja) * | 2015-10-05 | 2017-04-13 | ヤマハ株式会社 | Ｄ級増幅器 |
-
1994
- 1994-02-17 JP JP06020150A patent/JP3132280B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (13)
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| US10505504B2 (en) | 2015-10-05 | 2019-12-10 | Yamaha Corporation | Class D amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3132280B2 (ja) | 2001-02-05 |
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