JPH09215315A - スイッチング方式直流電源 - Google Patents
スイッチング方式直流電源Info
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- JPH09215315A JPH09215315A JP8017230A JP1723096A JPH09215315A JP H09215315 A JPH09215315 A JP H09215315A JP 8017230 A JP8017230 A JP 8017230A JP 1723096 A JP1723096 A JP 1723096A JP H09215315 A JPH09215315 A JP H09215315A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング部とフィルター部からなる主回
路の直流出力を電圧比較による誤差増幅部で制御する
と、負荷変動に対して過渡的な直流電圧の変動が生じ
る。これを平滑用コンデンサで補償しようとすると、装
置が大型化する。 【解決手段】 直流入力をスイッチング部１でスイッチ
ングして方形波出力を得、この方形波出力の高調波成分
をフィルター部２で除去して直流出力を得、この直流出
力電圧と基準電圧との差分を誤差増幅部３で検出してス
イッチング幅を制御するにおいて、電流検出器７、８で
負荷電流及びフィルター部の入力電流を検出し、両検出
電流の差分を差動アンプ９で検出し、この検出電流から
バンドパスフィルタ１０で過渡的な変動分のみを取り出
し、この検出値を加算器１１で誤差増幅部の出力に加算
して比較部５のスイッチング幅変調信号とし、負荷の急
変による過渡的な電圧変化を電流制御系で補償する。
路の直流出力を電圧比較による誤差増幅部で制御する
と、負荷変動に対して過渡的な直流電圧の変動が生じ
る。これを平滑用コンデンサで補償しようとすると、装
置が大型化する。 【解決手段】 直流入力をスイッチング部１でスイッチ
ングして方形波出力を得、この方形波出力の高調波成分
をフィルター部２で除去して直流出力を得、この直流出
力電圧と基準電圧との差分を誤差増幅部３で検出してス
イッチング幅を制御するにおいて、電流検出器７、８で
負荷電流及びフィルター部の入力電流を検出し、両検出
電流の差分を差動アンプ９で検出し、この検出電流から
バンドパスフィルタ１０で過渡的な変動分のみを取り出
し、この検出値を加算器１１で誤差増幅部の出力に加算
して比較部５のスイッチング幅変調信号とし、負荷の急
変による過渡的な電圧変化を電流制御系で補償する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング方式
直流電源に係り、特に出力電圧制御のための制御装置に
関する。
直流電源に係り、特に出力電圧制御のための制御装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の直流電源は、基本的には図５の
構成にされる。主回路は、直流入力をスイッチング部１
のスイッチングにより幅制御した方形波に変換し、この
出力をフィルター部２により平滑して電圧安定化した直
流出力を得る。
構成にされる。主回路は、直流入力をスイッチング部１
のスイッチングにより幅制御した方形波に変換し、この
出力をフィルター部２により平滑して電圧安定化した直
流出力を得る。
【０００３】制御回路は、基準電圧部３が発生する基準
電圧とフィルター部２の出力電圧とを誤差増幅部４で比
較し、この誤差検出出力を比較部５の比較入力とするこ
とで発振部６からの方形波基準発振信号の幅を変調し、
この変調結果をスイッチング部１のスイッチング信号と
する。
電圧とフィルター部２の出力電圧とを誤差増幅部４で比
較し、この誤差検出出力を比較部５の比較入力とするこ
とで発振部６からの方形波基準発振信号の幅を変調し、
この変調結果をスイッチング部１のスイッチング信号と
する。
【０００４】スイッチング部１は、チョッパやインバー
タ（プッシュプル回路）に構成され、比較部５によるス
イッチング波形に応じて方形波出力の平均値が制御され
る。フィルター部２は、例えばチョークコイルとコンデ
ンサにより高調波成分を除去することでスイッチング部
１からの方形波出力を平滑する。
タ（プッシュプル回路）に構成され、比較部５によるス
イッチング波形に応じて方形波出力の平均値が制御され
る。フィルター部２は、例えばチョークコイルとコンデ
ンサにより高調波成分を除去することでスイッチング部
