JP2014006794A - レギュレータ - Google Patents
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Abstract
【課題】オーバーシュートを抑制し、かつ出力電圧が所望の電圧に、より早く到達するLDOを提供する。
【解決手段】本願発明に係るLDOは、基準電圧の変動成分を検出する変動成分検出回路と、基準電圧が出力される基準電圧ノードから、変動成分検出回路の出力に応じた電流を引き抜く電流引抜回路とを備えることを特徴とする。
【選択図】図2
【解決手段】本願発明に係るLDOは、基準電圧の変動成分を検出する変動成分検出回路と、基準電圧が出力される基準電圧ノードから、変動成分検出回路の出力に応じた電流を引き抜く電流引抜回路とを備えることを特徴とする。
【選択図】図2
Description
本発明は、電源電圧を制御するレギュレータに関する。
バッテリーなどの電源は、エネルギーの残量、周囲の温度、駆動する電子機器の負荷の重さに応じて、その出力電圧が変動することがある。また、電子機器を電源により直接駆動すると、電源の電圧変動により、電子機器のSNRなどの特性に影響を与えることがある。従って、電子機器には安定した電圧を供給する電源が望まれている。
そこで、電源電圧の変動に対して電子機器に安定した電圧を供給するために、レギュレータを用いることが知られている。
レギュレータは、一般的には、スイッチングレギュレータであるDC−DCコンバータや、リニアレギュレータであるLDO(Low Drop Out)がある。
特に、LDOは、プロセッサ等の電子回路に安定した電源電圧を供給するレギュレータであり、電池等の電源による入力電圧を降圧して、安定した出力電圧を出力することができる。
例えば、特許文献1は、図1に示すようなLDO回路を開示している。
図1に示すように、LDOは、Vinから基準電圧Vrefを生成する基準電圧源と、差動増幅器AMP、PチャネルMOSトランジスタP1、抵抗R1,R2から成るレギュレータ回路で構成されている。
レギュレータ回路部では、出力電圧VoutがR1,R2で分圧されてAMPにフィードバックされ、その電圧値がVrefと等しくなるようP1のゲートが制御される。ここで、Vout=Vref(R1+R2)/R2の関係がある。
この様なLDOでは、Vin電源投入と同時に基準電圧源回路が動作を開始し、Vrefのレベルを所望値まで立ち上げる。基準電圧源回路にはバンドギャップ回路などが用いられ、所望の電圧値を出力している時に安定動作点するように負帰還を用いて設計される。
動作が開始してから安定動作点に至る過程において、帰還系の帯域に依存して安定動作点を中心として数度のリンギングが生じ、Vrefの値が過渡的に所望値以上のレベルまで至るオーバーシュートが生じることがある。
レギュレータ回路は与えられたVrefを参照してVoutの値を制御するので、Vrefがオーバーシュートすると、それに伴いVoutもオーバーシュートして、過渡的に所望の値より大きい電圧値を出力する。またVrefの値が所望値以下になる場合もあるが、LDOは電流ソース型の回路であるので、その間にVoutを能動的に下げることはできない。
レギュレータの負荷回路がプロセッサなどの半導体デバイスであると、Vout電圧値が立ち上がり時のオーバーシュートによって負荷回路に許容されている印可電圧を超えてしまい、過電圧による損傷をあたえてしまうことがある。
これを防ぐ為に従来のLDOは、抵抗R3と容量C1で構成されるLPF(ローパスフィルタ)を基準電圧源と差動増幅器AMPとの間に付加することで、時定数を持たせて基準電圧Vrefをゆっくりと立ち上げ、オーバーシュートを抑制している。つまり、Vrefをゆっくりと立ち上げるソフトスタートを行っている。
そして、R3の抵抗値とC1の容量値を大きく設定して時定数を大きくすれば(ソフトスタート時間を長く設定する)、オーバーシュートを抑制することができる。
図1に示す従来のLDOは、オーバーシュートを抑制するのに、レファレンス電圧Vrefの立ち上りに時定数を持たせているため、出力電圧が所望の電圧に達するのに時間がかかるという問題がある。
本発明は、上記した点に鑑みて行われたものであり、オーバーシュートを抑制し、かつ出力電圧が所望の電圧に、より早く到達するLDOを提供する。
上記課題を解決するために、本願発明に係るLDOは、入力電圧を入力して基準電圧を出力する基準電圧源と、その基準電圧に応じた出力電圧を出力する出力回路とを有するLDOであって、前記基準電圧の変動成分を検出する変動成分検出回路と、前記基準電圧が出力される基準電圧ノードから、前記変動成分検出回路の出力に応じた電流を引き抜く電流引抜回路と、を備えたことを特徴とする。
本発明のLDOは、オーバーシュートを抑制しつつ、出力電圧が所望の電圧に到達するまでの時間を従来よりも短くするという効果を奏する。
(回路構成)
図2は、本発明の実施形態に係るLDOの回路図である。
図2は、本発明の実施形態に係るLDOの回路図である。
