JP2008295158A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源起動時に負荷条件が軽く設定されている場合において、オーバーシュートが発生しない立ち上がりを可能とするソフトスタート機能を有する電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明の電源装置は、誤差増幅器が出力直流電圧と目標値と間の誤差に応じた誤差信号を出力し、この誤差信号に基づいて制御部が負荷に供給する電力を調整しており、起動時の出力直流電圧が目標値未満に設定された所定値を越えたときから、誤差信号を所定時間だけ所定レベルに制限する制限回路を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明はバッテリ等の直流電源から直流電圧が入力され、制御された直流電圧を出力する電源装置に関し、特に電源装置におけるソフトスタートの技術に関する。

電源装置には、電圧制御素子を負荷に直列に接続したシリーズレギュレータや、スイッチング素子を用いたスイッチングレギュレータ等の電力変換方式がある。電源装置が安定な出力直流電圧を負荷に供給するために、いずれの方式にも共通するのは、出力直流電圧を検出して帰還動作する構成であり、出力直流電圧が目標値より低ければ供給電力を増加し、出力電圧が目標値より高ければ供給電力を低減している。このため、出力直流電圧が目標値に到達しようとしている電源装置の起動時においては、供給電力を能力限界まで増大させるため、入力直流電源からの突入電流が流れるという問題がある。また、出力直流電圧が目標値を越えた後に供給電力を低減する構成であるため、負荷に過剰に電力を供給するオーバーシュートが出力直流電圧において発生してしまうという問題がある。

このような起動時において生じる入力突入電流を抑制するために用いられる技術が、起動時の供給電力を制限するソフトスタートである。図１１は、特許文献１に開示されているソフトスタートを備えた従来の電源装置の構成を示す回路構成図である。

図１１において、バッテリ等の入力直流電源２０１は、入力直流電圧Ｖｉを生成して出力する。スイッチングトランジスタ２０２、ダイオード２０３、インダクタ２０４、及び出力コンデンサ２０５により、降圧コンバータと呼ばれる電圧変換部が構成されている。この電圧変換部は、入力直流電圧Ｖｉを出力直流電圧Ｖｏに変換して、出力コンデンサ２０５から負荷２０６へ出力直流電圧Ｖｏを供給する。基準電圧源２０７は、出力直流電圧Ｖｏの目標とする基準電圧を生成する。誤差増幅器２０８は、出力直流電圧Ｖｏと基準電圧との差電圧を増幅して誤差信号Ｖｅを出力する。比較回路２０９は、出力直流電圧Ｖｏを所定値と比較する。この所定値は、例えば基準電圧の９５％に設定される。

ＰＷＭ回路２１０は、入力された誤差信号Ｖｅに基づいたパルス幅を有する駆動パルスを生成して出力する。ＰＷＭ回路２１０から出力された駆動パルスに従って、スイッチングトランジスタ２０２はオンオフ動作を繰り返す。スイッチングトランジスタ２０２がオンオフ動作を繰り返すことにより、入力直流電圧Ｖｉがチョッピングされ、ダイオード２０３で整流された後、インダクタ２０４と出力コンデンサ２０５により平滑されて、出力直流電圧Ｖｏが負荷２０６へ供給される。出力直流電圧Ｖｏはスイッチングトランジスタ２０２のスイッチング周期に占めるオン時間の割合（以降、デューティ比と称する）が大きいと高くなる。クランプ回路２１１には比較回路２０９の出力が入力される。クランプ回路２１１は、出力直流電圧Ｖｏが所定値に達していない期間において、誤差信号Ｖｅの上昇を抑制して、誤差信号を所定の値に制限する。

また、図１１において、誤差増幅器２０８が生成する誤差信号Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと上昇し、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと下降する。通常動作時において、クランプ回路２１１は動作せず、誤差増幅器２０８が生成する誤差信号ＶｅはＰＷＭ回路２１０に直接入力される。ＰＷＭ回路２１０から出力された駆動パルスのパルス幅は、誤差信号Ｖｅが高いほど大きくなる。即ち、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと、誤差信号Ｖｅの電圧は上昇し、スイッチングトランジスタ２０２のデューティ比は大きくなり、出力直流電圧Ｖｏを高くする。逆に、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと、誤差信号Ｖｅは下降し、スイッチングトランジスタ２のデューティ比は小さくなり、出力直流電圧Ｖｏを低減する。このような帰還動作によって、出力直流電圧Ｖｏは基準電圧に等しくなるように制御される。

