JP2003318666A - デジタルオーディオアンプ - Google Patents
デジタルオーディオアンプInfo
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低コストでオーディオ帯域で歪率の小さい高
精度のパルス幅変調回路を備えるデジタルオーディオア
ンプを提供する。 【構成】 オーディオ入力信号ｖ１と矩形パルス波ｖ３
とが加算されて入力される積分回路１と、前記積分回路
１の出力ｖ４（オーディオ入力信号Ｖ１に比例して電圧
が変化する三角波）を所定の基準電圧Ｖrefと比較する
コンパレータ回路２と、前記コンパレータ回路２の出力
であるパルス幅変調信号ＰＷＭ１を前記積分回路１に所
定比率で負帰還させる負帰還ループ３と、を有する構成
のパルス幅変調回路５と、前記コンパレータ回路２の出
力であるパルス幅変調信号ＰＷＭ１を増幅するパワース
イッチング増幅回路と、増幅されたパルス幅変調信号を
復調するローパスフィルタ回路と、を備える構成のデジ
タルオーディオアンプ。
精度のパルス幅変調回路を備えるデジタルオーディオア
ンプを提供する。 【構成】 オーディオ入力信号ｖ１と矩形パルス波ｖ３
とが加算されて入力される積分回路１と、前記積分回路
１の出力ｖ４（オーディオ入力信号Ｖ１に比例して電圧
が変化する三角波）を所定の基準電圧Ｖrefと比較する
コンパレータ回路２と、前記コンパレータ回路２の出力
であるパルス幅変調信号ＰＷＭ１を前記積分回路１に所
定比率で負帰還させる負帰還ループ３と、を有する構成
のパルス幅変調回路５と、前記コンパレータ回路２の出
力であるパルス幅変調信号ＰＷＭ１を増幅するパワース
イッチング増幅回路と、増幅されたパルス幅変調信号を
復調するローパスフィルタ回路と、を備える構成のデジ
タルオーディオアンプ。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ機器等
に用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路を備えるデジ
タルオーディオアンプに関する。 【０００２】 【従来の技術】一般に、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse
Ｗidth Ｍodulatioｎ）回路としては、図６に示すオペ
アンプの電圧コンパレータ１１によるものが最も簡単な
基本回路として公知である。 【０００３】図６のオペアンプの電圧コンパレータ１１
は、反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）にそれ
ぞれ加えた２つの入力電圧を比較（Conpare）し、両者
が僅かな差の電圧であった場合でも常に出力電圧はオン
かオフ状態となるもので、換言すれば開ループ利得で動
作する差動増幅回路である。 【０００４】図６において、電圧コンパレータ１１の反
転入力端子（−）に変調処理すべきゆっくりと変化する
オーディオ入力信号ｖ１（仮に正弦波とする）が入力さ
れ、非反転入力端子（＋）に搬送波として前記オーディ
オ入力信号ｖ１に対して十分に高い所定周波数の三角波
（又は鋸歯状波などの傾斜波）ｖ２が入力されると、電
圧コンパレータ１１が両者を比較することにより、その
出力には図７の入力波形及びＰＷＭ波形を示すシミュレ
ーション図に示されるように、前記オーディオ入力信号
ｖ１のレベルに対応した幅を有する太線で表示されたパ
ルス列（デジタルビットストリーム）のパルス幅変調信
号（ＰＷＭ波）１２が得られる。 【０００５】また、従来のＰＷＭ回路を備えるオーディ
オ機器のデジタルオーディオアンプでは、上記のような
電圧コンパレータ１１でオーディオ入力信号ｖ１と三角
波ｖ２等の傾斜波とを比較することによりＰＷＭ波を出
力として得て、これを交互にオン／オフするスイッチン
グ素子で構成されるパワースイッチング回路で増幅し、
ローパスフィルタ回路を通してオーディオ信号に復調し