図2に示すように、本実施形態に係るLDOは、基準電圧源と差動増幅器AMPとの間に、Vref電圧値を入力して、その変動成分を検出する変動成分検出回路と、Vrefのノードから変動成分検出回路の出力に応じた電流を引き抜く電流引抜回路とを備える。
基準電圧源は、バンドギャップ回路等で実現される。R1,R2,AMP,P1は出力回路を構成し、基準電圧Vrefに応じた出力電圧を出力する。
変動成分検出回路は、フィルタ回路であり、Vrefのノードとグラウンドとの間に順に直列接続された容量C2及び抵抗R4で構成される。C2,R4は、HPF(ハイパスフィルタ)を構成し、Vrefの傾きに応じた電圧を、C2とR4の共通接続部から出力する。
電流引抜回路は、スイッチで構成され、本実施形態では、コレクタがVrefのノードに、エミッタがグラウンドにそれぞれ接続され、C2とR4との共通接続部へベースが接続されたバイポーラトランジスタB1で構成される。
B1は、C2とR4の共通接続部からのフィルタ出力であるVrefの傾きに応じて動作する。トランジスタは、一種の電圧制御電流源であり、B1は、フィルタ回路の出力電圧を増幅して、その電圧値に応じた電流をコレクタエミッタ間に流す。これにより、基準電圧の変化を検出してその変動を抑制し、出力電圧のオーバーシュートを抑制する。
なお、電流引抜回路は、バイポーラトランジスタだけではなく、MOSトランジスタでも実現できる。このとき、C2とR4の共通接続部は、ゲートに接続され、基準電圧ノードがドレインに接続され、グラウンドがソースに接続される構成となる。
トランジスタB1への入力(フィルタ回路出力)は、フィルタ回路への入力(Vref変動)の大きさと、フィルタ回路の周波数特性とにより決まる。例えば、Vrefの傾きΔVref/Δtが大きいほどB1への出力は大きくなり、そしてB1からの出力に相当するB1のコレクタ電流値も大きくなる。
Vrefの変動成分と電流引抜回路であるB1が引き抜く電流とがキャンセルするようにフィルタ回路の周波数特性、及びB1の増幅率が設定されていると、電源投入時の急峻な立ち上がりによるオーバーシュートを零にできるため好ましい。
具体的には、Vrefの変動成分とB1のコレクタエミッタ間電流の位相は、互いに180deg反転となるようにR4とC2を設定し、Vrefの変動成分の大きさとB1のコレクタエミッタ間の大きさが同じになるように、B1の増幅率を設定すると、Vrefの傾きと逆の傾きのコレクタエミッタ間電流を生成することができ、Vrefの傾きによる変動をキャンセルできる。
(動作)
図3は、本実施形態のLDOにおける、電源電圧Vinが与えられ、出力電圧Voutが生じるまでの過程についてのタイミングチャートを示す。
図3は、本実施形態のLDOにおける、電源電圧Vinが与えられ、出力電圧Voutが生じるまでの過程についてのタイミングチャートを示す。
図3において、(1)はVin電圧値、(2)はVref電圧値、(3)はフィルタ回路の出力電圧、(4)はB1の出力であるコレクタ電流、(5)はVout電圧値を示している。
Vinが与えられると基準電圧源回路が動作を開始し、Vrefに対応した電圧を出力する。
この出力を受け、Vrefノードは0Vより電圧が立ち上がる。この時のVrefの変化ΔVrefがフィルタ回路への入力となる。フィルタ回路はC2の容量値とR4の抵抗値により決まる周波数特性を有しており、本実施形態では特定周波数(カットオフ周波数)より周波数が高い成分を出力するハイパスフィルタとして機能する。従って、図3(2)に示すようにVrefの変化が生じた場合、ΔVref/Δtが大きい領域においては、フィルタ回路の出力は、高い電圧レベルが出力され、ΔVref/Δtが小さい領域においては低い電圧レベルが出力される。Vrefが時間に対して変化しない領域においては、電圧は出力されない。
図3(3)に示すフィルタ出力は出力トランジスタB1のベースに与えられる。B1はエミッタ接地回路であるので、ベース電圧とB1の増幅率Gainとにより決まる電流値をコレクタから流入させる。フィルタ出力をΔVref(f)とすると、コレクタ電流はΔVref(f)×Gainと表される。
B1の出力であるコレクタはVrefノードに接続されており、コレクタ電流はVrefからグラウンドへ電荷を移動させる。即ち、Vrefの変化がΔVref>0である時、B1への入力(フィルタ出力)はΔVref(f)であり、B1はΔVref(f)×Gainの電荷を単位時間中にVrefノードから放電させるので、Vrefを低減させる作用を持つ。ここで、ΔVrefはVrefの変化量の周波数成分であり、GainはB1の増幅率である。ΔVref(f)はフィルタ回路の伝達関数により任意に決めることができる。
特に、電源投入時に基準電圧Vrefが急峻に立ち上がった場合、フィルタ回路のカットオフ周波数以上の高周波成分を増幅し、−ΔVref(f)×Gainなるコレクタエミッタ間電流を基準電圧ノードに加えることで、基準電圧の変動をキャンセルし、結果、出力電圧のオーバーシュートをなくすことができる。