１からの方形波出力を平滑する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング方
式の直流電源において、フィルター部２が大容量のコン
デンサとチョークコイルで構成されるため、フィルター
部２の直流出力電圧と基準電圧部３の基準電圧との誤差
検出に対する直流出力の応答性は悪くなり、負荷の急変
に対して直流出力が追従できなくなり、過渡的には直流
電圧が変動する。例えば、負荷がプリンタ等になる場合
は、負荷電流がパルス状に変化し、従来のものでは出力
電圧が過渡的に変化し、他の負荷へ悪影響を及ぼす。
式の直流電源において、フィルター部２が大容量のコン
デンサとチョークコイルで構成されるため、フィルター
部２の直流出力電圧と基準電圧部３の基準電圧との誤差
検出に対する直流出力の応答性は悪くなり、負荷の急変
に対して直流出力が追従できなくなり、過渡的には直流
電圧が変動する。例えば、負荷がプリンタ等になる場合
は、負荷電流がパルス状に変化し、従来のものでは出力
電圧が過渡的に変化し、他の負荷へ悪影響を及ぼす。
【０００６】この応答性を高めるためには、フィルター
部２の遮断周波数を高くすれば良いが、この場合にはス
イッチングノイズやリップル電圧等が増大してしまう。
部２の遮断周波数を高くすれば良いが、この場合にはス
イッチングノイズやリップル電圧等が増大してしまう。
【０００７】そこで、フィルター部２の出力段に設ける
平滑用コンデンサの容量を増大することで直流電圧の過
渡的な変動を抑えると共に、リップル等も抑制してい
る。
平滑用コンデンサの容量を増大することで直流電圧の過
渡的な変動を抑えると共に、リップル等も抑制してい
る。
【０００８】しかし、平滑用コンデンサは、電源容量の
増加につれて大容量になり、装置の大型化とコストアッ
プになる。
増加につれて大容量になり、装置の大型化とコストアッ
プになる。
【０００９】本発明の目的は、負荷変動による直流電圧
の過渡的な変動を抑制しながら装置の小型化を図るスイ
ッチング方式直流電源を提供することにある。
の過渡的な変動を抑制しながら装置の小型化を図るスイ
ッチング方式直流電源を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流入力をス
イッチング部でスイッチングして方形波出力を得、この
方形波出力の高調波成分をフィルター部で除去して直流
出力を得、この直流出力電圧と基準電圧との差分を誤差
増幅部で検出して前記スイッチング部のスイッチング幅
を制御するスイッチング方式直流電源において、前記フ
ィルター部から供給する負荷電流を検出する電流検出器
と、前記フィルター部の入力電流又は前記スイッチング
部の入力電流を検出する電流検出器と、前記両電流検出
器の検出電流の差分をバンドパスフィルタ特性を有して
検出する差動アンプ回路と、この差動アンプ回路の出力
を前記誤差増幅部の出力に加算して前記スイッチング幅
制御信号とする加算器とを備えたことを特徴とする。
イッチング部でスイッチングして方形波出力を得、この
方形波出力の高調波成分をフィルター部で除去して直流
出力を得、この直流出力電圧と基準電圧との差分を誤差
増幅部で検出して前記スイッチング部のスイッチング幅
を制御するスイッチング方式直流電源において、前記フ
ィルター部から供給する負荷電流を検出する電流検出器
と、前記フィルター部の入力電流又は前記スイッチング
部の入力電流を検出する電流検出器と、前記両電流検出
器の検出電流の差分をバンドパスフィルタ特性を有して
検出する差動アンプ回路と、この差動アンプ回路の出力
を前記誤差増幅部の出力に加算して前記スイッチング幅
制御信号とする加算器とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
電源ブロック図である。同図が図５と異なる部分は、誤
差増幅部４に誤差電流制御部を設けた点にある。
電源ブロック図である。同図が図５と異なる部分は、誤
差増幅部４に誤差電流制御部を設けた点にある。
【００１２】誤差電流制御部は、回路要素７〜１１で構
成される。電流検出器７はフィルター部２の出力電流Ｂ
を検出し、電流検出器８はフィルター部２の入力電流Ａ
を検出する。
成される。電流検出器７はフィルター部２の出力電流Ｂ
を検出し、電流検出器８はフィルター部２の入力電流Ａ
を検出する。
【００１３】差動アンプ９は、両電流検出器７、８の検
出電流の差分を求める。バンドパスフィルタ１０は、差
動アンプ９が求めた差分電流から比較的高い周波数帯域
の成分を取り出す。加算器１１は、誤差増幅器４からの