てスピーカーを鳴らす構成となっている。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】オーディオ機器とし
て、前記オーディオ入力信号ｖ１の変調復調に使用でき
るに十分な高いＰＷＭ変換精度を得るには、極めて直線
性の良い三角波（傾斜波）ｖ２を必要とする。さもない
と理想直線から外れて変換された部分は、復調したとき
に歪みやノイズとなって現れるのである。しかしなが
ら、直線性の良い三角波（傾斜波）ｖ２を実現するのは
困難且つ複雑な回路構成となってコスト高となる。 【０００７】また、前記従来のデジタルオーディオアン
プについては、チャンネル間の干渉を防止するためにチ
ャンネル毎に別個に三角波（傾斜波）ｖ２を用意する必
要がある。したがって、例えば５．１チャンネルでは６
個の三角波ｖ２を作らなければならず、やはりコスト面
で問題である。 【０００８】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、簡単で低コストな回路構成でありながら高精度な
ＰＷＭ波が得られるパルス幅変調回路及びこの回路方式
を用いたデジタルオーディオアンプを提供するものであ
る。 【０００９】 【課題を解決するための手段】本発明は、オーディオ入
力信号ｖ１と矩形パルス波ｖ３とが加算されて入力され
る積分回路１と、前記積分回路１の出力ｖ４を所定の基
準電圧Ｖrefと比較するコンパレータ回路２と、前記コ
ンパレータ回路２の出力であるパルス幅変調信号ＰＷＭ
２を増幅するパワースイッチング増幅回路８と、前記コ
ンパレータ回路２の出力であるパルス幅変調信号ＰＷＭ
２又は前記パワースイッチング増幅回路８の出力である
増幅されたパルス幅変調信号ＰＷＭ３を前記積分回路１
に所定比率で負帰還させる負帰還ループ３又は４と、前
記増幅されたパルス幅変調信号ＰＷＭ３を復調するロー
パスフィルタ回路９と、を備えることを特徴とするデジ
タルオーディオアンプ１０又は２０を提供することによ
り、上記課題を達成する。 【００１０】 【発明の実施の形態】本発明に係るパルス幅変調回路を
備えるデジタルオーディオアンプの実施の形態について
図面に基づいて説明する。 【００１１】図１は本発明に係るパルス幅変調回路５の
回路図例である。図２はオーディオ入力信号（正弦波）
ｖ１と積分回路の出力波形ｖ４と出力として表れるＰＷ
Ｍ１のシミュレーション波形を示す図である。図３は出
力対歪み率特性の従来例との比較シミュレーション図で
ある。図４は本発明に係る第１のデジタルオーディオア
ンプ１０のブロック回路図例であり、図５は本発明に係
る第２のデジタルオーディオアンプ２０のブロック回路
図例である。 【００１２】図１において、本発明に係るパルス幅変調
回路５は、変調信号波としてのオーディオ入力信号（仮
に正弦波とする）ｖ１が抵抗Ｒ１（１０ＫΩ）を介し、
前記オーディオ入力信号ｖ１よりも十分に高い周波数
（例えば４００ＫＨｚ）の矩形パルス波（クロック信
号）ｖ３が抵抗Ｒ３（１０ＫΩ）を介して、両者が加算
されて、オペアンプＡ１（積分器）と前記抵抗Ｒ１、Ｒ
３とコンデンサＣ１（２７０ｐＦ）で構成される積分回
路１のオペアンプＡ１の反転入力端子（−）に入力され
ており、非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖref
（２．５Ｖ）が入力されている。 【００１３】そして、前記積分回路１の出力ｖ４はコン
パレータ回路２のオペアンプＡ２（電圧コンパレータ）
の非反転入力端子（＋）に入力され、前記基準電圧Ｖre
fが反転入力端子（−）に入力されて両者が比較されて
基準電圧Ｖrefより大きければ、“Ｈ”、小さければ
“Ｌ”を出力するパルス幅変調信号ＰＷＭ１となって出
力される。 【００１４】さらに、出力側である前記パルス幅変調信
号ＰＷＭ１が前記積分回路１に所定比率で負帰還される
ように抵抗Ｒ２（２０ＫΩ）を介して前記積分回路１の
オペアンプＡ１の反転入力端子（−）に接続された負帰
還ループ３を備える回路構成である。 【００１５】上記パルス幅変調回路５では、従来のよう
に三角波ｖ２を予め作る必要がなく、外部クロック信号