一方、起動時においては、出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達していないため、クランプ回路２１１が動作し、ＰＷＭ回路２１０に入力される誤差信号Ｖｅがクランプ電圧に制限される。実際には高電位な誤差信号Ｖｅより低いクランプ電圧がＰＷＭ回路２１０に入力されるため、スイッチングトランジスタ２０２のデューティ比は小さくなって供給電力が制限される。この結果、従来の電源装置において突入電流の発生を防止している。この電源装置においては、出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達すると、供給電力の制限は解除され、出力直流電圧Ｖｏを基準電圧に調整する通常動作に移行する。
特開２００５−２６９８３８号公報

しかしながら、上記のように構成された従来のソフトスタート機能を有する電源装置において、突入電流は制限できるが、出力直流電圧Ｖｏが設定電圧に到達して供給電力の制限が解除されると、負荷２０６が軽い場合には出力直流電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生する。この問題を解決するために、突入電流制限のための供給電力の制限を起動後まで継続させるという方法があるが、オーバーシュートを抑制するための供給電力の制限レベルが、突入電流制限のための供給電力の制限レベルより小さい場合、オーバーシュートを十分に抑制できないといった問題があった。

本発明は、確実なソフトスタートが可能な電源装置を提供することを目的とし、特に、電源起動時に負荷条件が軽く設定されている場合においても、オーバーシュートの発生しない立ち上がりが可能なソフトスタート機能を有する電源装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明の第１の観点の電源装置は、入力直流電圧を出力直流電圧に変換して負荷に電力を供給する電源装置であって、
前記出力直流電圧と目標値と間の誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、
前記誤差信号に基づいて負荷に供給する電力を調整する制御部と、
起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから、前記誤差信号を所定時間だけ所定レベルに制限する制限回路と、を備えた電源装置である。
このように構成された電源装置は、電源起動時に負荷条件が軽く設定されている場合において、オーバーシュートの発生しない立ち上がりが可能となる。

本発明の第２の観点の電源装置において、前記第１の観点の前記制限回路は、起動時の前記出力直流電圧が前記所定値に達するまでは、前記誤差信号を第１の所定レベルに制限し、起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから、前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限するよう構成してもよい。

本発明の第３の観点の電源装置において、前記第２の観点の前記制限回路は、前記出力直流電圧を前記目標値未満の値と比較する比較回路と、前記比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記所定値に達するまでは前記誤差信号を第１の所定レベルに制限する第１のクランプ回路と、前記比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限する第２のクランプ回路と、を具備するよう構成してもよい。

本発明の第４の観点の電源装置は、前記第３の観点の前記第２のクランプ回路において、前記比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限し、起動時の前記出力直流電圧と目標値と間の誤差が基準電圧以下になったとき前記第２の所定レベルの制限を解除するよう構成してもよい。

本発明の第５の観点の電源装置において、前記第２の観点の前記制限回路は、前記出力直流電圧を前記目標値未満の第１の値と比較する第１の比較回路と、前記出力直流電圧を前記目標値未満で前記第１の値を超える第２の値と比較する第２の比較回路と、前記第１の比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記所定値に達するまでは前記誤差信号を第１の所定レベルに制限する第１のクランプ回路と、前記第１の比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限する第２のクランプ回路と、を具備し、前記第２の比較回路の出力に基づき前記第２の所定レベルの制限を解除するよう構成してもよい。

本発明の第６の観点の電源装置において、前記第１又は第２の観点の前記所定時間は、前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えてから前記目標値に達するまでの期間に設定してもよい。

本発明の第７の観点の電源装置において、前記第１から第５の観点の前記制御部は、スイッチと整流器とインダクタとを有する電圧変換部と、前記誤差信号に従って前記スイッチをオンオフ制御するＰＷＭ回路と、を具備する構成としてもよい。

