JP3920371B2 - 充電装置、電流検出回路、及び、電圧検出回路 - Google Patents
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- G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は充電装置に係り、詳しくは２次電池を充電するための充電装置、及び、その充電装置に使用される電流検出回路と電圧検出回路に関する。
【０００２】
近年、携帯電話機、ノート型パソコン等の携帯機器は、使用時間の長時間化に伴い駆動電源に充電可能な２次電池を採用することが多くなっている。しかも、この２次電池は、長時間使用可能なエネルギー密度の高い電池が注目されている。一方、これら２次電池を充電するための充電装置は、２次電池に対して損傷又は劣化させることなく充電ができるものが要求されている。しかも、この種の充電装置は、携帯機器の小型化及び軽量化を図る上で回路規模がより小さなものが求められる。
【０００３】
【従来の技術】
図５は、一般的な携帯機器に装填されている２次電池を充電するための充電装置の電気回路を示す。充電装置は、ＤＣーＤＣコンバータであって、電源供給回路としてのスイッチングレギュレータ部８１と制御回路部８２とを有している。スイッチングレギュレータ部８１は、スイッチングトランジスタ８３、ダイオード８４、コイル８５、コンデンサ８６、及び、検出抵抗としてのセンス抵抗８７を備えている。スイッチングトランジスタ８３はＰチャネルＭＯＳトランジスタであって、ソースに１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加され、ドレインにダイオード８４のカソードが接続されている。前記ダイオード８４のアノードは接地されている。スイッチングトランジスタ８３のドレインには、コイル８５及びセンス抵抗８７を介して出力端子Ｏbattに接続されている。又、コイル８５とセンス抵抗８７の接続点は、コンデンサ８６を介して接地されている。
【０００４】
そして、スイッチングトランジスタ８３のゲートに対して制御回路部８２から制御信号Ｓcnt が入力されると、スイッチングトランジスタ８３はスイッチング制御される。このスイッチング制御により、スイッチングレギュレータ８１は出力端子Ｏbattに接続された２次電池８８に直流出力電圧Ｖo 及び直流出力電流Ｉo を供給する。
【０００５】
因みに、この充電装置は、設定電圧Ｖosを１２．６ボルト、設定電流Ｉosを１アンペアとしている。そして、センス抵抗８７の抵抗値Ｒs を１００ミリオームとしている。
【０００６】
前記制御回路部８２は、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８２ｂ、及び、制御回路としてのＰＷＭ制御回路８２ｃとから構成されている。
電流検出回路８２ａは、出力端子Ｏbattを介して２次電池８８に供給される直流出力電流Ｉo を検出し、該直流出力電流Ｉo が１アンペア（設定電流Ｉos）以上にならないように制御するための回路である。電圧検出回路８２ｂは、出力端子Ｏbattを介して２次電池８８に印加される直流出力電圧Ｖo を検出し、該直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）以上にならないように制御するための回路部である。ＰＷＭ制御回路８２ｃは、電流検出回路８２ａ及び電圧検出回路８２ｂの検出結果に基づいて前記スイッチングレギュレータ部８１のスイッチングトランジスタ８３のオン、オフ時間を制御するための制御回路である。
【０００７】
前記電流検出回路８２ａは、増幅回路部９１と第１出力回路としての出力回路部９２を有している。増幅回路部９１は、第１差動増幅器９１ａ、第２差動増幅器９１ｂ及び第１基準電圧Ｖ１を生成する第１基準電源９１ｃとから構成されている。第１差動増幅器９１ａは、その反転（−）入力端子が出力端子Ｏbattに接続され、非反転（＋）入力端子がコイル８５とセンス抵抗８７の接続点に接続されている。第１差動増幅器９１ａは、前記センス抵抗８７の端子間電圧Ｖs （＝Ｒs ・Ｉo ）を増幅（２５倍に増幅）する。第１差動増幅器９１ａの出力電圧Ｖsaは、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に供給される。第２差動増幅器９１ｂは、その非反転（＋）入力端子に第１基準電源９１ｃからの第１基準電圧Ｖ１が供給される。第２差動増幅器９１ｂは、第１基準電圧Ｖ１に対する出力電圧Ｖsaの値に対応する値となる第１検出信号を出力する。そして、第２差動増幅器９１ｂは、出力電圧Ｖsaが上昇して第１基準電圧Ｖ１に近づくにつれてより高い電圧値となる第１検出信号を増幅し出力する。
【０００８】
因みに、第１基準電圧Ｖ１は、２．５ボルトに設定されている。つまり、設定電流Ｉosは１アンペアである。そして、センス抵抗８７の抵抗値Ｒs は１００ミリオームとしている。従って、直流出力電流Ｉo が設定電流Ｉos、即ち１アンペア流れると、センス抵抗８７の端子間電圧Ｖs （＝Ｒs ・Ｉo ）は、０．１ボルトになる。そして、０．１ボルト以上の端子間電圧Ｖs は、第１差動増幅器９１ａにて２５倍に増幅されて２．５ボルトの出力電圧Ｖsaとなる。そして、第２差動増幅器９１ｂは、２．５ボルトの出力電圧Ｖsaに対応する高電圧の第１検出信号を出力する。反対に、第２差動増幅器９１ｂは直流出力電流Ｉo が設定電流Ｉos未満になると、即ち直流出力電流Ｉo が低いほど低い電圧値の第１検出信号を出力する。
【０００９】
尚、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子は外部入力端子ＩＮ1 にも接続されている。
従って、第２差動増幅器９１ｂは、直流出力電流Ｉo が１アンペア流れると、プラスの高電圧値の第１検出信号を出力する。反対に、第２差動増幅器９１ｂは、直流出力電流Ｉo が１アンペア未満のとき、即ち直流出力電流Ｉo が低いほど低くなる電圧値の第１検出信号を出力する。
【００１０】
電流検出回路８２ａの出力回路部９２は、２つのＮＰＮトランジスタ９２ａ，９２ｂ、１つのＰＮＰトランジスタ９２ｃ、ダイオード９２ｄ及び定電流源９２ｅを備えている。ＮＰＮトランジスタ９２ａは、コレクタに定電流源９２ｅを介して前記１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加され、エミッタに次段のＮＰＮトランジスタ９２ｂのベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタ９２ａのベースにはコンパレータ９１ｂからの第１検出信号が供給され、ＮＰＮトランジスタ９２ａは第１検出信号の電圧値に基づいて動作する。
【００１１】
ＮＰＮトランジスタ９２ｂのコレクタは、ダイオード９２ｄのカソードに接続されているとともに、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ９２ｂのエミッタは、接地されている。前記ダイオード９２ｄのアノードは前記ＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタに接続されている。
【００１２】
前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃのコレクタは接地されている。又、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタはＰＷＭ制御回路８２ｃに接続されているとともに、外部出力端子Ｏ1 に接続されている。この外部出力端子Ｏ1 と前記外部入力端子ＩＮ1 との間には位相補償のためのコンデンサＣ１が接続されている。
【００１３】
従って、前段のＮＰＮトランジスタ９２ａが動作すると、次段のＮＰＮトランジスタ９２ｂは動作される。つまり、直流出力電流Ｉo が上昇し１アンペアに近づくつれて、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電位は低下する。反対に、直流出力電流Ｉo が低下すると、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電位は高電圧に上昇する。
【００１４】
前記電圧検出回路８２ｂは、増幅回路部９３と第２出力回路としての出力回路部９４を有している。増幅回路部９３は、第３差動増幅器９３ａ、分圧抵抗９３ｂ，９３ｃ及び第２基準電圧Ｖ２を生成する第２基準電源９３ｄとから構成される。分圧抵抗９３ｂの一端は前記出力端子Ｏbattに接続され、他端は分圧抵抗９３ｃを介して接地されている。分圧抵抗９３ｂ，９３ｃの抵抗比は直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）の時、両分圧抵抗９３ｂ，９３ｃの接続点の電圧（分圧電圧Ｖｄ）が２．５ボルトとなるように予め設定されている。
【００１５】
第３差動増幅器９３ａは、その反転（−）入力端子が分圧抵抗９３ｂ，９３ｃの接続点に接続され、非反転（＋）入力端子が第２基準電圧Ｖ２の第２基準電源９３ｄに接続されている。又、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子は外部入力端子ＩＮ２にも接続されている。
【００１６】
第３差動増幅器９３ａは第２基準電圧Ｖ２に対する分圧電圧Ｖｄの大きさに対応する値となる第２検出信号を出力する。そして、差動増幅器９３ａは分圧電圧Ｖｄが上昇して第２基準電圧Ｖ２に近づくほどより高い電圧値の第２検出信号を増幅し出力する。
【００１７】
因みに、第２基準電圧Ｖ２は、２．５ボルトに設定されている。つまり、直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）になると、分圧電圧Ｖｄは２．５ボルトになる。第３差動増幅器９３ａは、２．５ボルトの分圧電圧Ｖｄに対応する高電圧の第２検出信号を出力する。反対に、第３差動増幅器９３ａは直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）未満になると、即ち直流出力電圧Ｖo が低いほど低い電圧値の第２検出信号を出力する。
【００１８】
電圧検出回路８２ｂの出力回路部９４は、２つのＮＰＮトランジスタ９４ａ，９４ｂ、１つのＰＮＰトランジスタ９４ｃ、ダイオード９４ｄ及び２つの定電流源９４ｅ，９４ｆを備えている。ＮＰＮトランジスタ９４ａは、コレクタに定電流源９４ｅを介して前記１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加され、エミッタに次段のＮＰＮトランジスタ９４ｂのベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタ９４ａのベースには第３差動増幅器９３ａからの第２検出信号が供給され、ＮＰＮトランジスタ９４ａは第２検出信号の電圧値に基づいて動作する。
【００１９】
ＮＰＮトランジスタ９４ｂのコレクタは、ダイオード９４ｄのカソードに接続されているとともに、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ９２ｂのエミッタは、接地されている。前記ダイオード９４ｄのアノードは前記ＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタに接続されている。
【００２０】
前記ＰＮＰトランジスタ９４ｃのコレクタは接地されている。又、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタは定電流源９４ｆを介して前記１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加されているとともに、ＰＷＭ制御回路８２ｃに接続されている。又、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタは、外部出力端子Ｏ２に接続されている。この外部出力端子Ｏ２と前記外部入力端子ＩＮ２との間には位相補償のためのコンデンサＣ２が接続されている。
【００２１】
従って、前段のＮＰＮトランジスタ９４ａが動作すると、次段のＮＰＮトランジスタ９４ｂは動作される。ＮＰＮトランジスタ９４ｂの動作に応答してＰＮＰトランジスタ９４ｃは動作される。
【００２２】
つまり、直流出力電圧Ｖo が上昇して１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）に近づくほど、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電位は低電圧となる。反対に、直流出力電圧Ｖo が低いほど、ＰＮＰトランジスタ９４ｃはオフされ、エミッタの電位は高電圧となる。
【００２３】
このＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタ及び前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタは、ＰＷＭ制御回路８２ｃに接続されている。ＰＷＭ制御回路８２ｃは、コンパレータ９５ａ、三角波発振回路９５ｂ及び出力バッフア９５ｃを備えている。
【００２４】
コンパレータ９５ａは、その反転（−）入力端子が前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃ，９４ｃの各エミッタに接続され、非反転（＋）入力端子が三角波発振回路９５ｂに接続されている。コンパレータ９５ａは、反転（−）入力端子に入力されるＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタ電圧とＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタ電圧の電圧について電位の低いほうの電圧を優先する。つまり、コンパレータ９５ａは、その低い電圧を出力するほうのエミッタの電圧を判定出力電圧ＶK として反転（−）入力端子に入力し比較する。
【００２５】
コンパレータ９５ａはこの判定信号としての判定出力電圧ＶK と前記三角波発振回路９５ｂからの三角波ＶT を比較する。そして、判定出力電圧ＶK が三角波ＶT の値以上になると、コンパレータ９５ａは図７に示すようにＬレベルの出力信号Ｓ１を出力する。反対に、判定出力電圧ＶK が三角波ＶT の値未満の値になると、コンパレータ９５ａはＨレベルの出力信号Ｓ１を出力する。
【００２６】
コンパレータ９５ａからの出力信号Ｓ１は出力バッフア９５ｃに供給される。出力バッファ９５ｃは、コンパレータ９５ａの出力信号に応答してその出力信号Ｓ１と同相の制御信号Ｓcnt を生成し前記スイッチングトランジスタ８３のゲートに供給する。従って、制御信号Ｓcnt がＨレベルの時、スイッチングトランジスタ８３はオフする。制御信号Ｓcnt がＬレベルの時、スイッチングトランジスタ８３はオンする。
【００２７】
尚、制御回路部８２は、前記位相補償のためのコンデンサＣ１，Ｃ２を除く全ての回路素子が１つの半導体チップに形成されている。従って、コンデンサＣ１，Ｃ２は、その半導体チップに対して外付けとなる。
【００２８】
このように構成された制御回路部８２の動作を説明する。出力端子Ｏbattから２次電池８８に供給される直流出力電流Ｉo が設定電流Ｉosの１アンペアになると、電流検出回路８２ａの第１差動増幅器９１ａの出力電圧Ｖsaは２．５ボルトになる。その結果、次段の第２差動増幅器９１ｂの第１検出信号は高電圧値となる。この高電圧値の第１検出信号に対応して出力部９２のＰＮＰトランジスタ９０ｃが動作し、同ＰＮＰトランジスタ９０ｃのエミッタの電位は第１検出信号は高電圧値に対応した低電圧値となる。このエミッタの電位は判定出力電圧ＶK としてＰＷＭ制御回路８２ｂのコンパレータ９５ａに出力される。
【００２９】
この第１検出信号に対応する判定出力電圧ＶK は、三角波ＶT と比較される。この時、判定出力電圧ＶK は、高電圧値の第１検出信号に対応して低電位であるため、コンパレータ９５ａから出力される出力信号Ｓ１のパルス幅（Ｈレベルとなっている時間）は長くなる。従って、スイッチングトランジスタ８３がオンしている時間が短くなり、直流出力電流Ｉo が制限される。つまり、電流検出回路８２ａは、直流出力電流Ｉo が１アンペア（設定電流Ｉos）を以上にならないように電流制御を行っている。
【００３０】
一方、出力端子Ｏbattから２次電池８８に供給される直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖosの１２．６ボルトになると、電圧検出回路８２ｂの分圧電圧Ｖｄは２．５ボルトになる。その結果、次段の第３差動増幅器９３ａの第２検出信号は高電圧値となる。この高電圧の第２検出信号に対応して出力部９４のＰＮＰトランジスタ９４ｃが動作し、同ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電位は第２検出信号の高電圧値に対応した低電圧となる。このエミッタの電位は判定出力電圧ＶK としてＰＷＭ制御回路８２ｂのコンパレータ９５ａに出力される。
【００３１】
この第２検出信号に対応する判定出力電圧ＶK は、三角波ＶT と比較される。この時、判定出力電圧ＶK は高電圧値の第２検出信号に対応して低電位であるため、コンパレータ９５ａから出力される出力信号Ｓ１のパルス幅（Ｈレベルとなっている時間）は長くなる。従って、スイッチングトランジスタ８３がオンしている時間が短くなり、直流出力電圧Ｖo の増大が制限される。つまり、電圧検出回路８２ｂは、直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）以上にならないように電圧制御を行っている。
【００３２】
図６は、この充電装置の直流出力電流Ｉo ー直流出力電圧Ｖo 特性を示す。一般に、空の２次電池８８に対して充電を行う場合、図６にＡ，Ｂ，Ｃ矢印に示す流れにて電流制御及び電圧制御がなされて２次電池８８は充電される。つまり、１２．６ボルトに到達するまでは電流制御がなされ、１２．６ボルトに到達すると電圧制御が行われる。
【００３３】
ところで、携帯機器には、使用時間をより長くするために前記２次電池８８の他にさらに補助電池を装着できるようにしたものがある。充電装置は、この新たに装着された補助電池に対しても２次電池（以下、補助電池に対して主電池）８８とともに、つまり補助電池と２次電池８８を１つの２次電池として充電を行う。この補助電池は、携帯機器に対して容易に取り外しができるため、充電途中で補助電池が取り外される場合がある。この補助電池の取り外しによって、Ｄ矢印、即ちＡ矢印にて示される電流制御状態からＣ矢印にて示す電圧制御状態に負荷が急変する。この負荷の急変は、主電池８８は充電が充分になされ、補助電池は充電が充分になされていない場合に発生する。つまり、主に補助電池に対して電流検出回路８２ａによる電流制御がなされながら充電が行われている時に該補助電池が外されると、主電池８８に対して制御が行われることになる。この時、主電池８８は充分に充電されているために充電装置が電圧検出回路８２ｂによる電圧制御に移るからである。