等の簡単な矩形波ｖ３を１つ搬送波の入力信号として用
意すれば済む。そして、積分回路１によって矩形波ｖ３
からの三角波の生成とオーディオ入力信号ｖ１による振
幅変調が同時に行われているのであり、その出力波形は
図２の太線波形のようなオーディオ入力信号Ｖ１に比例
して電圧が変化する三角波Ｖ４となる。これをコンパレ
ータ回路２で水平な太い破線で示した基準電圧Ｖrefと
比較して出力されることにより、パルス幅変調されたＰ
ＷＭ１波が出力される。さらに、このＰＷＭ１波は負帰
還ループ３によって積分回路１のオペアンプＡ１の反転
入力端子（−）と非反転入力端子（＋）の電位差がゼロ
になるように働き、誤差が吸収されて高いＰＷＭ変換精
度のパルス幅変調信号波ＰＷＭ１が得られる。 【００１６】全体的なＰＷＭ変換精度は、コンデンサＣ
１、抵抗Ｒ１、Ｒ２の調整で負帰還量を十分なものとす
ることにより、オーディオ帯域ノイズを発生しない必要
十分なものが得られる（なお、高周波領域では殆ど負帰
還は懸からないが、対象がオーディオ帯域だけなので問
題ない。）。 【００１７】上記出力のＰＷＭ１波形はローパスフィル
タを通すことによって復調して元のオーディオ入力信号
波形（正弦波形）が得られるが、両者の振幅比率はＲ２
／Ｒ１で与えられる。図３の復調した結果の出力対歪み
率特性（周波数１ＫＨｚ）の従来ＰＷＭ回路との比較シ
ミュレーション図から、本発明のＰＷＭ回路（実線）が
従来回路（破線）よりも改善されていることが判る。 【００１８】次に、図４の回路図に示されるデジタルオ
ーディオアンプ１０は、上記パルス幅変調回路５の回路
をそのまま適用したものであり、変調信号波のオーディ
オ入力信号ｖ１と矩形パルス波ｖ３が加算されて入力さ
れる積分回路１と、前記積分回路１の出力ｖ４を所定の
基準電圧Ｖrefと比較するコンパレータ回路２と、前記
コンパレータ回路２の出力のパルス幅変調信号ＰＷＭ２
を増幅するパワースイッチング増幅回路８と、前記コン
パレータ回路２の出力のパルス幅変調信号ＰＷＭ２を前
記積分回路１の入力側に抵抗Ｒ２を介して所定比率で負
帰還させる負帰還ループ３と、前記増幅されたパルス幅
変調信号ＰＷＭ３を復調するインダクタＬ１とコンデン
サＣ２からなるローパスフィルタ回路９と、を備える回
路構成である。 【００１９】また、図５の回路図に示されるデジタルオ
ーディオアンプ２０も、前記パルス幅変調回路５の回路
をほぼそのまま適用したものであるが、負帰還ループと
してパルス幅変調回路５′のコンパレータ回路の出力の
パルス幅変調信号ＰＷＭ２を負帰還させるのではなく、
前記パワースイッチング増幅回路８の出力の増幅された
パルス幅変調信号ＰＷＭ３を積分回路の入力側に所定比
率で負帰還させる抵抗Ｒ４を介した負帰還ループ４で構
成している点が異なる。即ち、図１の本発明の前記パル
ス幅変調回路５の抵抗Ｒ２を削除し、その代わりにスイ
ッチングパワー段の出力から抵抗Ｒ４で負帰還をかけた
ものである。この場合のアンプゲインはＲ４／Ｒ１とな
る。 【００２０】上記デジタルオーディオアンプ１０、２０
では、前述したようにパルス幅変調回路として従来のよ
うな高精度の三角波ｖ２は不要であって、精度がさほど
要求されない単純な矩形波パルスｖ３を外部クロック信
号で与えればよく、また全てのチャンネルで共通に１つ
の矩形波パルスｖ３を利用できるので、各チャンネルの
同期動作が可能であり、部品点数も減ってコスト面で極
めて優位性がある。 【００２１】 【発明の効果】本発明に係るパルス幅変調回路を備える
デジタルオーディオアンプは、上記のように構成されて
いるため、 （１）極めて簡単な構成であるにもかかわらず、負帰還
の効果で回路素子のバラツキが性能に与える影響が殆ど
なく、高精度なパルス幅変調（ＰＷＭ）回路が実現でき
る。 （２）部品点数が少なく、低コストで実現できる。 （３）オーディオ帯域で歪率の小さい安定した性能のデ
ジタルオーディオアンプが実現できる。
に用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路を備えるデジ