電圧誤差信号にバンドパスフィルタ１０からの差分電流
分を加算して比較部５への変調制御入力とする。
出電流の差分を求める。バンドパスフィルタ１０は、差
動アンプ９が求めた差分電流から比較的高い周波数帯域
の成分を取り出す。加算器１１は、誤差増幅器４からの
電圧誤差信号にバンドパスフィルタ１０からの差分電流
分を加算して比較部５への変調制御入力とする。
【００１４】図２は、誤差増幅器４を通した電圧検出系
と、誤差電流制御部を通した電流検出系の周波数特性を
示す。電圧検出系の周波数特性は、フィルター部２の周
波数特性で規定され、直流及び低周波領域の利得を高く
する。電流検出系の周波数特性は、バンドパスフィルタ
１０の周波数特性で規定され、電圧検出系の帯域外の利
得を高くする。具体的には、バンドパスフィルタ１０
は、スイッチング部１のスイッチング周波数よりも低く
した通過帯域とする。
と、誤差電流制御部を通した電流検出系の周波数特性を
示す。電圧検出系の周波数特性は、フィルター部２の周
波数特性で規定され、直流及び低周波領域の利得を高く
する。電流検出系の周波数特性は、バンドパスフィルタ
１０の周波数特性で規定され、電圧検出系の帯域外の利
得を高くする。具体的には、バンドパスフィルタ１０
は、スイッチング部１のスイッチング周波数よりも低く
した通過帯域とする。
【００１５】本実施形態において、電流検出器７が検出
するフィルター部２からの出力電流は、負荷電流であ
り、フィルター部２の周波数特性には依存しない。一
方、電流検出器８が検出するフィルター部２の入力電流
は、スイッチング部１のスイッチング時の方形波電流で
あり、例えば図３に示すようなパルス電流になる。
するフィルター部２からの出力電流は、負荷電流であ
り、フィルター部２の周波数特性には依存しない。一
方、電流検出器８が検出するフィルター部２の入力電流
は、スイッチング部１のスイッチング時の方形波電流で
あり、例えば図３に示すようなパルス電流になる。
【００１６】したがって、差動アンプ９の出力は、フィ
ルター部２の周波数特性に依存することなく、スイッチ
ング部１の出力電流に対する負荷電流の変化を高速に検
出できる。
ルター部２の周波数特性に依存することなく、スイッチ
ング部１の出力電流に対する負荷電流の変化を高速に検
出できる。
【００１７】なお、フィルター部２は、ＬＣ回路など受
動素子で構成され、入出力電流の関係が１対１になるも
のとする。また、電流検出系の誤差等から、必ずしもフ
ィルター部２の入出力が等しくならないが、電流検出を
高周波成分に対して行うことからオフセット誤差や温度
的な変動の影響を受ける事なく電流検出ができる。
動素子で構成され、入出力電流の関係が１対１になるも
のとする。また、電流検出系の誤差等から、必ずしもフ
ィルター部２の入出力が等しくならないが、電流検出を
高周波成分に対して行うことからオフセット誤差や温度
的な変動の影響を受ける事なく電流検出ができる。
【００１８】ここで、電流検出器８による検出出力Ａ
は、方形波であり、このまま負荷電流との差分を求める
ことができない。そこで、本実施形態では、検出電流Ａ
のスイッチング周波数成分を除去し、平均値を求めるた
めに、差動アンプ９の出力段にバンドパスフィルタ１０
を設ける。
は、方形波であり、このまま負荷電流との差分を求める
ことができない。そこで、本実施形態では、検出電流Ａ
のスイッチング周波数成分を除去し、平均値を求めるた
めに、差動アンプ９の出力段にバンドパスフィルタ１０
を設ける。
【００１９】このバンドパスフィルタ１０の遮断周波数
は、スイッチング部１のスイッチング周波数よりも低く
し、その成分を除去する。
は、スイッチング部１のスイッチング周波数よりも低く
し、その成分を除去する。
【００２０】このような電流検出系の出力を比較部５に
与えることでスイッチング部１のスイッチング幅を制御
し、負荷の過渡的な変化に対して応答性を高めた出力を
得ることができる。
与えることでスイッチング部１のスイッチング幅を制御
し、負荷の過渡的な変化に対して応答性を高めた出力を
得ることができる。
【００２１】これにより、フィルター部２の出力段の平
滑用コンデンサを大容量にすることを不要にし、装置の
小型化をコストダウンを図ることができる。
滑用コンデンサを大容量にすることを不要にし、装置の
小型化をコストダウンを図ることができる。
【００２２】ここで、電流検出系のみによる出力制御で
は、定常時に電圧を安定化する機能が阻害される可能性
がある。なぜならば、電流差分のみでは電圧の安定化の
制御が行われていないからである。