【００３４】
この電流制御から電圧制御の切り替えは、判定出力電圧ＶK が電流検出回路８２ａのＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタ電圧から電流検出回路８２ａのＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタ電圧に切り替わることを意味する。この切り替わりの時間は短いほど好ましい。この切り替わりが長いと、判定出力電圧ＶK が三角波ＶT の比較範囲を外れてしまって制御不能となる問題が生じていた。これは、以下の理由と考えられる。
【００３５】
今、図６にＤ矢印に示すように、電流制御状態から電圧制御状態に変化した時、直流出力電流Ｉo が１アンペアから３００ミリアンペア、直流出力電圧Ｖo が５ボルトから１２．６ボルトにそれぞれ変化したとする。図８はその変化に基づく各部分の出力波形の模式を示す。
【００３６】
直流出力電圧Ｖo の変化は電圧検出回路８２ｂの第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に供給される分圧電圧Ｖｄに現れる。分圧電圧Ｖｄは、ほぼ１．０ボルトから２．５ボルトに変化する。この分圧電圧Ｖｄの変化により、第３差動増幅器９３ａはこの高い電圧値の第２検出信号にて各トランジスタ９４ａ〜９４ｃを動作させる。この時、トランジスタ９４ａのコレクタと定電流源９４ｅの接続点Ｘの電圧Ｖx は、ほぼ１６ボルトからほぼ１．８ボルトに変化する。従って、この時のＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧は３．２ボルトからほぼ１．８ボルト（判定出力電圧ＶK ）に変化する。尚、この３．２ボルトの値はＰＮＰトランジスタ９４ｃのオフ時のＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧であって、該エミッタに接続された図示しないクランプ回路によって該エミッタの電圧が３．２ボルト以上に上昇しないように制御されているためである。
【００３７】
一方、電流検出回路８２ａの第１差動増幅器９１ａの出力電圧Ｖsaは２．５ボルトから０．７５ボルトに変化する。出力電圧Ｖsaの変化により、次段の第２差動増幅器９１ｂはこの低い電圧値の第１検出信号にて各トランジスタ９２ａ〜９２ｃを動作させる。この時、トランジスタ９２ａのコレクタと定電流源９２ｅの接続点Ｙの電圧Ｖy は、ほぼ１．３ボルトからほぼ１６ボルトに変化する。従って、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電圧は、１．３ボルト（判定出力電圧ＶK ）からほぼ３．２ボルトに変化する。尚、この３．２ボルトは、前記したクランプ回路によって制御されているためである。
【００３８】
即ち、次段のコンパレータ９５ａは、低い電圧のほうを判定出力電圧ＶK としているため、電流制御状態から電圧制御状態に変化する前は、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタにかかる１．３ボルトの電圧が判定出力電圧ＶK となる。又、変化した後は、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタにかかる１．８ボルトの電圧が判定出力電圧ＶK となる。つまり、判定出力電圧ＶK は１．３ボルトから１．８ボルトに切り替わる。この１．３ボルトから１．８ボルトの範囲は三角波ＶT との比較範囲であり、その三角波ＶT の最大値（図７おいてこの場合には２ボルト）と最小値（図７おいてこの場合には１ボルト）は予め設定されていて三角波発振回路９５ｂにて生成されている。
【００３９】
しかしながら、分圧電圧Ｖｄが変化する幅は約１．５ボルトである。一方、出力電圧Ｖsaが変化する幅は、１．７５ボルトである。両変化の幅は非常に大きいため、切り替わり時間が長くなる。同様に、接続点Ｘの電圧Ｖx が変化する幅及び接続点Ｙの電圧Ｖy が変化する幅も大きいため、切り替わり時間がさらに長くなる。この切り替わり時間の長時間化は、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と出力部９４のＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタとの間に接続されたコンデンサＣ２によっても大きくしている。
【００４０】
そして、この切り替わり完了するまでの間に、分圧電圧Ｖｄの変化がコンデンサＣ２を介してＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧、即ち判定出力電圧ＶK に現れる。この分圧電圧Ｖｄの変化に対応する判定出力電圧ＶK は、オーバーシュートして三角波発振回路９５ｂの三角波ＶT との比較範囲を超えた大きな値となると考えられる。
【００４１】
この判定出力電圧ＶK が三角波ＶT との比較範囲を超えた大きな値になっている間、ＰＷＭ制御回路部８２ｃのコンパレータ９５ａの出力電圧Ｓ１、即ち制御信号Ｓcnt はＬレベルのままとなる。従って、スイッチングトランジスタ８３はオン状態のままとなり直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖos以上になり、２次電池（主電池）８８を損傷又は劣化させるおそれが生じる。尚、充電途中で補助電池を装着した場合は、電圧制御から電流制御に切り替わり、同様な問題が生じ２次電池（主電池）８８を破壊又は劣化させている。
【００４２】
近年注目されているエネルギー密度の高く、メモリ効果のないリチウムイオン電池が２次電池８８として使用することが注目されている。特に、このリチウムイオン電池の充電に上記充電装置を使用した場合に、該リチウムイオン電池が過電圧及び過電流に弱いことから上記直流出力電圧Ｖo 及び直流出力電流Ｉo の上昇は好ましくない。
【００４３】
図９は、上記問題を解消するための充電装置の電気回路を示す。この充電装置は、図５に示した充電装置の電流検出回路８２ａ及び電圧検出回路８２ｂに対してショットキーバリアダイオード１００，１０１を付加したものである。図９において、ショットキーバリアダイオード１００は、そのアノードが前記第１基準電圧と同じ２．５ボルトの電源Ｖ1aに接続され、カソードが前記外部出力端子ＩＮ1 に接続されている。このショットキーバリアダイオード１００のダイオード電圧は０．３ボルト程度である。従って、出力電圧Ｖsaは、該ダイオード１００にて構成されるクランプ回路により２．２ボルト（＝２．５−０．３）未満に下がることはない。
【００４４】
一方、ショットキーバリアダイオード１０１は、そのアノードが前記第２基準電圧と同じ２．５ボルトの電源Ｖ2aに接続され、カソードが前記外部出力端子ＩＮ2 に接続されている。このショットキーバリアダイオード１０１のダイオード電圧は０．３ボルト程度である。従って、分圧電圧Ｖｄは、該ダイオード１０１にて構成されるクランプ回路により２．２ボルト（＝２．５−０．３）未満に下がることはない。
【００４５】
この構成により、図１０に示すように、分圧電圧Ｖｄ及び出力電圧Ｖsaが変化する各幅はほぼ０．３ボルトであって、図５に示す充電装置より遥かに小さくなる。従って、次段の各差動増幅器９１ｂ，９３ａの切り替わる時間は短くなる。この切り替わり時間が短くなることにより、分圧電圧Ｖｄの変化に対応する判定出力電圧ＶK の変化の影響を小さく、即ちオーバーシュートして三角波発振回路９５ｂの三角波ＶT との比較範囲を超える期間を短くすることができる。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示す充電装置は負荷の変動により判定出力電圧ＶK が比較範囲を超えてしまう期間を短くするために、ショットキーバリアダイオード１００、１０１をそれぞれ外部出力端子ＩＮ1 ，ＩＮ2 に接続した。つまり、前記制御回路部８２を形成している１つの半導体チップに対してショットキーバリアダイオード１００、１０１を外付けする必要があった。この外付けは、外付け部品の増加につながり回路規模が増大する。その結果、充電装置の組み付け工程が増加するとともに、充電装置の小型軽量化を図る上で問題となる。
【００４７】
本発明は上記問題点を解消するためになされたものであって、その目的は外付け部品を増加させることができ、負荷が変動しても判定出力電圧が比較範囲を超えないように切り替わり時間を短くすることができる充電装置、電流検出回路及び電圧検出回路を提供することにある。
【００４８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置であって、
前記電流検出回路を、前記端子間電圧を増幅する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた第１基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第１出力回路と、前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記第１出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記電流検出回路が判定信号を出力していないときに前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタとで構成し、
前記電圧検出回路を、前記直流出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた第２基準値との差電圧を増幅して出力する第３差動増幅器と、前記第３差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第２出力回路と、前記第３差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記第２出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記電圧検出回路が判定信号を出力していないときに前記第３差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタとで構成した。
【００４９】
請求項２の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置であって、
前記電流検出回路は、前記端子間電圧を増幅する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた第１基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第１出力回路と、前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記第１出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記電流検出回路が判定信号を出力していないときに前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタとで構成した。
【００５１】
請求項３の発明は、請求項１に記載の充電装置において、前記電圧検出回路に設けたクランプ回路と前記第２出力回路との間にレベルシフト回路を接続した。
【００５２】
請求項４の発明は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の充電装置において、前記電流検出回路に設けたクランプ回路と前記第１出力回路との間にレベルシフト回路を接続した。
【００５３】
請求項５の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置であって、
前記電圧検出回路は、前記直流出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路と、前記分圧信号を入力する入力端子及び前記出力回路の間に設けられ、前記分圧信号が入力される前記差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記電圧検出回路が判定信号を出力していないときに前記差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタとで構成した。
【００５６】
請求項６の発明は、請求項５に記載の充電装置において、前記電圧検出回路に設けたクランプ回路と前記出力回路との間にレベルシフト回路を接続した。
【００５７】
請求項７の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置に用いられる電流検出回路であって、直流出力電流が流れる検出抵抗の端子間電圧を増幅して出力する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路とで構成し、前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記第１差動増幅器の出力信号が前記基準値以上のとき前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタを設けた。
【００５８】
請求項８の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置に用いられる電圧検出回路であって、直流出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路とで構成し、前記差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記分圧信号が前記基準値以上のとき前記差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタを設けた。
【００５９】
（作用）
請求項１の発明によれば、電流検出回路の第２差動増幅器において、第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子と第１出力回路との間に設けたクランプ回路により、電流検出回路が判定信号を出力していないとき該第２差動増幅器の第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルは、第１基準値に近い値となる。従って、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの該第２差動増幅器が第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなる。その結果、その第３差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電流が設定電流以上のとき、該クランプ回路により、第１出力回路の出力レベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの第１出力回路の出力レベルの間隔は小さくなる。その結果、第１出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
又、電圧検出回路の第３差動増幅器において、分圧信号を入力する入力端子と第２出力回路との間に設けたクランプ回路により、電圧検出回路が判定信号を出力していないとき該第３差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルは、第２基準値に近い値となる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの該第３差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなり、その第３差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電圧が設定電圧以上のとき、該クランプ回路により、第２出力回路のレベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの出力回路のレベルの間隔は小さくなる。その結果、第２出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６０】
請求項２の発明によれば、電流検出回路の第２差動増幅器において、第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子と前記第１出力回路との間に設けたクランプ回路により、電流検出回路が判定信号を出力していないとき該第２差動増幅器の第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルは、第１基準値に近い値となる。従って、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの該第２差動増幅器が第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなる。その結果、その第３差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電流が設定電流以上のとき、該クランプ回路により、第１出力回路の出力レベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの第１出力回路の出力レベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６２】
請求項３の発明によれば、請求項１に記載の作用に加え、レベルシフト回路により出力回路の出力レベルがシフトされる。その結果、次段の制御回路に対応して判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【００６３】
請求項４の発明によれば、請求項１〜３に記載の発明の作用に加え、レベルシフト回路により第１出力回路の出力レベルがシフトされる。その結果、次段の制御回路に対応して判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【００６４】