タルオーディオアンプに関する。 【０００２】 【従来の技術】一般に、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse
Ｗidth Ｍodulatioｎ）回路としては、図６に示すオペ
アンプの電圧コンパレータ１１によるものが最も簡単な
基本回路として公知である。 【０００３】図６のオペアンプの電圧コンパレータ１１
は、反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）にそれ
ぞれ加えた２つの入力電圧を比較（Conpare）し、両者
が僅かな差の電圧であった場合でも常に出力電圧はオン
かオフ状態となるもので、換言すれば開ループ利得で動
作する差動増幅回路である。 【０００４】図６において、電圧コンパレータ１１の反
転入力端子（−）に変調処理すべきゆっくりと変化する
オーディオ入力信号ｖ１（仮に正弦波とする）が入力さ
れ、非反転入力端子（＋）に搬送波として前記オーディ
オ入力信号ｖ１に対して十分に高い所定周波数の三角波
（又は鋸歯状波などの傾斜波）ｖ２が入力されると、電
圧コンパレータ１１が両者を比較することにより、その
出力には図７の入力波形及びＰＷＭ波形を示すシミュレ
ーション図に示されるように、前記オーディオ入力信号
ｖ１のレベルに対応した幅を有する太線で表示されたパ
ルス列（デジタルビットストリーム）のパルス幅変調信
号（ＰＷＭ波）１２が得られる。 【０００５】また、従来のＰＷＭ回路を備えるオーディ
オ機器のデジタルオーディオアンプでは、上記のような
電圧コンパレータ１１でオーディオ入力信号ｖ１と三角
波ｖ２等の傾斜波とを比較することによりＰＷＭ波を出
力として得て、これを交互にオン／オフするスイッチン
グ素子で構成されるパワースイッチング回路で増幅し、
ローパスフィルタ回路を通してオーディオ信号に復調し
てスピーカーを鳴らす構成となっている。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】オーディオ機器とし
て、前記オーディオ入力信号ｖ１の変調復調に使用でき
るに十分な高いＰＷＭ変換精度を得るには、極めて直線
性の良い三角波（傾斜波）ｖ２を必要とする。さもない
と理想直線から外れて変換された部分は、復調したとき
に歪みやノイズとなって現れるのである。しかしなが
ら、直線性の良い三角波（傾斜波）ｖ２を実現するのは
困難且つ複雑な回路構成となってコスト高となる。 【０００７】また、前記従来のデジタルオーディオアン
プについては、チャンネル間の干渉を防止するためにチ
ャンネル毎に別個に三角波（傾斜波）ｖ２を用意する必
要がある。したがって、例えば５．１チャンネルでは６
個の三角波ｖ２を作らなければならず、やはりコスト面
で問題である。 【０００８】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、簡単で低コストな回路構成でありながら高精度な
ＰＷＭ波が得られるパルス幅変調回路及びこの回路方式
を用いたデジタルオーディオアンプを提供するものであ
る。 【０００９】 【課題を解決するための手段】本発明は、オーディオ入
力信号ｖ１と矩形パルス波ｖ３とが加算されて入力され
る積分回路１と、前記積分回路１の出力ｖ４を所定の基
準電圧Ｖrefと比較するコンパレータ回路２と、前記コ
ンパレータ回路２の出力であるパルス幅変調信号ＰＷＭ
２を増幅するパワースイッチング増幅回路８と、前記コ
ンパレータ回路２の出力であるパルス幅変調信号ＰＷＭ
２又は前記パワースイッチング増幅回路８の出力である
増幅されたパルス幅変調信号ＰＷＭ３を前記積分回路１
に所定比率で負帰還させる負帰還ループ３又は４と、前
記増幅されたパルス幅変調信号ＰＷＭ３を復調するロー
パスフィルタ回路９と、を備えることを特徴とするデジ
タルオーディオアンプ１０又は２０を提供することによ
り、上記課題を達成する。 【００１０】 【発明の実施の形態】本発明に係るパルス幅変調回路を
備えるデジタルオーディオアンプの実施の形態について
図面に基づいて説明する。 【００１１】図１は本発明に係るパルス幅変調回路５の