本発明の第８の観点の電源装置において、前記第７の観点の前記ＰＷＭ回路は、前記電圧変換部に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力と前記誤差信号とに基づいて前記スイッチのオンオフのタイミングを設定するタイミング設定回路と、を有して構成してもよい。

本発明によれば、出力直流電圧が目標値に達する直前に供給電力を制限するよう構成されているため、軽負荷の起動時においても出力オーバーシュートを確実に抑制することができる電源装置を提供することができる。

以下、本発明の電源装置に係る好適な実施の形態について、添付の図面を参照しつつ説明する。

第１の実施形態
以下、本発明に係る第１の実施形態の電源装置について図１及び図２を参照しつつ説明する。図１は本発明に係る第１の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図である。図２は図１に示した電源装置の起動時における各部の動作波形図である。

図１において、バッテリ等の入力直流電源１は、入力直流電圧Ｖｉを生成し出力する。スイッチングトランジスタ２、ダイオード３、インダクタ４、及び出力コンデンサ５により、降圧コンバータと呼ばれる電圧変換部が構成されており、この電圧変換部が入力直流電圧Ｖｉを出力直流電Ｖｏに変換して、出力コンデンサ５から負荷６へ供給する。基準電圧源７は、出力直流電圧Ｖｏが目標とする基準電圧を生成する。誤差増幅器８は、出力直流電圧Ｖｏと基準電圧との差電圧を増幅して誤差信号Ｖｅを出力する。比較回路９は、比較器９０と２つの抵抗９１，９２を具備しており、比較器９０によって出力直流電圧Ｖｏが所定値と比較される。比較器９０において比較される所定値は、抵抗９１及び抵抗９２によって基準電圧を分圧して形成され、例えば基準電圧の９５％に形成される。ＰＷＭ回路１０は、誤差信号Ｖｅが入力され、入力された誤差信号Ｖｅに基づいたパルス幅を有する駆動パルスＶｇを出力する。ＰＷＭ回路１０から出力された駆動パルスＶｇに従ってスイッチングトランジスタ２がオンオフ動作を繰り返す。スイッチングトランジスタ２がオンオフ動作を繰り返すことにより、入力直流電圧Ｖｉがチョッピングされ、ダイオード３で整流した後、インダクタ４と出力コンデンサ５によって平滑されて出力直流電圧Ｖｏが負荷６へ供給される。出力直流電圧Ｖｏはスイッチングトランジスタ２のスイッチング周期に占めるオン時間の割合（以降、デューティ比と称する）が大きいと高くなる。第１の実施形態の電源装置においては、スイッチングトランジスタ２、ダイオード３、インダクタ４及び出力コンデンサ５により構成された降圧コンバータと、ＰＷＭ回路１０とにより制御部が構成されている。

制限回路である第１のクランプ回路１１は、比較回路９の出力信号で駆動されるトランジスタ１１０と、抵抗１１１と、この抵抗１１１に定電流を供給する定電流源１１２と、抵抗１１１と定電流源１１２との接続点に発生する電圧によって駆動されるトランジスタ１１３とにより構成されている。トランジスタ１１０がオン状態の場合、トランジスタ１１３は、トランジスタ１１０のソース−ゲート電圧Ｖｔと抵抗１１１に発生した定電圧Ｖｒとの加算電圧（Ｖｔ＋Ｖｒ）がゲートに印加されて、オン状態になるように設定されている。一方、トランジスタ１１０がオフ状態の場合、トランジスタ１１３には入力電圧Ｖｉがゲートに印加されて、トランジスタ１１３はオフ状態になるように設定されている。

制限回路である第２のクランプ回路１２は、比較回路９の出力信号を積分する抵抗１２０とコンデンサ１２１との積分回路と、コンデンサ１２１の電圧を反転するインバータ１２２と、インバータ１２２の出力信号と比較回路９の出力信号との否定論理積を出力するＮＡＮＤ回路１２３と、ＮＡＮＤ回路１２３の出力で駆動されるトランジスタ１２４とを有して構成される。