は、定常時に電圧を安定化する機能が阻害される可能性
がある。なぜならば、電流差分のみでは電圧の安定化の
制御が行われていないからである。
【００２３】そこで、バンドパスフィルタ１０の周波数
特性は、低周波数域を阻止する構成とし、負荷電流の過
渡的な変動に対してのみ応答できるようにする。そし
て、定常的な電圧制御は、電圧制御系のみで行うよう、
加算器１１により電流検出系と電圧検出系の出力を加算
している。
特性は、低周波数域を阻止する構成とし、負荷電流の過
渡的な変動に対してのみ応答できるようにする。そし
て、定常的な電圧制御は、電圧制御系のみで行うよう、
加算器１１により電流検出系と電圧検出系の出力を加算
している。
【００２４】換言すれば、本実施形態では、負荷の変動
のうち、比較的速度の遅い負荷変化に対しては、従来と
同様の基準電圧と出力電圧との差分を検出して出力電圧
の安定化を得る。そして、比較的速い負荷変化に対して
は、従来の電圧制御系では追従できないため、フィルタ
ー部２の電流差分検出で負荷電流の変動を検出し、この
変動を抑えるようフィードバック制御することで、従来
方式よりも高速な負荷変動に対しても対応可能としてい
る。
のうち、比較的速度の遅い負荷変化に対しては、従来と
同様の基準電圧と出力電圧との差分を検出して出力電圧
の安定化を得る。そして、比較的速い負荷変化に対して
は、従来の電圧制御系では追従できないため、フィルタ
ー部２の電流差分検出で負荷電流の変動を検出し、この
変動を抑えるようフィードバック制御することで、従来
方式よりも高速な負荷変動に対しても対応可能としてい
る。
【００２５】図４は、本発明の他の実施形態を示す。同
図が図１と異なる部分は、電流検出器８をスイッチング
部１の入力電流を検出する構成とした点にある。
図が図１と異なる部分は、電流検出器８をスイッチング
部１の入力電流を検出する構成とした点にある。
【００２６】本実施形態では、検出電流Ａは、スイッチ
ング部１でスイッチングされる前の直流入力電流であ
り、図１の場合に比べてスイッチング電流波形に含まれ
る高調波抑制のためのフィルター機能は不要となり、バ
ンドパスフィルタ１０に要求される性能を緩和すること
ができる。
ング部１でスイッチングされる前の直流入力電流であ
り、図１の場合に比べてスイッチング電流波形に含まれ
る高調波抑制のためのフィルター機能は不要となり、バ
ンドパスフィルタ１０に要求される性能を緩和すること
ができる。
【００２７】但し、検出電流Ａと検出電流Ｂとは必ずし
も１対１とはならないため、差動アンプ９等での差分演
算前に検出電流値を補正する必要がある。
も１対１とはならないため、差動アンプ９等での差分演
算前に検出電流値を補正する必要がある。
【００２８】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、フィル
ター部の前後の電流の差分を適当な周波数特性のフィル
ターを介して求め、この差分を電圧誤差分に加算してス
イッチング幅制御信号とするため、負荷電流の過渡的な
変動に対して応答性を高めた直流出力を得ることがで
き、平滑用コンデンサを大容量化することなく過渡的な
変動を抑制した直流出力を得ることができる。
ター部の前後の電流の差分を適当な周波数特性のフィル
ターを介して求め、この差分を電圧誤差分に加算してス
イッチング幅制御信号とするため、負荷電流の過渡的な
変動に対して応答性を高めた直流出力を得ることがで
き、平滑用コンデンサを大容量化することなく過渡的な
変動を抑制した直流出力を得ることができる。
【００２９】また、構成としては、比較的小型・安価な
制御回路の追加のみで済み、装置の小型化及びコストダ
ウンを図ることができる。
制御回路の追加のみで済み、装置の小型化及びコストダ
ウンを図ることができる。
【図１】本発明の実施形態を示すブロック図。
【図２】検出系の周波数特性。
【図３】電流出力Ａの波形。
【図４】本発明の他の実施形態を示すブロック図。
【図５】従来のスイッチング方式直流電源のブロック
図。
図。
１…スイッチング部 ２…フィルター部 ３…基準電圧部 ４…誤差増幅部 ５…比較部 ６…発振部 ７、８…電流検出器 ９…差動アンプ １０…バンドパスフィルタ １１…加算器
Claims (1)
- 【請求項１】 直流入力をスイッチング部でスイッチン
グして方形波出力を得、この方形波出力の高調波成分を
フィルター部で除去して直流出力を得、この直流出力電
圧と基準電圧との差分を誤差増幅部で検出して前記スイ
ッチング部のスイッチング幅を制御するスイッチング方