回路図例である。図２はオーディオ入力信号（正弦波）
ｖ１と積分回路の出力波形ｖ４と出力として表れるＰＷ
Ｍ１のシミュレーション波形を示す図である。図３は出
力対歪み率特性の従来例との比較シミュレーション図で
ある。図４は本発明に係る第１のデジタルオーディオア
ンプ１０のブロック回路図例であり、図５は本発明に係
る第２のデジタルオーディオアンプ２０のブロック回路
図例である。 【００１２】図１において、本発明に係るパルス幅変調
回路５は、変調信号波としてのオーディオ入力信号（仮
に正弦波とする）ｖ１が抵抗Ｒ１（１０ＫΩ）を介し、
前記オーディオ入力信号ｖ１よりも十分に高い周波数
（例えば４００ＫＨｚ）の矩形パルス波（クロック信
号）ｖ３が抵抗Ｒ３（１０ＫΩ）を介して、両者が加算
されて、オペアンプＡ１（積分器）と前記抵抗Ｒ１、Ｒ
３とコンデンサＣ１（２７０ｐＦ）で構成される積分回
路１のオペアンプＡ１の反転入力端子（−）に入力され
ており、非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖref
（２．５Ｖ）が入力されている。 【００１３】そして、前記積分回路１の出力ｖ４はコン
パレータ回路２のオペアンプＡ２（電圧コンパレータ）
の非反転入力端子（＋）に入力され、前記基準電圧Ｖre
fが反転入力端子（−）に入力されて両者が比較されて
基準電圧Ｖrefより大きければ、“Ｈ”、小さければ
“Ｌ”を出力するパルス幅変調信号ＰＷＭ１となって出
力される。 【００１４】さらに、出力側である前記パルス幅変調信
号ＰＷＭ１が前記積分回路１に所定比率で負帰還される
ように抵抗Ｒ２（２０ＫΩ）を介して前記積分回路１の
オペアンプＡ１の反転入力端子（−）に接続された負帰
還ループ３を備える回路構成である。 【００１５】上記パルス幅変調回路５では、従来のよう
に三角波ｖ２を予め作る必要がなく、外部クロック信号
等の簡単な矩形波ｖ３を１つ搬送波の入力信号として用
意すれば済む。そして、積分回路１によって矩形波ｖ３
からの三角波の生成とオーディオ入力信号ｖ１による振
幅変調が同時に行われているのであり、その出力波形は
図２の太線波形のようなオーディオ入力信号Ｖ１に比例
して電圧が変化する三角波Ｖ４となる。これをコンパレ
ータ回路２で水平な太い破線で示した基準電圧Ｖrefと
比較して出力されることにより、パルス幅変調されたＰ
ＷＭ１波が出力される。さらに、このＰＷＭ１波は負帰
還ループ３によって積分回路１のオペアンプＡ１の反転
入力端子（−）と非反転入力端子（＋）の電位差がゼロ
になるように働き、誤差が吸収されて高いＰＷＭ変換精
度のパルス幅変調信号波ＰＷＭ１が得られる。 【００１６】全体的なＰＷＭ変換精度は、コンデンサＣ
１、抵抗Ｒ１、Ｒ２の調整で負帰還量を十分なものとす
ることにより、オーディオ帯域ノイズを発生しない必要
十分なものが得られる（なお、高周波領域では殆ど負帰
還は懸からないが、対象がオーディオ帯域だけなので問
題ない。）。 【００１７】上記出力のＰＷＭ１波形はローパスフィル
タを通すことによって復調して元のオーディオ入力信号
波形（正弦波形）が得られるが、両者の振幅比率はＲ２
／Ｒ１で与えられる。図３の復調した結果の出力対歪み
率特性（周波数１ＫＨｚ）の従来ＰＷＭ回路との比較シ
ミュレーション図から、本発明のＰＷＭ回路（実線）が
従来回路（破線）よりも改善されていることが判る。 【００１８】次に、図４の回路図に示されるデジタルオ
ーディオアンプ１０は、上記パルス幅変調回路５の回路
をそのまま適用したものであり、変調信号波のオーディ
オ入力信号ｖ１と矩形パルス波ｖ３が加算されて入力さ
れる積分回路１と、前記積分回路１の出力ｖ４を所定の
基準電圧Ｖrefと比較するコンパレータ回路２と、前記
コンパレータ回路２の出力のパルス幅変調信号ＰＷＭ２
を増幅するパワースイッチング増幅回路８と、前記コン
パレータ回路２の出力のパルス幅変調信号ＰＷＭ２を前
記積分回路１の入力側に抵抗Ｒ２を介して所定比率で負
帰還させる負帰還ループ３と、前記増幅されたパルス幅