次に、上記のように構成された第１の実施形態の電源装置の動作について説明する。まず、第１の実施形態の電源装置における通常時の動作について説明する。

図１において、誤差増幅器８が生成する誤差信号Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと上昇し、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと下降する。通常動作時においては、後述するように、第１のクランプ回路１１と第２のクランプ回路１２は動作せず、誤差増幅器８が生成する誤差信号ＶｅがＰＷＭ回路１０にそのまま直接入力される。ＰＷＭ回路１０から出力される駆動パルスＶｇのパルス幅は、誤差信号Ｖｅが高いほど大きくなる。即ち、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと、誤差信号Ｖｅは上昇し、スイッチングトランジスタ２のデューティ比は大きくなり、出力直流電圧Ｖｏを高くする。

逆に、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと、誤差信号Ｖｅは下降し、スイッチングトランジスタ２のデューティ比は小さくなり、出力直流電圧Ｖｏを低減する。このような帰還動作によって、出力直流電圧Ｖｏは基準電圧に等しくなるように制御される。ここで、第１のクランプ回路１１では、入力される比較回路９のＨレベルの出力信号によってトランジスタ１１０はオフ状態であり、トランジスタ１１３もオフ状態である。また、第２のクランプ回路１２では、入力される比較回路９のＨレベルの出力信号によってコンデンサ１２１は充電されており、インバータ１２２はＬレベルを出力している。このため、ＮＡＮＤ回路１２３はＨレベルを出力し、トランジスタ１２４はオフ状態である。

次に、起動時の動作について図２を用いて説明する。図２は図１に示した電源装置の起動時における各部の動作波形図である。
図２において、（ａ）は出力直流電圧Ｖｏを示す波形であり、（ｂ）は比較回路９の出力信号Ｖ９を示す波形であり、（ｃ）及び（ｄ）はそれぞれ第２のクランプ回路１２のインバータ１２２の入力信号Ｖ１２１と出力信号Ｖ１２２を示す波形であり、（ｅ）は誤差信号Ｖｅを示す波形であり、（ｆ）はスイッチングトランジスタ２を駆動するＰＷＭ回路１０の出力である駆動パルスＶｇを示す波形である。

まず、出力直流電圧Ｖｏが目標値未満である所定値（基準電圧の９５％）に達していない起動時においては、比較回路９の出力Ｖ９はＬレベルであり、ＰＷＭ回路１０に入力される誤差信号Ｖｅは、第１のクランプ回路１１のトランジスタ１１０のソース−ゲート電圧Ｖｔと抵抗１１１の電圧Ｖｒとトランジスタ１１３のソース−ゲート電圧Ｖｔとの加算電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限される。実際には高電位になろうとしている誤差信号Ｖｅが、第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限されてＰＷＭ回路１０に入力されるので、スイッチングトランジスタ２のデューティ比は小さくなって供給電力が制限される。この結果、第１の実施形態の電源装置においては、突入電流の発生を防止することができる。この期間において、第２のクランプ回路１２では、入力される比較回路９のＬレベルの出力信号によってＮＡＮＤ回路１２３はＨレベルを出力し、トランジスタ１２４はオフ状態である。尚、コンデンサ１２１はＬレベルに放電されており、インバータ１２２の出力信号Ｖ１２２はＨレベルを出力している。

図２の時刻ｔ１において出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達すると、比較回路９の出力Ｖ９はＨレベルとなって第１のクランプ回路１１によるクランプ制限は解除される。同時に、第２のクランプ回路１２においては、インバータ１２２の出力信号Ｖ１２２はＨレベルを出力しており、比較回路９の出力信号がＨレベルとなるので、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＬレベルとなる。従って、トランジスタ１２４がオン状態となって、誤差信号Ｖｅがトランジスタ１２４のソース−ゲート電圧Ｖｔに制限される。このように、第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に代わって第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限された誤差信号ＶｅがＰＷＭ回路１０に入力されることにより、スイッチングトランジスタ２のデューティ比はさらに小さくなり、出力直流電圧Ｖｏの上昇速度をさらに抑えてオーバーシュートの発生が防止される。この制限は、抵抗１２０によるコンデンサ１２１の充電が進み、インバータ１２２が反転してＬレベルを出力するまで続く。図２の時刻ｔ２において、インバータ１２２の入力信号Ｖ１２１が、出力信号Ｖ１２２をＨレベルからＬレベルに切替る閾値を越え、インバータ１２２の出力信号Ｖ１２２がＬレベルになると、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＨレベルとなり、トランジスタ１２４をオフ状態とする。トランジスタ１２４がオフ状態となると、誤差電圧Ｖｅは第２のクランプ電圧（Ｖｔ）による制限から解放されて、出力直流電圧Ｖｏを基準電圧に制御する通常動作に移行する。