請求項５の発明によれば、電圧検出回路の差動増幅器において、分圧信号を入力する入力端子と出力回路との間に設けたクランプ回路により、電圧検出回路が判定信号を出力していないとき該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルは、基準値に近い値となる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなり、その差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電圧が設定電圧以上のとき、該クランプ回路により、出力回路のレベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの出力回路のレベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６７】
請求項６の発明によれば、請求項５に記載の発明の作用に加え、レベルシフト回路により出力回路の出力レベルがシフトされる。その結果、次段の制御回路に対応して判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【００６８】
請求項７の発明によれば、第２差動増幅器において、第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子と出力回路との間に設けたクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタにより、電流検出回路が判定信号を出力していないとき該第２差動増幅器の第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルは、第１基準値に近い値となる。従って、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの該第２差動増幅器が第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなる。その結果、その第２差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電流が設定電流以上のとき、該クランプ回路により、出力回路の出力レベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの出力回路の出力レベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６９】
請求項８の発明の発明によれば、差動増幅器において、分圧信号を入力する入力端子と出力回路との間に設けたクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタにより、電圧検出回路が判定信号を出力していないとき該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルは、基準値に近い値となる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなり、その差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電圧が設定電圧以上のとき、該クランプ回路により、出力回路のレベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの出力回路のレベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００７０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明を具体化した充電装置の電気回路を示す。本実施の形態の充電装置は、図５に示す従来の充電装置に対して改良したものである。従って、説明の便宜上、図５に示す従来の充電装置と共通のものは符号を同じにしてその詳細な説明は省略し、異なる部分について説明する。
【００７１】
制御回路部８２は、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８３ｂ及びＰＷＭ制御回路８２ｃを備えている。この制御回路部８２の各回路素子は、電流検出回路８２ａと電圧検出回路８３ｂにそれぞれ設けらているコンデンサＣ１，Ｃ２を除いて１つの半導体チップ上に形成され配線されている。
【００７２】
電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と、次段のＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタとの間にクランプ回路を構成するダイオード１０が接続されている。このダイオード１０は、カソードが第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に、アノードがＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタに接続されている。このダイオード１０は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。そして、ダイオード１０は前記ダイオード９２ｄを製造する工程で該ダイオード９２ｄとともに形成されるようになっている。
【００７３】
電圧検出回路８２ｂにおいて、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と、次段のＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタとの間にクランプ回路を構成するダイオード１１が接続されている。このダイオード１１は、カソードが第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に、アノードがＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタに接続されている。このダイオード１１は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。そして、ダイオード１１は前記ダイオード９４ｄを製造する工程で該ダイオード９４ｄとともに形成されるようになっている。
【００７４】
次に上記のように構成した充電装置の作用について説明する。
今、図６にＤ矢印に示すように、電流制御状態から電圧制御状態に変化した時、直流出力電流Ｉo が１アンペアから３００ミリアンペア、直流出力電圧Ｖo が５ボルトから１２．６ボルトにそれぞれ変化したとする。図２はその変化に基づく各部分の出力波形の模式を示す。
【００７５】
［変化前］
分圧電圧Ｖｄは、１．０ボルトとなる。そして、第３差動増幅器９３ａは低い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃはオフ状態となる。この時、第３差動増幅器９３ａはダイオード１１を介してフィードバックがかかり、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）は、イマジナリ・ショートされ第２基準電圧Ｖ1 に近い値（図２においては２．４ボルト）になっている。従って、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、ダイオード１１のダイオード電圧（０．７ボルト）とその時の２．４ボルトの分圧電圧Ｖｄの値を加算した３．１ボルトとなる。
【００７６】
一方、出力電圧Ｖsaは、２．５ボルトであり、第２差動増幅器９１ｂは高い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、１．３ボルトになるようにしている。
【００７７】
この１．３ボルトの電圧Ｖｙは、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化前の判定出力電圧ＶK となる。
［変化後］
分圧電圧Ｖｄは、２．５ボルトとなる。第３差動増幅器９３ａは高い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、１．８ボルトとなるようにしている。
【００７８】
この１．８ボルトの電圧Ｖｘは、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化後の判定出力電圧ＶK となる。
一方、出力電圧Ｖsaは、０．７５（＝０．３＊０．１＊２５）ボルトとなる。そして、第２差動増幅器９１ｂは低い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃはオフ状態となる。この時、第２差動増幅器９１ｂはダイオード１０を介してフィードバックがかかり、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）は、イマジナリ・ショートされ第１基準電圧Ｖ1 に近い値（図２においては２．４ボルト）になっている。従って、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、ダイオード１０のダイオード電圧（０．７ボルト）とその時の２．４ボルトの出力電圧Ｖsaの値を加算した３．１ボルトとなる。
【００７９】
つまり、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）は２．４ボルトから２．５ボルトとなり、その変化の幅は０．１ボルトとなる。又、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）は、２．５ボルトから２．４ボルトとなり、その変化の幅は０．１ボルトとなる。
【００８０】
さらに、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、３．１ボルトから１．８ボルトとなり、その変化の幅は１．３ボルトとなる。又、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、１．３ボルトから３．１ボルトとなり、その変化の幅は１．８ボルトとなる。
【００８１】
次に上記のように構成した実施の形態の特徴を以下に述べる。
（１）上記実施の形態では、電流検出回路８２ａの増幅回路部９１に設けた第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と出力回路部９２のＮＰＮトランジスタ９２ａのエミッタとの間にダイオード１０を接続した。
【００８２】
従って、負荷の変動によって電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われるとき、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）の変化の幅を０．１ボルトにすることができる。しかも、接続点Ｙの電圧Ｖｙの変化の幅を１．８ボルトにすることができる。
【００８３】
又、上記実施の形態では、電圧検出回路８２ｂの増幅回路部９３に設けた第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と出力部９４のＮＰＮトランジスタ９４ａのエミッタとの間にダイオード１１を接続した。
【００８４】
従って、負荷の変動によって電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われるとき、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）の変化の幅を０．１ボルトにすることができる。又、接続点Ｘの電圧Ｖｘの変化の幅を１．３ボルトとすることができる。
【００８５】
つまり、各変化の幅を小さくすることができるため、電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われる時間を非常に短くすることができる。その結果、切り替わり時間が長いときに負荷の変動に基づいて判定出力電圧ＶK に現れる三角波ＶK との比較範囲を超えるオーバーシュートは現れない。
【００８６】
（２）しかも、図９で示したショットキーバリアダイオード１００，１０１を付加した充電装置では、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）及び第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）の変化の幅を小さくしただけである。これに対して、本実施の形態では電圧Ｖｙ，Ｖｘの変化の幅も小さくすることができようにした。従って、図９で示した充電装置に比べて切り替え時間がさらに短くすることができる。その結果、切り替わり時間が長いときに負荷の変動に基づいて判定出力電圧ＶK に現れる三角波ＶK との比較範囲を超えるオーバーシュートの発生はより確実に防止することができる。
【００８７】
（３）又、本実施の形態は、クランプ回路を構成する前記ダイオード１０，１１は、コンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子とともに１つの半導体チップに形成した。従って、図９に示す充電装置のショットキーバリアダイオード１００，１０１ように外付け部品がないので、回路規模が増大することはない。その結果、携帯機器の小型軽量化に寄与することができる。又、外付け部品を必要としてないことから、充電装置の回路組付け作業も省力化することができる。しかも、ダイオード１０，１１は、他の回路素子とともに同時に形成されるため、新たな製造プロセスを増加させることなく製造することができる。
【００８８】
（第２の実施の形態）
図３は、充電装置の第２の実施の形態を説明するための電気回路を示す。この実施の形態は、前記第１の実施の形態において、電流検出回路８２ａ及び電圧検出回路８２ｂに設けたダイオード１０，１１からなるクランプ回路の構成をそれぞれＰＮＰトランジスタ２０とＮＰＮトランジスタ２１に変更した実施の形態である。従って、第１の実施の形態と同一の構成については同一の符号を付してその詳細を省略し相違する部分について説明する。
【００８９】
制御回路部８２は、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８３ｂ及びＰＷＭ制御回路８２ｃを備えている。この制御回路部８２の各回路素子は、電流検出回路８２ａと電圧検出回路８３ｂにそれぞれ設けらているコンデンサＣ１，Ｃ２を除いて１つの半導体チップ上に形成され配線されている。
【００９０】
電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ａの非反転（＋）入力端子は、外部電源入力端子ＩＮ３に接続されている。本実施の形態では前記第１の実施の形態と相違して半導体チップの内部の形成した第１基準電源９３ｄから第１基準電圧Ｖ1 を供給するのに代えて外部電源から第１基準電圧Ｖ1 に相当する第３基準電圧Ｖ3 を供給するようになっている。従って、第３基準電圧Ｖ3 は２．５ボルト以外の電圧に適宜変更することが容易に行うことができる。つまり、この電流検出回路９２ａは、適宜変更できる外部電源の第３基準電圧Ｖ3 によって前記設定電流Ｉo を変更することが可能にしている。そして、本実施の形態では、設定電流Ｉo を５００ミリアンペアとするために、第３基準電圧Ｖ3 を１．２５ボルトとしている。
【００９１】
又、電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタとの間には、クランプ回路を構成するＰＮＰトランジスタ２０が接続されている。このＰＮＰトランジスタ２０は、コレクタが第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に、エミッタがＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタに接続されている。又、ＰＮＰトランジスタ２０のベースは、２．５ボルトの内部電源Ｖcc1 に接続され、２．５ボルトの電圧が印加されている。このＰＮＰトランジスタ２０は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。このＰＮＰトランジスタ２０は、前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃを製造する工程で該トランジスタ９２ｃとともに形成される。
【００９２】
電圧検出回路８２ｂにおいて、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタとの間には、クランプ回路を構成するＮＰＮトランジスタ２１が接続されている。このＮＰＮトランジスタ２１は、エミッタが第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に、ベースがＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタに接続されている。又、ＮＰＮトランジスタ２１のコレクタは、１６ボルトの内部電源Ｖccに接続され、１６ボルトの電圧が印加されている。このＮＰＮトランジスタ２１は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。そして、ＮＰＮトランジスタ２１は、前記ＮＰＮトランジスタ９４ａを製造する工程で該トランジスタ９４ａとともに形成される。
【００９３】
次に上記のように構成した充電装置の作用について説明する。
今、電流制御状態から電圧制御状態に変化して直流出力電流Ｉo が５００ミリアンペアから３００ミリアンペア、直流出力電圧Ｖo が５ボルトから１２．６ボルトにそれぞれ変化したとする。
【００９４】
［変化前］
分圧電圧Ｖｄは、１．０ボルトとなる。そして、第３差動増幅器９３ａは低い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃはオフ状態となる。この時、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、上昇しＮＰＮトランジスタ２１をオン状態にする。第３差動増幅器９３ａはＮＰＮトランジスタ２１を介してフィードバックがかかった状態となり、差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）は、イマジナリ・ショートされ第２基準電圧Ｖ1 に近い値の２．４になっている。従って、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、ＮＰＮトランジスタ２１のベース・エミッタ電圧（０．７ボルト）とその時の２．４ボルトの分圧電圧Ｖｄの値を加算した３．１ボルトとなる。
【００９５】
一方、出力電圧Ｖsaは、１．２５（＝０．５＊０．１＊２５）ボルトであ。又、第２差動増幅器９１ａの非反転（＋）入力端子には、１．２５ボルトの第３基準電圧Ｖ3 が供給されている。従って、第２差動増幅器９１ｂは高い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、１．３ボルトになる。
【００９６】
この１．３ボルトの電圧Ｖｙは、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化前の判定出力電圧ＶK となる。