変調信号ＰＷＭ３を復調するインダクタＬ１とコンデン
サＣ２からなるローパスフィルタ回路９と、を備える回
路構成である。 【００１９】また、図５の回路図に示されるデジタルオ
ーディオアンプ２０も、前記パルス幅変調回路５の回路
をほぼそのまま適用したものであるが、負帰還ループと
してパルス幅変調回路５′のコンパレータ回路の出力の
パルス幅変調信号ＰＷＭ２を負帰還させるのではなく、
前記パワースイッチング増幅回路８の出力の増幅された
パルス幅変調信号ＰＷＭ３を積分回路の入力側に所定比
率で負帰還させる抵抗Ｒ４を介した負帰還ループ４で構
成している点が異なる。即ち、図１の本発明の前記パル
ス幅変調回路５の抵抗Ｒ２を削除し、その代わりにスイ
ッチングパワー段の出力から抵抗Ｒ４で負帰還をかけた
ものである。この場合のアンプゲインはＲ４／Ｒ１とな
る。 【００２０】上記デジタルオーディオアンプ１０、２０
では、前述したようにパルス幅変調回路として従来のよ
うな高精度の三角波ｖ２は不要であって、精度がさほど
要求されない単純な矩形波パルスｖ３を外部クロック信
号で与えればよく、また全てのチャンネルで共通に１つ
の矩形波パルスｖ３を利用できるので、各チャンネルの
同期動作が可能であり、部品点数も減ってコスト面で極
めて優位性がある。 【００２１】 【発明の効果】本発明に係るパルス幅変調回路を備える
デジタルオーディオアンプは、上記のように構成されて
いるため、 （１）極めて簡単な構成であるにもかかわらず、負帰還
の効果で回路素子のバラツキが性能に与える影響が殆ど
なく、高精度なパルス幅変調（ＰＷＭ）回路が実現でき
る。 （２）部品点数が少なく、低コストで実現できる。 （３）オーディオ帯域で歪率の小さい安定した性能のデ
ジタルオーディオアンプが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るパルス幅変調回路５の回路図例で
ある。 【図２】オーディオ入力信号（正弦波）ｖ１と積分回路
の出力波形ｖ４と出力として現れるＰＷＭ１のシミュレ
ーション波形を示す図である。 【図３】出力対歪み率特性の従来例との比較シミュレー
ション図である。 【図４】本発明に係る第１のデジタルオーディオアンプ
１０のブロック回路図例である。 【図５】本発明に係る第２のデジタルオーディオアンプ
２０のブロック回路図例である。 【図６】従来のパルス幅変調回路の基本回路である。 【図７】従来のパルス幅変調回路の入力波形及びＰＷＭ
波形を示すシミュレーション図である。 【符号の説明】 １ 積分回路 ２ コンパレータ回路 ３、４ 負帰還ループ ５、５′ パルス幅変調回路 ８ パワースイッチング増幅回路 ９ ローパスフィルタ回路 １０、２０ デジタルオーディオアンプ １１ 電圧コンパレータ １２ パルス幅変調信号（ＰＷＭ波） ｖ１ オーディオ入力信号 ｖ２ 三角波（又は鋸歯状波などの傾斜波） ｖ３ 矩形パルス波 ｖ４ 積分回路の出力 Ｖref 基準電圧 ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ＰＷＭ３ パルス幅変調信号
ある。 【図２】オーディオ入力信号（正弦波）ｖ１と積分回路
の出力波形ｖ４と出力として現れるＰＷＭ１のシミュレ
ーション波形を示す図である。 【図３】出力対歪み率特性の従来例との比較シミュレー
ション図である。 【図４】本発明に係る第１のデジタルオーディオアンプ
１０のブロック回路図例である。 【図５】本発明に係る第２のデジタルオーディオアンプ
２０のブロック回路図例である。 【図６】従来のパルス幅変調回路の基本回路である。 【図７】従来のパルス幅変調回路の入力波形及びＰＷＭ
波形を示すシミュレーション図である。 【符号の説明】 １ 積分回路 ２ コンパレータ回路 ３、４ 負帰還ループ ５、５′ パルス幅変調回路 ８ パワースイッチング増幅回路 ９ ローパスフィルタ回路 １０、２０ デジタルオーディオアンプ １１ 電圧コンパレータ １２ パルス幅変調信号（ＰＷＭ波） ｖ１ オーディオ入力信号 ｖ２ 三角波（又は鋸歯状波などの傾斜波） ｖ３ 矩形パルス波 ｖ４ 積分回路の出力 Ｖref 基準電圧 ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ＰＷＭ３ パルス幅変調信号
