JP6253436B2 - Dc/dcコンバータ - Google Patents
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Description
従来のDC/DCコンバータは、誤差増幅回路107と、コンパレータ109と、発振回路110と、アンプ108と、フリップフロップ回路111と、クランプ回路300と、基準電圧回路106と、コイル115と、容量116と、PMOSトランジスタ112と、NMOSトランジスタ113と、抵抗104、105、114と、グラウンド端子100と、出力端子102と、電源端子101を備えている。クランプ回路300は、定電流回路302と、定電圧回路301と、PMOSトランジスタ303、305と、NMOSトランジスタ304、306と、PNPバイポーラトランジスタ307を備えている。
本発明は、上記課題に鑑みてなされ、クランプ回路を低消費電力化することができ、チップ面積を縮小できるDC/DCコンバータを提供する。
出力トランジスタの出力する電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧の差を増幅して出力するアンプと、ゲートに前記アンプの出力が入力される第一のトランジスタで構成される誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路の出力をクランプするクランプ回路と、ランプ波を発生するランプ波発生回路と、前記誤差増幅器の出力電圧と前記ランプ波を比較するPWMコンパレータと、を備えたDC/DCコンバータにおいて、前記クランプ回路は、定電圧回路と、定電流回路と、ソースが前記第一のトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記定電圧回路に接続され、ドレインが前記定電流回路に接続された第二のトランジスタと、ゲートが前記第二のトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記アンプの出力に接続された第三のトランジスタを備えた。
<第一の実施形態>
図1は、第一の実施形態のDC/DCコンバータの回路図である。
アンプ121は、非反転入力端子は基準電圧回路106の正極に接続され、反転入力端子は抵抗104と105の接続点に接続され、出力端子はNMOSトランジスタ122のゲートに接続される。基準電圧回路106の負極はグラウンド端子100に接続され、抵抗105のもう一方の端子はグラウンド端子100に接続され、抵抗104のもう一方の端子は出力端子102に接続される。NMOSトランジスタ122は、ドレインは電源端子101に接続され、ソースはPWMコンパレータ109の反転入力端子に接続される。定電流回路123は、一方の端子はPWMコンパレータ109の反転入力端子に接続され、もう一方の端子はグラウンド端子100に接続される。NMOSトランジスタ132は、ドレインはアンプ121の出力端子に接続され、ゲートはPMOSトランジスタ133のドレインと定電流回路134の接続点に接続され、ソースはグラウンド端子100に接続される。定電流回路134のもう一方の端子はグラウンド端子100に接続される。PMOSトランジスタ133は、ゲートは定電圧回路131の正極に接続され、ソースはPWMコンパレータ109の反転入力端子に接続される。定電圧回路131の負極はグラウンド端子100に接続される。PWMコンパレータ109は、非反転入力端子はアンプ108の出力端子に接続され、出力端子はフリップフロップ回路111の第一の入力に接続される。フリップフロップ回路111は、第二の入力は発振回路110の出力に接続され、第一の出力はPMOSトランジスタ112のゲートに接続され、第二の出力はNMOSトランジスタ113のゲートに接続される。PMOSトランジスタ112は、ドレインはNMOSトランジスタ113のドレインに接続され、ソースは電源端子101に接続される。NMOSトランジスタ113のソースはグラウンド端子100に接続される。アンプ108は、非反転入力端子はPMOSトランジスタ112のドレインとNMOSトランジスタ113のドレインと抵抗114の接続点に接続され、反転入力端子は抵抗114とコイル115の接続点に接続される。コイル115のもう一方の端子は出力端子102に接続される。容量116は、一方の端子は出力端子102に接続され、もう一方の端子はグラウンド端子100に接続される。
電源端子101に電源電圧VDDが入力されると、DC/DCコンバータは、出力端子102から出力電圧Voutを出力する。抵抗104と105は、出力電圧Voutを分圧し、分圧電圧Vfbを出力する。アンプ121は、非反転入力端子に入力される基準電圧回路106の基準電圧Vrefと、反転入力端子に入力される分圧電圧Vfbとを比較し、NMOSトランジスタ122のゲートを制御して誤差増幅回路107の出力端子から出力信号を出力する。アンプ108はPMOSトランジスタ112から流れる電流によって上昇した抵抗114の両端の電圧を検出し、出力端子からランプ波を出力する。PWMコンパレータ109はランプ波と誤差増幅回路107の出力信号を比較し、出力信号をフリップフロップ回路111の第一の入力端子に出力する。フリップフロップ回路111はPWMコンパレータ109の出力信号と第二の入力端子に入力される発振回路110の出力信号によって、出力電圧Voutが一定になるよう出力トランジスタとして動作するPMOSトランジスタ112とNMOSトランジスタ113のオンオフを制御する。
図2は、第二の実施形態のDC/DCコンバータの回路図である。図1との違いは、PMOSトランジスタ202と定電流回路201を追加した点である。
101 電源端子
102 出力端子
106 基準電圧回路
107 誤差増幅回路
108、121 アンプ
109 PWMコンパレータ
110 発振回路
111 フリップフロップ回路
115 コイル
123、134、201、302 定電流回路
130 クランプ回路
131 定電圧回路
Claims (2)
- 出力トランジスタの出力する電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧の差を増幅して出力するアンプと、ゲートが前記アンプの出力端子に接続される第一のトランジスタと、を備えた誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力をクランプするクランプ回路と、
ランプ波を発生するランプ波発生回路と、
前記誤差増幅回路の出力電圧と前記ランプ波を比較するPWMコンパレータと、
を備え、前記PWMコンパレータの出力に応じて出力トランジスタを制御するDC/DCコンバータであって、
前記クランプ回路は、
定電圧回路と、
定電流回路と、
ソースが前記第一のトランジスタのソースに接続され、ゲートが前記定電圧回路に接続され、ドレインが前記定電流回路に接続された第二のトランジスタと、
ゲートが前記第二のトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記アンプの出力に接続された第三のトランジスタと、
を備えたことを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 出力トランジスタの出力する電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧の差を増幅して出力するアンプと、ゲートが前記アンプの出力端子に接続される第一のトランジスタと、を備えた誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力をクランプするクランプ回路と、
ランプ波を発生するランプ波発生回路と、
前記誤差増幅回路の出力電圧と前記ランプ波を比較するPWMコンパレータと、
を備え、前記PWMコンパレータの出力に応じて出力トランジスタを制御するDC/DCコンバータであって、
前記クランプ回路は、
定電圧回路と、
第一の定電流回路と、
第二の定電流回路と、
ソースが前記第一のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第一の定電流回路に接続された第二のトランジスタと、
ゲートが前記第二のトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記アンプの出力に接続された第三のトランジスタと、
ソースが前記定電圧回路に接続され、ゲートとドレインが前記第二の定電流回路および前記第二のトランジスタのゲートに接続された第四のトランジスタと、
を備えたことを特徴とするDC/DCコンバータ。
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