［変化後］
分圧電圧Ｖｄは、２．５ボルトとなる。第３差動増幅器９３ａは高い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、１．８ボルトとなるようにしている。
【００９７】
この１．８ボルトの電圧Ｖｘは、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化後の判定出力電圧ＶK となる。又、接続点Ｘの電圧Ｖｘの低下に応答してＮＰＮトランジスタ２１はオフする。即ち、接続点Ｘから第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子側に流れる電流はカットされる。
【００９８】
一方、出力電圧Ｖsaは、０．７５（＝０．３＊０．１＊２５）ボルトとなる。そして、第２差動増幅器９１ｂは低い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃはオフ状態となる。この時、第２差動増幅器９１ｂはＰＮＰトランジスタ２０を介してフィードバックがかかり、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）は、イマジナリ・ショートされ第３基準電圧Ｖ3 に近い値の１. １５ボルトになっている。従って、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、ＰＮＰトランジスタ２０のコレクタ・エミッタ間電圧とその時の１．１５ボルトの出力電圧Ｖsaの値を加算した値となる。
【００９９】
次に上記のように構成した第２の実施の形態の特徴を以下に述べる。
（１）上記第２の実施の形態では、電流検出回路８２ａの増幅部９１に設けた第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と出力部９２のＮＰＮトランジスタ９２ａのエミッタとの間にクランプ回路としてＰＮＰトランジスタ２０を接続した。内部電源Ｖcc1 をＰＮＰトランジスタ２０の動作電源にすると共に、第２差動増幅器９１ｂの非反転（＋）入力端子に電圧値が変更される第３基準電圧Ｖ3 を入力するようにした。
【０１００】
従って、第３基準電圧Ｖ3 を変更するだけで設定電流Ｉosを適宜変更することができる。この場合、第３基準電圧Ｖ3 を１．２５ボルトにすることによって設定電流Ｉosを５００ミリアンペアにすることができる。勿論、第３基準電圧Ｖ3 を２．５ボルトにすることによって設定電流Ｉosを１アンペアにすることができる。
【０１０１】
（２）上記第２の実施の形態では、電圧検出回路８２ｂの増幅回路部９３に設けた第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と出力部９４のＮＰＮトランジスタ９４ａのエミッタとの間にクランプ回路としてＮＰＮトランジスタ２１を接続した。そして、直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖosの時、ＮＰＮトランジスタ２１をオフするようにした。
【０１０２】
従って、直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖosになっている時には、接続点Ｘから第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子側に流れる電流はカットされることになり、消費電力の低減を図ることができる。
【０１０３】
（３）又、第２の実施の形態では、クランプ回路を構成するＰＮＰトランジスタ２０及びＮＰＮトランジスタ２１によって、前記第１の実施の形態の特徴である前記（２），（３）の特徴で述べたと同様に各変化の幅を小さくすることができるため、電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われる時間を非常に短くすることができる。その結果、切り替わり時間が長いときに負荷の変動に基づいて判定出力電圧ＶK に現れる三角波ＶK との比較範囲を超えるオーバーシュートは現れない。
【０１０４】
（４）又、第２の実施の形態は、クランプ回路を構成する各トランジスタ２０，２１は、前記第１の実施の形態と同様にコンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子とともに１つの半導体チップに形成した。従って、図９に示す充電装置のショットキーバリアダイオード１００，１０１ように外付け部品がないので、回路規模が増大することはない。その結果、携帯機器の小型軽量化に寄与することができる。又、外付け部品を必要としてないことから、充電装置の回路組付け作業も省力化することができる。しかも、各トランジスタ２０，２１は、他の回路素子とともに同時に形成されるため、新たな製造プロセスを増加させることなく製造することができる。
【０１０５】
（第３の実施の形態）
図４は、充電装置の第３の実施の形態を説明するための電気回路を示す。この実施の形態は、前記第１の実施の形態のダイオード１０，１１又は第２の実施の形態のトランジスタ２０，２１等からなるクランプ回路に対してレベルシフト回路を付加した実施の形態である。
【０１０６】
電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタとの間には、第１又は第２の実施の形態で説明したダイオード１０又は第２の実施の形態のＰＮＰトランジスタ２０等で構成したクランプ回路３０に対してレベルシフト回路３２が接続されている。レベルシフト回路３２は、例えばダイオードで構成されている。
【０１０７】
そして、クランプ回路３０が第１の実施の形態で説明したダイオード１０とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｙに接続され、カソードがダイオード１０のアノードに接続される。又、クランプ回路３０が第２の実施の形態で説明したＰＮＰトランジスタ２０とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｙに接続され、カソードがＰＮＰトランジスタ２０のエミッタに接続される。
【０１０８】
この結果、このレベルシフト用のダイオードのダイオード電圧分だけ接続点Ｙの電圧Ｖｙはレベルシフトされる。このレベルシフト量は直列に接続するダイオードの数を変更することによって適宜調整することができる。つまり、電圧Ｖｙがレベルシフトされると、判定出力電圧ＶK がレベルシフトされることになる。尚、このレベルシフト回路３２を構成するダイオードは、同様に他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。
【０１０９】
電圧検出回路８２ｂにおいて、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタとの間には、第１又は第２の実施の形態で説明したダイオード１１又は第２の実施の形態のＮＰＮトランジスタ２１等で構成したクランプ回路３１に対してレベルシフト回路３３が接続されている。レベルシフト回路３３は、例えばダイオードで構成されている。
【０１１０】
そして、クランプ回路３１が第１の実施の形態で説明したダイオード１１とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｘに接続され、カソードがダイオード１１のアノードに接続される。又、クランプ回路３１が第２の実施の形態で説明したＮＰＮトランジスタ２１とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｘに接続され、カソードがＮＰＮトランジスタ２１のベースに接続される。
【０１１１】
この結果、このレベルシフト用のダイオードのダイオード電圧分だけ接続点Ｘの電圧Ｖｘはレベルシフトされる。このレベルシフト量は直列に接続するダイオードの数を変更することによって適宜調整することができる。つまり、電圧Ｖｘがレベルシフトされると、判定出力電圧ＶK がレベルシフトされることになる。尚、このレベルシフト回路３３を構成するダイオードは、同様に他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。
【０１１２】
次に上記のように構成した第３の実施の形態の特徴を以下に述べる。
（１）第３の実施の形態では、クランプ回路３０，３１を備えたので、前記第２の実施の形態で説明した（１）〜（４）の優れた特徴を有する。
【０１１３】
（２）第３の実施の形態では、レベルシフト回路３２，３３を設け、接続点Ｘ，Ｙのの電圧Ｖｘ，Ｖｙをレベルシフトさせて判定出力電圧ＶK をレベルシフトさせている。従って、次段のＰＷＭ制御回路８２ｃに設けたコンパレータ９５ａにおいて、三角波ＶT の波形が例えば最大値、最小値が高く設定変更されている場合には、このレベルシフト回路３２，３３により対応することができる。
【０１１４】
（３）第３の実施の形態は、レベルシフト回路３２，３３をそれぞれダイオードにて形成し、同様にコンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子とともに１つの半導体チップに形成した。従って、レベルシフト回路３２，３３のための外付け部品がないので、回路規模が増大することはない。その結果、携帯機器の小型軽量化に寄与することができる。又、外付け部品を必要としてないことから、充電装置の回路組付け作業も省力化することができる。
【０１１５】
尚、本発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、以下の態様で実施してもよい。
（１）上記各実施の形態では、２次電池８８をリチウムイオン電池に対応する充電装置であったが、リチウムイオン電池に限定されずニッケルカドニウム電池、ニッケル水素電池等、その他各種の２次電池の充電装置に応用してもよい。
【０１１６】
（２）第２の実施の形態において、電流検出回路８２ａに設けた第２差動増幅器９１ｂの非反転（＋）入力端子に外部電源Ｖcc1 の第３基準電圧Ｖ3 を入力したが内部電源Ｖ1 を入力する充電装置に実施してもよい。
【０１１７】
（３）上記各実施の形態では、コンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子を１つの半導体チップに形成したが、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８２ｂ、及び、ＰＷＭ制御回路８２ｃをそれぞれ別々の独立した半導体チップに形成してもよい。この場合、規格及び用途に応じて電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８２ｂ、及び、ＰＷＭ制御回路８２ｃを適宜組み合わせることができる。
【０１１８】
勿論、電流検出回路８２ａと電圧検出回路８２ｂ、電圧検出回路８２ｂとＰＷＭ制御回路８２ｃ、又は、電流検出回路８２ａとＰＷＭ検出回路８２ｃを１つの半導体チップに形成してもよい。
【０１１９】
【発明の効果】
請求項１及び２の発明によれば、負荷の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【０１２１】
請求項３の発明によれば、次段の制御回路にあわせて判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【０１２２】
請求項４の発明によれば、次段の制御回路にあわせて判定信号のレベルが適宜変更することができる。
請求項５の発明によれば、負荷の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【０１２５】
請求項６の発明によれば、次段の制御回路にあわせて判定信号のレベルが適宜変更することができる。
請求項７の発明によれば、直流出力電流の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【０１２６】
請求項８の発明によれば、直流出力電圧の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１の実施の形態を説明するための充電装置の電気回路図。
【図２】 第１の実施の形態の動作を説明するための波形図。
【図３】 第２の実施の形態を説明するための充電装置の電気回路図。
【図４】 第３の実施の形態を説明するための充電装置の電気回路図。
【図５】 従来の充電装置の電気回路図。
【図６】 充電装置の出力電流ー出力電圧特性図。
【図７】 ＰＷＭ制御回路部の動作を説明するための波形図。
【図８】 従来の充電装置の動作を説明するための波形図。
【図９】 ショットキーバリアダイオードを加えた充電装置の電気回路図。
【図１０】 ショットキーバリアダイオードを加えた充電装置の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
１０、１１ クランプ回路としてのダイオード
２０ クランプ回路としてのＰＮＰトランジスタ
２１ クランプ回路としてのＮＰＮトランジスタ
３０，３１ クランプ回路
３２、３３ レベルシフト回路
８１ 電源供給回路としてのスイッチングレギュレータ部
８２ａ 電流検出回路
８２ｂ 電圧検出回路
８２ｃ ＰＷＭ制御回路
８７ センス抵抗
９１ 増幅回路部
９１ａ 第１差動増幅器
９１ｂ 第２差動増幅器
９２ 出力回路部
９３ 増幅回路部
９３ａ 第３差動増幅器
９３ｂ、９３ｃ 分圧抵抗
９４ 出力回路部
ＶK 判定出力電圧
Ｉo 直流出力電流
Ｖo 直流出力電圧
Ｉos 設定電流
Ｖos 設定電圧
Ｖｄ 分圧電圧
Ｖsa 出力電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は充電装置に係り、詳しくは２次電池を充電するための充電装置、及び、その充電装置に使用される電流検出回路と電圧検出回路に関する。
【０００２】
近年、携帯電話機、ノート型パソコン等の携帯機器は、使用時間の長時間化に伴い駆動電源に充電可能な２次電池を採用することが多くなっている。しかも、この２次電池は、長時間使用可能なエネルギー密度の高い電池が注目されている。一方、これら２次電池を充電するための充電装置は、２次電池に対して損傷又は劣化させることなく充電ができるものが要求されている。しかも、この種の充電装置は、携帯機器の小型化及び軽量化を図る上で回路規模がより小さなものが求められる。
【０００３】
【従来の技術】
図５は、一般的な携帯機器に装填されている２次電池を充電するための充電装置の電気回路を示す。充電装置は、ＤＣーＤＣコンバータであって、電源供給回路としてのスイッチングレギュレータ部８１と制御回路部８２とを有している。スイッチングレギュレータ部８１は、スイッチングトランジスタ８３、ダイオード８４、コイル８５、コンデンサ８６、及び、検出抵抗としてのセンス抵抗８７を備えている。スイッチングトランジスタ８３はＰチャネルＭＯＳトランジスタであって、ソースに１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加され、ドレインにダイオード８４のカソードが接続されている。前記ダイオード８４のアノードは接地されている。スイッチングトランジスタ８３のドレインには、コイル８５及びセンス抵抗８７を介して出力端子Ｏbattに接続されている。又、コイル８５とセンス抵抗８７の接続点は、コンデンサ８６を介して接地されている。
【０００４】
そして、スイッチングトランジスタ８３のゲートに対して制御回路部８２から制御信号Ｓcnt が入力されると、スイッチングトランジスタ８３はスイッチング制御される。このスイッチング制御により、スイッチングレギュレータ８１は出力端子Ｏbattに接続された２次電池８８に直流出力電圧Ｖo 及び直流出力電流Ｉo を供給する。
【０００５】
因みに、この充電装置は、設定電圧Ｖosを１２．６ボルト、設定電流Ｉosを１アンペアとしている。そして、センス抵抗８７の抵抗値Ｒs を１００ミリオームとしている。
【０００６】
前記制御回路部８２は、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８２ｂ、及び、制御回路としてのＰＷＭ制御回路８２ｃとから構成されている。
電流検出回路８２ａは、出力端子Ｏbattを介して２次電池８８に供給される直流出力電流Ｉo を検出し、該直流出力電流Ｉo が１アンペア（設定電流Ｉos）以上にならないように制御するための回路である。電圧検出回路８２ｂは、出力端子Ｏbattを介して２次電池８８に印加される直流出力電圧Ｖo を検出し、該直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）以上にならないように制御するための回路部である。ＰＷＭ制御回路８２ｃは、電流検出回路８２ａ及び電圧検出回路８２ｂの検出結果に基づいて前記スイッチングレギュレータ部８１のスイッチングトランジスタ８３のオン、オフ時間を制御するための制御回路である。
【０００７】
前記電流検出回路８２ａは、増幅回路部９１と第１出力回路としての出力回路部９２を有している。増幅回路部９１は、第１差動増幅器９１ａ、第２差動増幅器９１ｂ及び第１基準電圧Ｖ１を生成する第１基準電源９１ｃとから構成されている。第１差動増幅器９１ａは、その反転（−）入力端子が出力端子Ｏbattに接続され、非反転（＋）入力端子がコイル８５とセンス抵抗８７の接続点に接続されている。第１差動増幅器９１ａは、前記センス抵抗８７の端子間電圧Ｖs （＝Ｒs ・Ｉo ）を増幅（２５倍に増幅）する。第１差動増幅器９１ａの出力電圧Ｖsaは、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に供給される。第２差動増幅器９１ｂは、その非反転（＋）入力端子に第１基準電源９１ｃからの第１基準電圧Ｖ１が供給される。第２差動増幅器９１ｂは、第１基準電圧Ｖ１に対する出力電圧Ｖsaの値に対応する値となる第１検出信号を出力する。そして、第２差動増幅器９１ｂは、出力電圧Ｖsaが上昇して第１基準電圧Ｖ１に近づくにつれてより高い電圧値となる第１検出信号を増幅し出力する。
【０００８】
因みに、第１基準電圧Ｖ１は、２．５ボルトに設定されている。つまり、設定電流Ｉosは１アンペアである。そして、センス抵抗８７の抵抗値Ｒs は１００ミリオームとしている。従って、直流出力電流Ｉo が設定電流Ｉos、即ち１アンペア流れると、センス抵抗８７の端子間電圧Ｖs （＝Ｒs ・Ｉo ）は、０．１ボルトになる。そして、０．１ボルト以上の端子間電圧Ｖs は、第１差動増幅器９１ａにて２５倍に増幅されて２．５ボルトの出力電圧Ｖsaとなる。そして、第２差動増幅器９１ｂは、２．５ボルトの出力電圧Ｖsaに対応する高電圧の第１検出信号を出力する。反対に、第２差動増幅器９１ｂは直流出力電流Ｉo が設定電流Ｉos未満になると、即ち直流出力電流Ｉo が低いほど低い電圧値の第１検出信号を出力する。
【０００９】