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フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J022 AA12 BA01 CB01 CF02 CF03
CF07
5J091 AA02 AA27 CA21 CA87 CA92
FA17 HA25 HA29 HA33 KA00
KA01 KA17 KA31 KA42 KA53
MA13 SA05 TA01 TA02 TA06
UW01
5J092 AA02 AA27 CA21 CA87 CA92
FA17 HA25 HA29 HA33 KA00
KA01 KA17 KA31 KA42 KA53
MA13 SA05 TA01 TA02 TA06
UM06 VL08 VM20
5J500 AA02 AA27 AC21 AC87 AC92
AF17 AH25 AH29 AH33 AK00
AK01 AK17 AK31 AK42 AK53
AM13 AS05 AT01 AT02 AT06
LV08 MU06 WU01
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 オーディオ入力信号と矩形パルスと波が
加算されて入力される積分回路と、前記積分回路の出力
を所定の基準電圧と比較するコンパレータ回路と、前記
コンパレータ回路の出力であるパルス幅変調信号を増幅
するパワースイッチング増幅回路と、前記コンパレータ
回路の出力であるパルス幅変調信号又は前記パワースイ
ッチング増幅回路の出力である増幅されたパルス幅変調
信号を前記積分回路に所定比率で負帰還させる負帰還ル
ープと、前記増幅されたパルス幅変調信号を復調するロ
ーパスフィルタ回路と、を備えることを特徴とするデジ
タルオーディオアンプ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002122528A JP2003318666A (ja) | 2002-04-24 | 2002-04-24 | デジタルオーディオアンプ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002122528A JP2003318666A (ja) | 2002-04-24 | 2002-04-24 | デジタルオーディオアンプ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003318666A true JP2003318666A (ja) | 2003-11-07 |
Family
ID=29538115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002122528A Pending JP2003318666A (ja) | 2002-04-24 | 2002-04-24 | デジタルオーディオアンプ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003318666A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100617960B1 (ko) | 2005-02-24 | 2006-08-30 | 삼성전자주식회사 | 자가 발진형 펄스 폭 변조회로 및 펄스 폭 변조 방법 |
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-
2002
- 2002-04-24 JP JP2002122528A patent/JP2003318666A/ja active Pending
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