ΔVref(f)にはフィルタ回路のカットオフ以下の成分は含まれていないので、Vrefを低減させる作用は、カットオフ周波数より高い成分が含まれるΔVrefに対してのみ発せられる。Vrefが立ち上がる速度はこの周波数により任意に設定することができ、ΔVrefが大きくかつ早い変化に対してのみ抑制効果を示すよう設定すれば、設定外の周波数成分に対しては抑制効果を発しないので、単に時定数を持たせたソフトスタートに比べて速やかにVref電圧を立ち上げることができ、かつ、そのオーバーシュートも防ぐことができる。
以上説明したように、本実施形態のLDOは、基準電圧の変動を検出して、その値に応じた電荷を基準電圧ノードから放電するようにしたため、オーバーシュートを抑制し、かつ出力電圧が所望の電圧に達するのに時間がかからないという効果を奏する。
なお、図2に示した実施形態はRとCで構成したハイパスフィルタ回路と出力トランジスタ1つのみで簡易に成されているが、一般的なフィルタ回路と増幅回路との組み合わせで構成することもできる。
電圧変動に対する抑制効果はフィルタ回路の周波数設定と増幅回路の増幅率で任意に設定することができるので、例えばバンドパスフィルタを用いれば、特定周波数帯の変動のみ抑制することもできる。例えば、本実施形態のLDOの近傍に、スイッチング回路がある場合など、特定周波数のノイズが多い状況下において、スイッチング回路より放射される強度の高い基本スイッチング周波数と数次の成分のみ抑制することができる。
ハイパスフィルタを用いて基本スイッチング周波数以上の成分が全て抑制される場合と比べて、抑制されない広い帯域の成分をVrefに持たせることができるので、ハイパスフィルタを用いた場合より早くVrefを立ち上げることができる。
Claims (9)
- 入力電圧を入力して基準電圧を出力する基準電圧源と、その基準電圧に応じた出力電圧を出力する出力回路とを有するLDOにおいて、
前記基準電圧の変動成分を検出する変動成分検出回路と、
前記基準電圧が出力される基準電圧ノードから、前記変動成分検出回路の出力に応じた電流を引き抜く電流引抜回路と、
を備えたことを特徴とするLDO。 - 前記変動成分と前記電流引抜回路が引き抜く電流とがキャンセルするように、前記変動成分検出回路の周波数特性、及び前記電流引抜回路の増幅率が設定されていることを特徴とする請求項1に記載のLDO。
- 前記変動成分検出回路は、ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項1または2に記載のLDO。
- 前記ハイパスフィルタは、前記基準電圧ノードとグラウンドとの間に、順に直列接続された容量素子と抵抗素子とで構成されることを特徴とする請求項3に記載のLDO。
- 前記変動成分検出回路は、バンドパスフィルタであることを特徴とする請求項1または2に記載のLDO。
- 前記バンドパスフィルタは、前記基準電圧ノードとグラウンドとの間に、順に直列接続された第1の容量素子と抵抗素子と、前記抵抗素子に並列接続された第2の容量素子とで構成されることを特徴とする請求項5に記載のLDO。
- 前記電流引抜回路は、
前記変動成分検出回路の出力にベースが接続され、前記基準電圧ノードにコレクタが接続され、前記グラウンドにエミッタが接続されたバイポーラトランジスタで構成されることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載のLDO。 - 前記電流引抜回路は、
前記変動成分検出回路の出力にゲートが接続され、前記基準電圧ノードにドレインが接続され、前記グラウンドにソースが接続されたMOSトランジスタで構成されることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載のLDO。 - 前記基準電圧ノードが非反転入力端子に接続された差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力電圧に応じて、前記入力電圧を前記出力電圧に変換する出力トランジスタと、
前記出力電圧を分圧して、前記差動増幅器の反転入力端子に出力する抵抗分割回路と、
を備えたことを特徴とする請求項1〜8のいずれか1項に記載のLDO。
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Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105676929A (zh) * | 2014-11-21 | 2016-06-15 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 一种新型防输出过冲ldo启动电路 |
JP2017041139A (ja) * | 2015-08-20 | 2017-02-23 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | Ldo回路 |