尚、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子は外部入力端子ＩＮ1 にも接続されている。
従って、第２差動増幅器９１ｂは、直流出力電流Ｉo が１アンペア流れると、プラスの高電圧値の第１検出信号を出力する。反対に、第２差動増幅器９１ｂは、直流出力電流Ｉo が１アンペア未満のとき、即ち直流出力電流Ｉo が低いほど低くなる電圧値の第１検出信号を出力する。
【００１０】
電流検出回路８２ａの出力回路部９２は、２つのＮＰＮトランジスタ９２ａ，９２ｂ、１つのＰＮＰトランジスタ９２ｃ、ダイオード９２ｄ及び定電流源９２ｅを備えている。ＮＰＮトランジスタ９２ａは、コレクタに定電流源９２ｅを介して前記１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加され、エミッタに次段のＮＰＮトランジスタ９２ｂのベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタ９２ａのベースにはコンパレータ９１ｂからの第１検出信号が供給され、ＮＰＮトランジスタ９２ａは第１検出信号の電圧値に基づいて動作する。
【００１１】
ＮＰＮトランジスタ９２ｂのコレクタは、ダイオード９２ｄのカソードに接続されているとともに、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ９２ｂのエミッタは、接地されている。前記ダイオード９２ｄのアノードは前記ＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタに接続されている。
【００１２】
前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃのコレクタは接地されている。又、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタはＰＷＭ制御回路８２ｃに接続されているとともに、外部出力端子Ｏ1 に接続されている。この外部出力端子Ｏ1 と前記外部入力端子ＩＮ1 との間には位相補償のためのコンデンサＣ１が接続されている。
【００１３】
従って、前段のＮＰＮトランジスタ９２ａが動作すると、次段のＮＰＮトランジスタ９２ｂは動作される。つまり、直流出力電流Ｉo が上昇し１アンペアに近づくつれて、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電位は低下する。反対に、直流出力電流Ｉo が低下すると、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電位は高電圧に上昇する。
【００１４】
前記電圧検出回路８２ｂは、増幅回路部９３と第２出力回路としての出力回路部９４を有している。増幅回路部９３は、第３差動増幅器９３ａ、分圧抵抗９３ｂ，９３ｃ及び第２基準電圧Ｖ２を生成する第２基準電源９３ｄとから構成される。分圧抵抗９３ｂの一端は前記出力端子Ｏbattに接続され、他端は分圧抵抗９３ｃを介して接地されている。分圧抵抗９３ｂ，９３ｃの抵抗比は直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）の時、両分圧抵抗９３ｂ，９３ｃの接続点の電圧（分圧電圧Ｖｄ）が２．５ボルトとなるように予め設定されている。
【００１５】
第３差動増幅器９３ａは、その反転（−）入力端子が分圧抵抗９３ｂ，９３ｃの接続点に接続され、非反転（＋）入力端子が第２基準電圧Ｖ２の第２基準電源９３ｄに接続されている。又、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子は外部入力端子ＩＮ２にも接続されている。
【００１６】
第３差動増幅器９３ａは第２基準電圧Ｖ２に対する分圧電圧Ｖｄの大きさに対応する値となる第２検出信号を出力する。そして、差動増幅器９３ａは分圧電圧Ｖｄが上昇して第２基準電圧Ｖ２に近づくほどより高い電圧値の第２検出信号を増幅し出力する。
【００１７】
因みに、第２基準電圧Ｖ２は、２．５ボルトに設定されている。つまり、直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）になると、分圧電圧Ｖｄは２．５ボルトになる。第３差動増幅器９３ａは、２．５ボルトの分圧電圧Ｖｄに対応する高電圧の第２検出信号を出力する。反対に、第３差動増幅器９３ａは直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）未満になると、即ち直流出力電圧Ｖo が低いほど低い電圧値の第２検出信号を出力する。
【００１８】
電圧検出回路８２ｂの出力回路部９４は、２つのＮＰＮトランジスタ９４ａ，９４ｂ、１つのＰＮＰトランジスタ９４ｃ、ダイオード９４ｄ及び２つの定電流源９４ｅ，９４ｆを備えている。ＮＰＮトランジスタ９４ａは、コレクタに定電流源９４ｅを介して前記１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加され、エミッタに次段のＮＰＮトランジスタ９４ｂのベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタ９４ａのベースには第３差動増幅器９３ａからの第２検出信号が供給され、ＮＰＮトランジスタ９４ａは第２検出信号の電圧値に基づいて動作する。
【００１９】
ＮＰＮトランジスタ９４ｂのコレクタは、ダイオード９４ｄのカソードに接続されているとともに、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ９２ｂのエミッタは、接地されている。前記ダイオード９４ｄのアノードは前記ＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタに接続されている。
【００２０】
前記ＰＮＰトランジスタ９４ｃのコレクタは接地されている。又、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタは定電流源９４ｆを介して前記１６ボルトの駆動電源電圧Ｖccが印加されているとともに、ＰＷＭ制御回路８２ｃに接続されている。又、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタは、外部出力端子Ｏ２に接続されている。この外部出力端子Ｏ２と前記外部入力端子ＩＮ２との間には位相補償のためのコンデンサＣ２が接続されている。
【００２１】
従って、前段のＮＰＮトランジスタ９４ａが動作すると、次段のＮＰＮトランジスタ９４ｂは動作される。ＮＰＮトランジスタ９４ｂの動作に応答してＰＮＰトランジスタ９４ｃは動作される。
【００２２】
つまり、直流出力電圧Ｖo が上昇して１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）に近づくほど、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電位は低電圧となる。反対に、直流出力電圧Ｖo が低いほど、ＰＮＰトランジスタ９４ｃはオフされ、エミッタの電位は高電圧となる。
【００２３】
このＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタ及び前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタは、ＰＷＭ制御回路８２ｃに接続されている。ＰＷＭ制御回路８２ｃは、コンパレータ９５ａ、三角波発振回路９５ｂ及び出力バッフア９５ｃを備えている。
【００２４】
コンパレータ９５ａは、その反転（−）入力端子が前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃ，９４ｃの各エミッタに接続され、非反転（＋）入力端子が三角波発振回路９５ｂに接続されている。コンパレータ９５ａは、反転（−）入力端子に入力されるＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタ電圧とＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタ電圧の電圧について電位の低いほうの電圧を優先する。つまり、コンパレータ９５ａは、その低い電圧を出力するほうのエミッタの電圧を判定出力電圧ＶK として反転（−）入力端子に入力し比較する。
【００２５】
コンパレータ９５ａはこの判定信号としての判定出力電圧ＶK と前記三角波発振回路９５ｂからの三角波ＶT を比較する。そして、判定出力電圧ＶK が三角波ＶT の値以上になると、コンパレータ９５ａは図７に示すようにＬレベルの出力信号Ｓ１を出力する。反対に、判定出力電圧ＶK が三角波ＶT の値未満の値になると、コンパレータ９５ａはＨレベルの出力信号Ｓ１を出力する。
【００２６】
コンパレータ９５ａからの出力信号Ｓ１は出力バッフア９５ｃに供給される。出力バッファ９５ｃは、コンパレータ９５ａの出力信号に応答してその出力信号Ｓ１と同相の制御信号Ｓcnt を生成し前記スイッチングトランジスタ８３のゲートに供給する。従って、制御信号Ｓcnt がＨレベルの時、スイッチングトランジスタ８３はオフする。制御信号Ｓcnt がＬレベルの時、スイッチングトランジスタ８３はオンする。
【００２７】
尚、制御回路部８２は、前記位相補償のためのコンデンサＣ１，Ｃ２を除く全ての回路素子が１つの半導体チップに形成されている。従って、コンデンサＣ１，Ｃ２は、その半導体チップに対して外付けとなる。
【００２８】
このように構成された制御回路部８２の動作を説明する。出力端子Ｏbattから２次電池８８に供給される直流出力電流Ｉo が設定電流Ｉosの１アンペアになると、電流検出回路８２ａの第１差動増幅器９１ａの出力電圧Ｖsaは２．５ボルトになる。その結果、次段の第２差動増幅器９１ｂの第１検出信号は高電圧値となる。この高電圧値の第１検出信号に対応して出力部９２のＰＮＰトランジスタ９０ｃが動作し、同ＰＮＰトランジスタ９０ｃのエミッタの電位は第１検出信号は高電圧値に対応した低電圧値となる。このエミッタの電位は判定出力電圧ＶK としてＰＷＭ制御回路８２ｂのコンパレータ９５ａに出力される。
【００２９】
この第１検出信号に対応する判定出力電圧ＶK は、三角波ＶT と比較される。この時、判定出力電圧ＶK は、高電圧値の第１検出信号に対応して低電位であるため、コンパレータ９５ａから出力される出力信号Ｓ１のパルス幅（Ｈレベルとなっている時間）は長くなる。従って、スイッチングトランジスタ８３がオンしている時間が短くなり、直流出力電流Ｉo が制限される。つまり、電流検出回路８２ａは、直流出力電流Ｉo が１アンペア（設定電流Ｉos）を以上にならないように電流制御を行っている。
【００３０】
一方、出力端子Ｏbattから２次電池８８に供給される直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖosの１２．６ボルトになると、電圧検出回路８２ｂの分圧電圧Ｖｄは２．５ボルトになる。その結果、次段の第３差動増幅器９３ａの第２検出信号は高電圧値となる。この高電圧の第２検出信号に対応して出力部９４のＰＮＰトランジスタ９４ｃが動作し、同ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電位は第２検出信号の高電圧値に対応した低電圧となる。このエミッタの電位は判定出力電圧ＶK としてＰＷＭ制御回路８２ｂのコンパレータ９５ａに出力される。
【００３１】
この第２検出信号に対応する判定出力電圧ＶK は、三角波ＶT と比較される。この時、判定出力電圧ＶK は高電圧値の第２検出信号に対応して低電位であるため、コンパレータ９５ａから出力される出力信号Ｓ１のパルス幅（Ｈレベルとなっている時間）は長くなる。従って、スイッチングトランジスタ８３がオンしている時間が短くなり、直流出力電圧Ｖo の増大が制限される。つまり、電圧検出回路８２ｂは、直流出力電圧Ｖo が１２．６ボルト（設定電圧Ｖos）以上にならないように電圧制御を行っている。
【００３２】
図６は、この充電装置の直流出力電流Ｉo ー直流出力電圧Ｖo 特性を示す。一般に、空の２次電池８８に対して充電を行う場合、図６にＡ，Ｂ，Ｃ矢印に示す流れにて電流制御及び電圧制御がなされて２次電池８８は充電される。つまり、１２．６ボルトに到達するまでは電流制御がなされ、１２．６ボルトに到達すると電圧制御が行われる。
【００３３】
ところで、携帯機器には、使用時間をより長くするために前記２次電池８８の他にさらに補助電池を装着できるようにしたものがある。充電装置は、この新たに装着された補助電池に対しても２次電池（以下、補助電池に対して主電池）８８とともに、つまり補助電池と２次電池８８を１つの２次電池として充電を行う。この補助電池は、携帯機器に対して容易に取り外しができるため、充電途中で補助電池が取り外される場合がある。この補助電池の取り外しによって、Ｄ矢印、即ちＡ矢印にて示される電流制御状態からＣ矢印にて示す電圧制御状態に負荷が急変する。この負荷の急変は、主電池８８は充電が充分になされ、補助電池は充電が充分になされていない場合に発生する。つまり、主に補助電池に対して電流検出回路８２ａによる電流制御がなされながら充電が行われている時に該補助電池が外されると、主電池８８に対して制御が行われることになる。この時、主電池８８は充分に充電されているために充電装置が電圧検出回路８２ｂによる電圧制御に移るからである。
【００３４】
この電流制御から電圧制御の切り替えは、判定出力電圧ＶK が電流検出回路８２ａのＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタ電圧から電流検出回路８２ａのＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタ電圧に切り替わることを意味する。この切り替わりの時間は短いほど好ましい。この切り替わりが長いと、判定出力電圧ＶK が三角波ＶT の比較範囲を外れてしまって制御不能となる問題が生じていた。これは、以下の理由と考えられる。
【００３５】
今、図６にＤ矢印に示すように、電流制御状態から電圧制御状態に変化した時、直流出力電流Ｉo が１アンペアから３００ミリアンペア、直流出力電圧Ｖo が５ボルトから１２．６ボルトにそれぞれ変化したとする。図８はその変化に基づく各部分の出力波形の模式を示す。
【００３６】
直流出力電圧Ｖo の変化は電圧検出回路８２ｂの第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に供給される分圧電圧Ｖｄに現れる。分圧電圧Ｖｄは、ほぼ１．０ボルトから２．５ボルトに変化する。この分圧電圧Ｖｄの変化により、第３差動増幅器９３ａはこの高い電圧値の第２検出信号にて各トランジスタ９４ａ〜９４ｃを動作させる。この時、トランジスタ９４ａのコレクタと定電流源９４ｅの接続点Ｘの電圧Ｖx は、ほぼ１６ボルトからほぼ１．８ボルトに変化する。従って、この時のＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧は３．２ボルトからほぼ１．８ボルト（判定出力電圧ＶK ）に変化する。尚、この３．２ボルトの値はＰＮＰトランジスタ９４ｃのオフ時のＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧であって、該エミッタに接続された図示しないクランプ回路によって該エミッタの電圧が３．２ボルト以上に上昇しないように制御されているためである。
【００３７】
一方、電流検出回路８２ａの第１差動増幅器９１ａの出力電圧Ｖsaは２．５ボルトから０．７５ボルトに変化する。出力電圧Ｖsaの変化により、次段の第２差動増幅器９１ｂはこの低い電圧値の第１検出信号にて各トランジスタ９２ａ〜９２ｃを動作させる。この時、トランジスタ９２ａのコレクタと定電流源９２ｅの接続点Ｙの電圧Ｖy は、ほぼ１．３ボルトからほぼ１６ボルトに変化する。従って、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電圧は、１．３ボルト（判定出力電圧ＶK ）からほぼ３．２ボルトに変化する。尚、この３．２ボルトは、前記したクランプ回路によって制御されているためである。
【００３８】
即ち、次段のコンパレータ９５ａは、低い電圧のほうを判定出力電圧ＶK としているため、電流制御状態から電圧制御状態に変化する前は、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタにかかる１．３ボルトの電圧が判定出力電圧ＶK となる。又、変化した後は、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタにかかる１．８ボルトの電圧が判定出力電圧ＶK となる。つまり、判定出力電圧ＶK は１．３ボルトから１．８ボルトに切り替わる。この１．３ボルトから１．８ボルトの範囲は三角波ＶT との比較範囲であり、その三角波ＶT の最大値（図７おいてこの場合には２ボルト）と最小値（図７おいてこの場合には１ボルト）は予め設定されていて三角波発振回路９５ｂにて生成されている。
【００３９】
しかしながら、分圧電圧Ｖｄが変化する幅は約１．５ボルトである。一方、出力電圧Ｖsaが変化する幅は、１．７５ボルトである。両変化の幅は非常に大きいため、切り替わり時間が長くなる。同様に、接続点Ｘの電圧Ｖx が変化する幅及び接続点Ｙの電圧Ｖy が変化する幅も大きいため、切り替わり時間がさらに長くなる。この切り替わり時間の長時間化は、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と出力部９４のＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタとの間に接続されたコンデンサＣ２によっても大きくしている。
【００４０】
そして、この切り替わり完了するまでの間に、分圧電圧Ｖｄの変化がコンデンサＣ２を介してＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧、即ち判定出力電圧ＶK に現れる。この分圧電圧Ｖｄの変化に対応する判定出力電圧ＶK は、オーバーシュートして三角波発振回路９５ｂの三角波ＶT との比較範囲を超えた大きな値となると考えられる。
【００４１】
この判定出力電圧ＶK が三角波ＶT との比較範囲を超えた大きな値になっている間、ＰＷＭ制御回路部８２ｃのコンパレータ９５ａの出力電圧Ｓ１、即ち制御信号Ｓcnt はＬレベルのままとなる。従って、スイッチングトランジスタ８３はオン状態のままとなり直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖos以上になり、２次電池（主電池）８８を損傷又は劣化させるおそれが生じる。尚、充電途中で補助電池を装着した場合は、電圧制御から電流制御に切り替わり、同様な問題が生じ２次電池（主電池）８８を破壊又は劣化させている。