式直流電源において、 前記フィルター部から供給する負荷電流を検出する電流
検出器と、前記フィルター部の入力電流又は前記スイッ
チング部の入力電流を検出する電流検出器と、前記両電
流検出器の検出電流の差分をバンドパスフィルタ特性を
有して検出する差動アンプ回路と、この差動アンプ回路
の出力を前記誤差増幅部の出力に加算して前記スイッチ
ング幅制御信号とする加算器とを備えたことを特徴とす
るスイッチング方式直流電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8017230A JPH09215315A (ja) | 1996-02-02 | 1996-02-02 | スイッチング方式直流電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8017230A JPH09215315A (ja) | 1996-02-02 | 1996-02-02 | スイッチング方式直流電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215315A true JPH09215315A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=11938155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8017230A Pending JPH09215315A (ja) | 1996-02-02 | 1996-02-02 | スイッチング方式直流電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09215315A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002049198A3 (en) * | 2000-12-13 | 2002-11-07 | Koninkl Philips Electronics Nv | Preconditioner |
| JP2007195310A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Advantest Corp | ノイズ除去装置、電源装置、及び試験装置 |
| JP2011062060A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータの電流検出装置とｄｃ／ｄｃコンバータの過電流保護装置と電源システムとｄｃ／ｄｃコンバータの電流検出方法とｄｃ／ｄｃコンバータの過電流保護方法と電源システムの駆動方法 |
| JP2014006794A (ja) * | 2012-06-26 | 2014-01-16 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | レギュレータ |
-
1996
- 1996-02-02 JP JP8017230A patent/JPH09215315A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002049198A3 (en) * | 2000-12-13 | 2002-11-07 | Koninkl Philips Electronics Nv | Preconditioner |
| JP2007195310A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Advantest Corp | ノイズ除去装置、電源装置、及び試験装置 |
| JP4729404B2 (ja) * | 2006-01-18 | 2011-07-20 | 株式会社アドバンテスト | ノイズ除去装置、電源装置、及び試験装置 |
| JP2011062060A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータの電流検出装置とｄｃ／ｄｃコンバータの過電流保護装置と電源システムとｄｃ／ｄｃコンバータの電流検出方法とｄｃ／ｄｃコンバータの過電流保護方法と電源システムの駆動方法 |
| JP2014006794A (ja) * | 2012-06-26 | 2014-01-16 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | レギュレータ |
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