US10725487B2 (en) | 2016-09-08 | 2020-07-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power circuit including ballast element |
WO2020250349A1 (ja) * | 2019-06-12 | 2020-12-17 | リコー電子デバイス株式会社 | 定電圧回路及び電子機器 |
CN113126685A (zh) * | 2021-04-02 | 2021-07-16 | 广州安凯微电子股份有限公司 | 一种噪声滤波电路及低压差线性稳压器 |
CN115454191A (zh) * | 2022-10-08 | 2022-12-09 | 武汉杰开科技有限公司 | 一种过冲保护电路、方法及芯片 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09215315A (ja) * | 1996-02-02 | 1997-08-15 | Meidensha Corp | スイッチング方式直流電源 |
JP2005327027A (ja) * | 2004-05-13 | 2005-11-24 | Seiko Instruments Inc | ボルテージレギュレータ用オーバーシュート制御回路 |
JP2011186618A (ja) * | 2010-03-05 | 2011-09-22 | Renesas Electronics Corp | 定電圧出力回路 |
-
2012
- 2012-06-26 JP JP2012143082A patent/JP2014006794A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09215315A (ja) * | 1996-02-02 | 1997-08-15 | Meidensha Corp | スイッチング方式直流電源 |
JP2005327027A (ja) * | 2004-05-13 | 2005-11-24 | Seiko Instruments Inc | ボルテージレギュレータ用オーバーシュート制御回路 |
JP2011186618A (ja) * | 2010-03-05 | 2011-09-22 | Renesas Electronics Corp | 定電圧出力回路 |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105676929A (zh) * | 2014-11-21 | 2016-06-15 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 一种新型防输出过冲ldo启动电路 |
CN105676929B (zh) * | 2014-11-21 | 2017-01-04 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 一种防输出过冲ldo启动电路 |
JP2017041139A (ja) * | 2015-08-20 | 2017-02-23 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | Ldo回路 |
US10725487B2 (en) | 2016-09-08 | 2020-07-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power circuit including ballast element |
WO2020250349A1 (ja) * | 2019-06-12 | 2020-12-17 | リコー電子デバイス株式会社 | 定電圧回路及び電子機器 |
JPWO2020250349A1 (ja) * | 2019-06-12 | 2020-12-17 | ||
US11835977B2 (en) | 2019-06-12 | 2023-12-05 | Nisshinbo Micro Devices Inc. | Constant voltage circuit for improvement of load transient response with stable operation in high frequency, and electronic device therewith |
CN113126685A (zh) * | 2021-04-02 | 2021-07-16 | 广州安凯微电子股份有限公司 | 一种噪声滤波电路及低压差线性稳压器 |
CN115454191A (zh) * | 2022-10-08 | 2022-12-09 | 武汉杰开科技有限公司 | 一种过冲保护电路、方法及芯片 |
CN115454191B (zh) * | 2022-10-08 | 2023-09-29 | 武汉杰开科技有限公司 | 一种过冲保护电路、方法及芯片 |
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