【００４２】
近年注目されているエネルギー密度の高く、メモリ効果のないリチウムイオン電池が２次電池８８として使用することが注目されている。特に、このリチウムイオン電池の充電に上記充電装置を使用した場合に、該リチウムイオン電池が過電圧及び過電流に弱いことから上記直流出力電圧Ｖo 及び直流出力電流Ｉo の上昇は好ましくない。
【００４３】
図９は、上記問題を解消するための充電装置の電気回路を示す。この充電装置は、図５に示した充電装置の電流検出回路８２ａ及び電圧検出回路８２ｂに対してショットキーバリアダイオード１００，１０１を付加したものである。図９において、ショットキーバリアダイオード１００は、そのアノードが前記第１基準電圧と同じ２．５ボルトの電源Ｖ1aに接続され、カソードが前記外部出力端子ＩＮ1 に接続されている。このショットキーバリアダイオード１００のダイオード電圧は０．３ボルト程度である。従って、出力電圧Ｖsaは、該ダイオード１００にて構成されるクランプ回路により２．２ボルト（＝２．５−０．３）未満に下がることはない。
【００４４】
一方、ショットキーバリアダイオード１０１は、そのアノードが前記第２基準電圧と同じ２．５ボルトの電源Ｖ2aに接続され、カソードが前記外部出力端子ＩＮ2 に接続されている。このショットキーバリアダイオード１０１のダイオード電圧は０．３ボルト程度である。従って、分圧電圧Ｖｄは、該ダイオード１０１にて構成されるクランプ回路により２．２ボルト（＝２．５−０．３）未満に下がることはない。
【００４５】
この構成により、図１０に示すように、分圧電圧Ｖｄ及び出力電圧Ｖsaが変化する各幅はほぼ０．３ボルトであって、図５に示す充電装置より遥かに小さくなる。従って、次段の各差動増幅器９１ｂ，９３ａの切り替わる時間は短くなる。この切り替わり時間が短くなることにより、分圧電圧Ｖｄの変化に対応する判定出力電圧ＶK の変化の影響を小さく、即ちオーバーシュートして三角波発振回路９５ｂの三角波ＶT との比較範囲を超える期間を短くすることができる。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示す充電装置は負荷の変動により判定出力電圧ＶK が比較範囲を超えてしまう期間を短くするために、ショットキーバリアダイオード１００、１０１をそれぞれ外部出力端子ＩＮ1 ，ＩＮ2 に接続した。つまり、前記制御回路部８２を形成している１つの半導体チップに対してショットキーバリアダイオード１００、１０１を外付けする必要があった。この外付けは、外付け部品の増加につながり回路規模が増大する。その結果、充電装置の組み付け工程が増加するとともに、充電装置の小型軽量化を図る上で問題となる。
【００４７】
本発明は上記問題点を解消するためになされたものであって、その目的は外付け部品を増加させることができ、負荷が変動しても判定出力電圧が比較範囲を超えないように切り替わり時間を短くすることができる充電装置、電流検出回路及び電圧検出回路を提供することにある。
【００４８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置であって、
前記電流検出回路を、前記端子間電圧を増幅する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた第１基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第１出力回路と、前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記第１出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記電流検出回路が判定信号を出力していないときに前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタとで構成し、
前記電圧検出回路を、前記直流出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた第２基準値との差電圧を増幅して出力する第３差動増幅器と、前記第３差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第２出力回路と、前記第３差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記第２出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記電圧検出回路が判定信号を出力していないときに前記第３差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタとで構成した。
【００４９】
請求項２の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置であって、
前記電流検出回路は、前記端子間電圧を増幅する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた第１基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第１出力回路と、前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記第１出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記電流検出回路が判定信号を出力していないときに前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタとで構成した。
【００５１】
請求項３の発明は、請求項１に記載の充電装置において、前記電圧検出回路に設けたクランプ回路と前記第２出力回路との間にレベルシフト回路を接続した。
【００５２】
請求項４の発明は、請求項１乃至３のいずれか１に記載の充電装置において、前記電流検出回路に設けたクランプ回路と前記第１出力回路との間にレベルシフト回路を接続した。
【００５３】
請求項５の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置であって、
前記電圧検出回路は、前記直流出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路と、前記分圧信号を入力する入力端子及び前記出力回路の間に設けられ、前記分圧信号が入力される前記差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記電圧検出回路が判定信号を出力していないときに前記差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタとで構成した。
【００５６】
請求項６の発明は、請求項５に記載の充電装置において、前記電圧検出回路に設けたクランプ回路と前記出力回路との間にレベルシフト回路を接続した。
【００５７】
請求項７の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置に用いられる電流検出回路であって、直流出力電流が流れる検出抵抗の端子間電圧を増幅して出力する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路とで構成し、前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記第１差動増幅器の出力信号が前記基準値以上のとき前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタを設けた。
【００５８】
請求項８の発明は、直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部とを備えた充電装置に用いられる電圧検出回路であって、直流出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路とで構成し、前記差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記分圧信号が前記基準値以上のとき前記差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタを設けた。
【００５９】
（作用）
請求項１の発明によれば、電流検出回路の第２差動増幅器において、第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子と第１出力回路との間に設けたクランプ回路により、電流検出回路が判定信号を出力していないとき該第２差動増幅器の第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルは、第１基準値に近い値となる。従って、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの該第２差動増幅器が第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなる。その結果、その第３差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電流が設定電流以上のとき、該クランプ回路により、第１出力回路の出力レベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの第１出力回路の出力レベルの間隔は小さくなる。その結果、第１出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
又、電圧検出回路の第３差動増幅器において、分圧信号を入力する入力端子と第２出力回路との間に設けたクランプ回路により、電圧検出回路が判定信号を出力していないとき該第３差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルは、第２基準値に近い値となる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの該第３差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなり、その第３差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電圧が設定電圧以上のとき、該クランプ回路により、第２出力回路のレベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの出力回路のレベルの間隔は小さくなる。その結果、第２出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６０】
請求項２の発明によれば、電流検出回路の第２差動増幅器において、第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子と前記第１出力回路との間に設けたクランプ回路により、電流検出回路が判定信号を出力していないとき該第２差動増幅器の第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルは、第１基準値に近い値となる。従って、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの該第２差動増幅器が第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなる。その結果、その第３差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電流が設定電流以上のとき、該クランプ回路により、第１出力回路の出力レベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの第１出力回路の出力レベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６２】
請求項３の発明によれば、請求項１に記載の作用に加え、レベルシフト回路により出力回路の出力レベルがシフトされる。その結果、次段の制御回路に対応して判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【００６３】
請求項４の発明によれば、請求項１〜３に記載の発明の作用に加え、レベルシフト回路により第１出力回路の出力レベルがシフトされる。その結果、次段の制御回路に対応して判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【００６４】
請求項５の発明によれば、電圧検出回路の差動増幅器において、分圧信号を入力する入力端子と出力回路との間に設けたクランプ回路により、電圧検出回路が判定信号を出力していないとき該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルは、基準値に近い値となる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなり、その差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電圧が設定電圧以上のとき、該クランプ回路により、出力回路のレベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの出力回路のレベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６７】
請求項６の発明によれば、請求項５に記載の発明の作用に加え、レベルシフト回路により出力回路の出力レベルがシフトされる。その結果、次段の制御回路に対応して判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【００６８】
請求項７の発明によれば、第２差動増幅器において、第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子と出力回路との間に設けたクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタにより、電流検出回路が判定信号を出力していないとき該第２差動増幅器の第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルは、第１基準値に近い値となる。従って、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの該第２差動増幅器が第１差動増幅器の出力信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなる。その結果、その第２差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電流が設定電流以上のとき、該クランプ回路により、出力回路の出力レベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電流が設定電流以上のときと設定電流未満のときの出力回路の出力レベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００６９】
請求項８の発明の発明によれば、差動増幅器において、分圧信号を入力する入力端子と出力回路との間に設けたクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタにより、電圧検出回路が判定信号を出力していないとき該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルは、基準値に近い値となる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの該差動増幅器の分圧信号を入力する入力端子のレベルの間隔（変化する幅）は小さくなり、その差動増幅器の切り替わり動作は非常に速くなる。しかも、直流出力電圧が設定電圧以上のとき、該クランプ回路により、出力回路のレベルは低く抑えられる。その結果、直流出力電圧が設定電圧以上のときと設定電圧未満のときの出力回路のレベルの間隔は小さくなる。その結果、出力回路の切り替わり動作は非常に速くなる。
【００７０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明を具体化した充電装置の電気回路を示す。本実施の形態の充電装置は、図５に示す従来の充電装置に対して改良したものである。従って、説明の便宜上、図５に示す従来の充電装置と共通のものは符号を同じにしてその詳細な説明は省略し、異なる部分について説明する。
【００７１】
制御回路部８２は、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８３ｂ及びＰＷＭ制御回路８２ｃを備えている。この制御回路部８２の各回路素子は、電流検出回路８２ａと電圧検出回路８３ｂにそれぞれ設けらているコンデンサＣ１，Ｃ２を除いて１つの半導体チップ上に形成され配線されている。
【００７２】
電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と、次段のＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタとの間にクランプ回路を構成するダイオード１０が接続されている。このダイオード１０は、カソードが第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に、アノードがＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタに接続されている。このダイオード１０は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。そして、ダイオード１０は前記ダイオード９２ｄを製造する工程で該ダイオード９２ｄとともに形成されるようになっている。
【００７３】
電圧検出回路８２ｂにおいて、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と、次段のＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタとの間にクランプ回路を構成するダイオード１１が接続されている。このダイオード１１は、カソードが第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に、アノードがＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタに接続されている。このダイオード１１は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。そして、ダイオード１１は前記ダイオード９４ｄを製造する工程で該ダイオード９４ｄとともに形成されるようになっている。
【００７４】
次に上記のように構成した充電装置の作用について説明する。
今、図６にＤ矢印に示すように、電流制御状態から電圧制御状態に変化した時、直流出力電流Ｉo が１アンペアから３００ミリアンペア、直流出力電圧Ｖo が５ボルトから１２．６ボルトにそれぞれ変化したとする。図２はその変化に基づく各部分の出力波形の模式を示す。
【００７５】
［変化前］
分圧電圧Ｖｄは、１．０ボルトとなる。そして、第３差動増幅器９３ａは低い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃはオフ状態となる。この時、第３差動増幅器９３ａはダイオード１１を介してフィードバックがかかり、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）は、イマジナリ・ショートされ第２基準電圧Ｖ1 に近い値（図２においては２．４ボルト）になっている。従って、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、ダイオード１１のダイオード電圧（０．７ボルト）とその時の２．４ボルトの分圧電圧Ｖｄの値を加算した３．１ボルトとなる。
【００７６】
一方、出力電圧Ｖsaは、２．５ボルトであり、第２差動増幅器９１ｂは高い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、１．３ボルトになるようにしている。
【００７７】
この１．３ボルトの電圧Ｖｙは、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化前の判定出力電圧ＶK となる。
［変化後］
分圧電圧Ｖｄは、２．５ボルトとなる。第３差動増幅器９３ａは高い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、１．８ボルトとなるようにしている。
【００７８】
この１．８ボルトの電圧Ｖｘは、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化後の判定出力電圧ＶK となる。
一方、出力電圧Ｖsaは、０．７５（＝０．３＊０．１＊２５）ボルトとなる。そして、第２差動増幅器９１ｂは低い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃはオフ状態となる。この時、第２差動増幅器９１ｂはダイオード１０を介してフィードバックがかかり、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）は、イマジナリ・ショートされ第１基準電圧Ｖ1 に近い値（図２においては２．４ボルト）になっている。従って、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、ダイオード１０のダイオード電圧（０．７ボルト）とその時の２．４ボルトの出力電圧Ｖsaの値を加算した３．１ボルトとなる。
【００７９】
つまり、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）は２．４ボルトから２．５ボルトとなり、その変化の幅は０．１ボルトとなる。又、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）は、２．５ボルトから２．４ボルトとなり、その変化の幅は０．１ボルトとなる。
【００８０】
さらに、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、３．１ボルトから１．８ボルトとなり、その変化の幅は１．３ボルトとなる。又、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、１．３ボルトから３．１ボルトとなり、その変化の幅は１．８ボルトとなる。
【００８１】
次に上記のように構成した実施の形態の特徴を以下に述べる。
（１）上記実施の形態では、電流検出回路８２ａの増幅回路部９１に設けた第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と出力回路部９２のＮＰＮトランジスタ９２ａのエミッタとの間にダイオード１０を接続した。
【００８２】
従って、負荷の変動によって電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われるとき、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）の変化の幅を０．１ボルトにすることができる。しかも、接続点Ｙの電圧Ｖｙの変化の幅を１．８ボルトにすることができる。
【００８３】
又、上記実施の形態では、電圧検出回路８２ｂの増幅回路部９３に設けた第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と出力部９４のＮＰＮトランジスタ９４ａのエミッタとの間にダイオード１１を接続した。
【００８４】
従って、負荷の変動によって電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われるとき、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）の変化の幅を０．１ボルトにすることができる。又、接続点Ｘの電圧Ｖｘの変化の幅を１．３ボルトとすることができる。
【００８５】
つまり、各変化の幅を小さくすることができるため、電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われる時間を非常に短くすることができる。その結果、切り替わり時間が長いときに負荷の変動に基づいて判定出力電圧ＶK に現れる三角波ＶK との比較範囲を超えるオーバーシュートは現れない。
【００８６】
（２）しかも、図９で示したショットキーバリアダイオード１００，１０１を付加した充電装置では、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）及び第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）の変化の幅を小さくしただけである。これに対して、本実施の形態では電圧Ｖｙ，Ｖｘの変化の幅も小さくすることができようにした。従って、図９で示した充電装置に比べて切り替え時間がさらに短くすることができる。その結果、切り替わり時間が長いときに負荷の変動に基づいて判定出力電圧ＶK に現れる三角波ＶK との比較範囲を超えるオーバーシュートの発生はより確実に防止することができる。
【００８７】
（３）又、本実施の形態は、クランプ回路を構成する前記ダイオード１０，１１は、コンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子とともに１つの半導体チップに形成した。従って、図９に示す充電装置のショットキーバリアダイオード１００，１０１ように外付け部品がないので、回路規模が増大することはない。その結果、携帯機器の小型軽量化に寄与することができる。又、外付け部品を必要としてないことから、充電装置の回路組付け作業も省力化することができる。しかも、ダイオード１０，１１は、他の回路素子とともに同時に形成されるため、新たな製造プロセスを増加させることなく製造することができる。
【００８８】
（第２の実施の形態）
図３は、充電装置の第２の実施の形態を説明するための電気回路を示す。この実施の形態は、前記第１の実施の形態において、電流検出回路８２ａ及び電圧検出回路８２ｂに設けたダイオード１０，１１からなるクランプ回路の構成をそれぞれＰＮＰトランジスタ２０とＮＰＮトランジスタ２１に変更した実施の形態である。従って、第１の実施の形態と同一の構成については同一の符号を付してその詳細を省略し相違する部分について説明する。
【００８９】
制御回路部８２は、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８３ｂ及びＰＷＭ制御回路８２ｃを備えている。この制御回路部８２の各回路素子は、電流検出回路８２ａと電圧検出回路８３ｂにそれぞれ設けらているコンデンサＣ１，Ｃ２を除いて１つの半導体チップ上に形成され配線されている。
【００９０】
電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ａの非反転（＋）入力端子は、外部電源入力端子ＩＮ３に接続されている。本実施の形態では前記第１の実施の形態と相違して半導体チップの内部の形成した第１基準電源９３ｄから第１基準電圧Ｖ1 を供給するのに代えて外部電源から第１基準電圧Ｖ1 に相当する第３基準電圧Ｖ3 を供給するようになっている。従って、第３基準電圧Ｖ3 は２．５ボルト以外の電圧に適宜変更することが容易に行うことができる。つまり、この電流検出回路９２ａは、適宜変更できる外部電源の第３基準電圧Ｖ3 によって前記設定電流Ｉo を変更することが可能にしている。そして、本実施の形態では、設定電流Ｉo を５００ミリアンペアとするために、第３基準電圧Ｖ3 を１．２５ボルトとしている。
【００９１】
又、電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタとの間には、クランプ回路を構成するＰＮＰトランジスタ２０が接続されている。このＰＮＰトランジスタ２０は、コレクタが第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に、エミッタがＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタに接続されている。又、ＰＮＰトランジスタ２０のベースは、２．５ボルトの内部電源Ｖcc1 に接続され、２．５ボルトの電圧が印加されている。このＰＮＰトランジスタ２０は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。このＰＮＰトランジスタ２０は、前記ＰＮＰトランジスタ９２ｃを製造する工程で該トランジスタ９２ｃとともに形成される。
【００９２】
電圧検出回路８２ｂにおいて、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタとの間には、クランプ回路を構成するＮＰＮトランジスタ２１が接続されている。このＮＰＮトランジスタ２１は、エミッタが第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に、ベースがＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタに接続されている。又、ＮＰＮトランジスタ２１のコレクタは、１６ボルトの内部電源Ｖccに接続され、１６ボルトの電圧が印加されている。このＮＰＮトランジスタ２１は、他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。そして、ＮＰＮトランジスタ２１は、前記ＮＰＮトランジスタ９４ａを製造する工程で該トランジスタ９４ａとともに形成される。
【００９３】
次に上記のように構成した充電装置の作用について説明する。
今、電流制御状態から電圧制御状態に変化して直流出力電流Ｉo が５００ミリアンペアから３００ミリアンペア、直流出力電圧Ｖo が５ボルトから１２．６ボルトにそれぞれ変化したとする。
【００９４】
［変化前］
分圧電圧Ｖｄは、１．０ボルトとなる。そして、第３差動増幅器９３ａは低い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃはオフ状態となる。この時、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、上昇しＮＰＮトランジスタ２１をオン状態にする。第３差動増幅器９３ａはＮＰＮトランジスタ２１を介してフィードバックがかかった状態となり、差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、分圧電圧Ｖｄ）は、イマジナリ・ショートされ第２基準電圧Ｖ1 に近い値の２．４になっている。従って、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、ＮＰＮトランジスタ２１のベース・エミッタ電圧（０．７ボルト）とその時の２．４ボルトの分圧電圧Ｖｄの値を加算した３．１ボルトとなる。
【００９５】
一方、出力電圧Ｖsaは、１．２５（＝０．５＊０．１＊２５）ボルトであ。又、第２差動増幅器９１ａの非反転（＋）入力端子には、１．２５ボルトの第３基準電圧Ｖ3 が供給されている。従って、第２差動増幅器９１ｂは高い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、１．３ボルトになる。
【００９６】
この１．３ボルトの電圧Ｖｙは、ＰＮＰトランジスタ９２ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化前の判定出力電圧ＶK となる。
［変化後］
分圧電圧Ｖｄは、２．５ボルトとなる。第３差動増幅器９３ａは高い電圧値の第２検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９４ａ〜９４ｃは動作状態となる。この時、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、２．５ボルト以下に低下する。この場合、接続点Ｘの電圧Ｖｘは、１．８ボルトとなるようにしている。
【００９７】
この１．８ボルトの電圧Ｖｘは、ＰＮＰトランジスタ９４ｃのエミッタの電圧と同じであり、変化後の判定出力電圧ＶK となる。又、接続点Ｘの電圧Ｖｘの低下に応答してＮＰＮトランジスタ２１はオフする。即ち、接続点Ｘから第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子側に流れる電流はカットされる。
【００９８】
一方、出力電圧Ｖsaは、０．７５（＝０．３＊０．１＊２５）ボルトとなる。そして、第２差動増幅器９１ｂは低い電圧値の第１検出信号を出力する。その結果、各トランジスタ９２ａ〜９２ｃはオフ状態となる。この時、第２差動増幅器９１ｂはＰＮＰトランジスタ２０を介してフィードバックがかかり、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子に入力される電圧（即ち、出力電圧Ｖsa）は、イマジナリ・ショートされ第３基準電圧Ｖ3 に近い値の１. １５ボルトになっている。従って、接続点Ｙの電圧Ｖｙは、ＰＮＰトランジスタ２０のコレクタ・エミッタ間電圧とその時の１．１５ボルトの出力電圧Ｖsaの値を加算した値となる。
【００９９】
次に上記のように構成した第２の実施の形態の特徴を以下に述べる。
（１）上記第２の実施の形態では、電流検出回路８２ａの増幅部９１に設けた第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と出力部９２のＮＰＮトランジスタ９２ａのエミッタとの間にクランプ回路としてＰＮＰトランジスタ２０を接続した。内部電源Ｖcc1 をＰＮＰトランジスタ２０の動作電源にすると共に、第２差動増幅器９１ｂの非反転（＋）入力端子に電圧値が変更される第３基準電圧Ｖ3 を入力するようにした。
【０１００】
従って、第３基準電圧Ｖ3 を変更するだけで設定電流Ｉosを適宜変更することができる。この場合、第３基準電圧Ｖ3 を１．２５ボルトにすることによって設定電流Ｉosを５００ミリアンペアにすることができる。勿論、第３基準電圧Ｖ3 を２．５ボルトにすることによって設定電流Ｉosを１アンペアにすることができる。
【０１０１】
（２）上記第２の実施の形態では、電圧検出回路８２ｂの増幅回路部９３に設けた第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と出力部９４のＮＰＮトランジスタ９４ａのエミッタとの間にクランプ回路としてＮＰＮトランジスタ２１を接続した。そして、直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖosの時、ＮＰＮトランジスタ２１をオフするようにした。
【０１０２】
従って、直流出力電圧Ｖo が設定電圧Ｖosになっている時には、接続点Ｘから第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子側に流れる電流はカットされることになり、消費電力の低減を図ることができる。
【０１０３】
（３）又、第２の実施の形態では、クランプ回路を構成するＰＮＰトランジスタ２０及びＮＰＮトランジスタ２１によって、前記第１の実施の形態の特徴である前記（２），（３）の特徴で述べたと同様に各変化の幅を小さくすることができるため、電流制御と電圧制御の間で制御の切り替えが行われる時間を非常に短くすることができる。その結果、切り替わり時間が長いときに負荷の変動に基づいて判定出力電圧ＶK に現れる三角波ＶK との比較範囲を超えるオーバーシュートは現れない。
【０１０４】
（４）又、第２の実施の形態は、クランプ回路を構成する各トランジスタ２０，２１は、前記第１の実施の形態と同様にコンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子とともに１つの半導体チップに形成した。従って、図９に示す充電装置のショットキーバリアダイオード１００，１０１ように外付け部品がないので、回路規模が増大することはない。その結果、携帯機器の小型軽量化に寄与することができる。又、外付け部品を必要としてないことから、充電装置の回路組付け作業も省力化することができる。しかも、各トランジスタ２０，２１は、他の回路素子とともに同時に形成されるため、新たな製造プロセスを増加させることなく製造することができる。
【０１０５】
（第３の実施の形態）
図４は、充電装置の第３の実施の形態を説明するための電気回路を示す。この実施の形態は、前記第１の実施の形態のダイオード１０，１１又は第２の実施の形態のトランジスタ２０，２１等からなるクランプ回路に対してレベルシフト回路を付加した実施の形態である。
【０１０６】
電流検出回路８２ａにおいて、第２差動増幅器９１ｂの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９２ａのコレクタとの間には、第１又は第２の実施の形態で説明したダイオード１０又は第２の実施の形態のＰＮＰトランジスタ２０等で構成したクランプ回路３０に対してレベルシフト回路３２が接続されている。レベルシフト回路３２は、例えばダイオードで構成されている。
【０１０７】
そして、クランプ回路３０が第１の実施の形態で説明したダイオード１０とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｙに接続され、カソードがダイオード１０のアノードに接続される。又、クランプ回路３０が第２の実施の形態で説明したＰＮＰトランジスタ２０とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｙに接続され、カソードがＰＮＰトランジスタ２０のエミッタに接続される。
【０１０８】
この結果、このレベルシフト用のダイオードのダイオード電圧分だけ接続点Ｙの電圧Ｖｙはレベルシフトされる。このレベルシフト量は直列に接続するダイオードの数を変更することによって適宜調整することができる。つまり、電圧Ｖｙがレベルシフトされると、判定出力電圧ＶK がレベルシフトされることになる。尚、このレベルシフト回路３２を構成するダイオードは、同様に他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。
【０１０９】
電圧検出回路８２ｂにおいて、第３差動増幅器９３ａの反転（−）入力端子と次段のＮＰＮトランジスタ９４ａのコレクタとの間には、第１又は第２の実施の形態で説明したダイオード１１又は第２の実施の形態のＮＰＮトランジスタ２１等で構成したクランプ回路３１に対してレベルシフト回路３３が接続されている。レベルシフト回路３３は、例えばダイオードで構成されている。
【０１１０】
そして、クランプ回路３１が第１の実施の形態で説明したダイオード１１とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｘに接続され、カソードがダイオード１１のアノードに接続される。又、クランプ回路３１が第２の実施の形態で説明したＮＰＮトランジスタ２１とすると、レベルシフト用のダイオードは、そのアノードが接続点Ｘに接続され、カソードがＮＰＮトランジスタ２１のベースに接続される。
【０１１１】
この結果、このレベルシフト用のダイオードのダイオード電圧分だけ接続点Ｘの電圧Ｖｘはレベルシフトされる。このレベルシフト量は直列に接続するダイオードの数を変更することによって適宜調整することができる。つまり、電圧Ｖｘがレベルシフトされると、判定出力電圧ＶK がレベルシフトされることになる。尚、このレベルシフト回路３３を構成するダイオードは、同様に他の回路素子とともに半導体チップ上に形成されている。
【０１１２】
次に上記のように構成した第３の実施の形態の特徴を以下に述べる。
（１）第３の実施の形態では、クランプ回路３０，３１を備えたので、前記第２の実施の形態で説明した（１）〜（４）の優れた特徴を有する。
【０１１３】
（２）第３の実施の形態では、レベルシフト回路３２，３３を設け、接続点Ｘ，Ｙのの電圧Ｖｘ，Ｖｙをレベルシフトさせて判定出力電圧ＶK をレベルシフトさせている。従って、次段のＰＷＭ制御回路８２ｃに設けたコンパレータ９５ａにおいて、三角波ＶT の波形が例えば最大値、最小値が高く設定変更されている場合には、このレベルシフト回路３２，３３により対応することができる。
【０１１４】
（３）第３の実施の形態は、レベルシフト回路３２，３３をそれぞれダイオードにて形成し、同様にコンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子とともに１つの半導体チップに形成した。従って、レベルシフト回路３２，３３のための外付け部品がないので、回路規模が増大することはない。その結果、携帯機器の小型軽量化に寄与することができる。又、外付け部品を必要としてないことから、充電装置の回路組付け作業も省力化することができる。
【０１１５】
尚、本発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、以下の態様で実施してもよい。
（１）上記各実施の形態では、２次電池８８をリチウムイオン電池に対応する充電装置であったが、リチウムイオン電池に限定されずニッケルカドニウム電池、ニッケル水素電池等、その他各種の２次電池の充電装置に応用してもよい。
【０１１６】
（２）第２の実施の形態において、電流検出回路８２ａに設けた第２差動増幅器９１ｂの非反転（＋）入力端子に外部電源Ｖcc1 の第３基準電圧Ｖ3 を入力したが内部電源Ｖ1 を入力する充電装置に実施してもよい。
【０１１７】
（３）上記各実施の形態では、コンデンサＣ１，Ｃ２を除く制御回路部８２の各回路素子を１つの半導体チップに形成したが、電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８２ｂ、及び、ＰＷＭ制御回路８２ｃをそれぞれ別々の独立した半導体チップに形成してもよい。この場合、規格及び用途に応じて電流検出回路８２ａ、電圧検出回路８２ｂ、及び、ＰＷＭ制御回路８２ｃを適宜組み合わせることができる。
【０１１８】
勿論、電流検出回路８２ａと電圧検出回路８２ｂ、電圧検出回路８２ｂとＰＷＭ制御回路８２ｃ、又は、電流検出回路８２ａとＰＷＭ検出回路８２ｃを１つの半導体チップに形成してもよい。
【０１１９】
【発明の効果】
請求項１及び２の発明によれば、負荷の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【０１２１】
請求項３の発明によれば、次段の制御回路にあわせて判定信号のレベルが適宜変更することができる。
【０１２２】
請求項４の発明によれば、次段の制御回路にあわせて判定信号のレベルが適宜変更することができる。
請求項５の発明によれば、負荷の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【０１２５】
請求項６の発明によれば、次段の制御回路にあわせて判定信号のレベルが適宜変更することができる。
請求項７の発明によれば、直流出力電流の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【０１２６】
請求項８の発明によれば、直流出力電圧の変動に対してその制御切り替え時間を短時間にすることができる。その結果、切り替わりが短時間なため、切り替わり時に生ずる制御不能状態を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１の実施の形態を説明するための充電装置の電気回路図。
【図２】 第１の実施の形態の動作を説明するための波形図。
【図３】 第２の実施の形態を説明するための充電装置の電気回路図。
【図４】 第３の実施の形態を説明するための充電装置の電気回路図。
【図５】 従来の充電装置の電気回路図。
【図６】 充電装置の出力電流ー出力電圧特性図。
【図７】 ＰＷＭ制御回路部の動作を説明するための波形図。
【図８】 従来の充電装置の動作を説明するための波形図。
【図９】 ショットキーバリアダイオードを加えた充電装置の電気回路図。
【図１０】 ショットキーバリアダイオードを加えた充電装置の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
１０、１１ クランプ回路としてのダイオード
２０ クランプ回路としてのＰＮＰトランジスタ
２１ クランプ回路としてのＮＰＮトランジスタ
３０，３１ クランプ回路
３２、３３ レベルシフト回路
８１ 電源供給回路としてのスイッチングレギュレータ部
８２ａ 電流検出回路
８２ｂ 電圧検出回路
８２ｃ ＰＷＭ制御回路
８７ センス抵抗
９１ 増幅回路部
９１ａ 第１差動増幅器
９１ｂ 第２差動増幅器
９２ 出力回路部
９３ 増幅回路部
９３ａ 第３差動増幅器
９３ｂ、９３ｃ 分圧抵抗
９４ 出力回路部
ＶK 判定出力電圧
Ｉo 直流出力電流
Ｖo 直流出力電圧
Ｉos 設定電流
Ｖos 設定電圧
Ｖｄ 分圧電圧
Ｖsa 出力電圧
Claims (8)
- 直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、
前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、
前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、
前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部と
を備えた充電装置であって、
前記電流検出回路を、
前記端子間電圧を増幅する第１差動増幅器と、
前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた第１基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、
前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第１出力回路と、
前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記第１出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記電流検出回路が判定信号を出力していないときに前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタと
で構成し、
前記電圧検出回路を、
前記直流出力電圧を分圧する分圧回路と、
前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた第２基準値との差電圧を増幅して出力する第３差動増幅器と、
前記第３差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第２出力回路と、
前記第３差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記第２出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記電圧検出回路が判定信号を出力していないときに前記第３差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタと
で構成した充電装置。 - 直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、
前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、
前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、
前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部と
を備えた充電装置であって、
前記電流検出回路は、
前記端子間電圧を増幅する第１差動増幅器と、
前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた第１基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、
前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する第１出力回路と、
前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記第１出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記電流検出回路が判定信号を出力していないときに前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタと
で構成した充電装置。 - 請求項１に記載の充電装置において、前記電圧検出回路に設けたクランプ回路と前記第２出力回路との間にレベルシフト回路を接続した充電装置。
- 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の充電装置において、前記電流検出回路に設けたクランプ回路と前記第１出力回路との間にレベルシフト回路を接続した充電装置。
- 直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、
前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、
前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、
前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部と
を備えた充電装置であって、
前記電圧検出回路は、
前記直流出力電圧を分圧する分圧回路と、
前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路と、
前記分圧信号を入力する入力端子及び前記出力回路の間に設けられ、前記分圧信号が入力される前記差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記電圧検出回路が判定信号を出力していないときに前記差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタと
で構成した充電装置。 - 請求項５に記載の充電装置において、前記電圧検出回路に設けたクランプ回路と前記出力回路との間にレベルシフト回路を接続した充電装置。
- 直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、
前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、
前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、
前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部と
を備えた充電装置に用いられる電流検出回路であって、
直流出力電流が流れる検出抵抗の端子間電圧を増幅して出力する第１差動増幅器と、
前記第１差動増幅器の出力信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する第２差動増幅器と、
前記第２差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路と
で構成し、
前記第１差動増幅器の出力端子にコレクタが接続されており、前記出力回路にエミッタが接続されており、ベースに内部電源電圧が印加されている、前記第１差動増幅器の出力信号が前記基準値以上のとき前記第２差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＰＮＰトランジスタを設けた電流検出回路。 - 直流出力電流を検出抵抗を介して出力する電源供給回路と、
前記検出抵抗の端子間電圧を増幅して検出する電流検出回路と、
前記電源供給回路から出力される直流出力電圧を増幅して検出する電圧検出回路と、
前記直流出力電流が予め定めた設定電流のときには前記電流検出回路の出力信号を判定信号とし、前記直流出力電圧が予め定めた設定電圧のときには前記電圧検出回路の出力信号を判定信号として選択し、この選択した判定信号に基づいてそれぞれ前記電源供給回路の直流出力電流及び直流出力電圧を制御するための制御信号を生成する制御回路部と
を備えた充電装置に用いられる電圧検出回路であって、
直流出力電圧を分圧する分圧回路と、
前記分圧回路の分圧信号に基づいて予め定めた基準値との差電圧を増幅して出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力信号に基づいて判定信号を出力する出力回路と
で構成し、
前記差動増幅器の入力端子にエミッタが接続されており、前記出力回路にベースが接続されており、コレクタに駆動電源電圧が印加されている、前記分圧信号が前記基準値以上のとき前記差動増幅器の入力をクランプさせるクランプ回路としてのＮＰＮトランジスタを設けた電圧検出回路。
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| TW465166B (en) * | 1999-02-19 | 2001-11-21 | Fuji Electric Co Ltd | Non-insulating DC-DC converter |
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| US4152635A (en) * | 1977-07-14 | 1979-05-01 | Research Development Systems, Inc. | Battery charger |
| US4945445A (en) * | 1988-09-29 | 1990-07-31 | Gentron Corporation | Current sense circuit |
| US5023541A (en) * | 1990-03-23 | 1991-06-11 | Hewlett-Packard Company | Power supply control circuit having constant voltage and constant current modes |
| US5039934A (en) * | 1990-05-22 | 1991-08-13 | Keithley Instruments, Inc. | Control for voltage/current source with current/voltage limiting |
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| US5191278A (en) * | 1991-10-23 | 1993-03-02 | International Business Machines Corporation | High bandwidth low dropout linear regulator |
| US5359281A (en) * | 1992-06-08 | 1994-10-25 | Motorola, Inc. | Quick-start and overvoltage protection for a switching regulator circuit |
| DE69222762T2 (de) * | 1992-07-30 | 1998-02-12 | St Microelectronics Srl | Steuerungsteil und Fehlerverstärker enthaltende Vorrichtung mit einer Schaltung zum Messen der auf einen Spannungssollwert bezogenen Spannungsschwankungen |
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