上記のように、第１の実施形態の電源装置は、出力直流電圧Ｖｏが目標値未満である所定値に達していない軽負荷起動時の期間においては、誤差信号Ｖｅが第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限され、供給電力を制限して突入電流の発生を防止している。そして、出力直流電圧Ｖｏが所定値に達してから所定期間においては、誤差信号Ｖｅが第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限され、出力直流電圧Ｖｏの上昇速度がさらに抑制され、オーバーシュートの発生が確実に防止されている。

第２の実施形態
以下、本発明に係る第２の実施形態の電源装置について添付の図３及び図４を参照しつつ説明する。図３は本発明に係る第２の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図である。図４は図３に示した電源装置の起動時における各部の動作波形図である。図３に示す第２の実施形態の電源装置において、前述の第１の実施形態の電源装置と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。第２の実施形態の電源装置において、第１の実施形態の電源装置と異なる点は、誤差増幅器８の出力に抵抗８０を接続し、誤差増幅器８の出力（Ｖｅ）が抵抗８０を介してＰＷＭ回路１０に入力（Ｖｅ２）されている点と、制限回路である第２のクランプ回路１２ａの構成である。第２の実施形態の電源装置における第２のクランプ回路１２ａにおいては、図１に示した第１の実施形態における第２のクランプ回路１２と区別するため符号１２ａを付した。

図３に示すように、第２のクランプ回路１２ａは、ＮＡＮＤ回路１２３とトランジスタ１２４と電圧源１２５と比較器１２６とを備える。ＮＡＮＤ回路１２３とトランジスタ１２４の構成は、図１に示した第２のクランプ回路１２のＮＡＮＤ回路１２３とトランジスタ１２４の構成と同様である。比較器１２６は誤差増幅器８が出力する第１の誤差信号Ｖｅと電圧源１２５の電圧Ｖ１２５とを比較する。電圧源１２５の電圧Ｖ１２５はトランジスタ１２４のソース−ゲート電圧Ｖｔより少し高いレベルに設定されている。
以上のように構成された第２の実施形態の電源装置における通常時の動作は、前述の第１の実施形態の電源装置と同様であるため、ここでは省略する。

次に、第２の実施形態の電源装置における起動時の動作について図４を用いて説明する。図４は第２の実施形態の電源装置の起動時における各部の動作波形図である。
図４において、（ａ）は出力直流電圧Ｖｏを示す波形であり、（ｂ）は比較回路９の出力信号Ｖ９を示す波形であり、（ｃ）は第１の誤差信号Ｖｅを示す波形であり、（ｄ）は比較器１２６の出力信号Ｖ１２６を示す波形であり、（ｅ）はＰＷＭ回路１０に入力される第２の誤差信号Ｖｅ２を示す波形であり、（ｆ）はスイッチングトランジスタ２を駆動するＰＷＭ回路１０の出力である駆動パルスＶｇを示す波形である。

まず、出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達していない起動時においては、誤差増幅器８が生成する第１の誤差信号Ｖｅは高電位であるが、比較回路９の出力Ｖ９がＬレベルであり、ＰＷＭ回路１０に入力される第２の誤差信号Ｖｅ２は第１のクランプ回路１１のトランジスタ１１０のソース−ゲート電圧Ｖｔと抵抗１１１の両端電圧Ｖｒとトランジスタ１１３のソース−ゲート電圧Ｖｔとの加算電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限される。従って、スイッチングトランジスタ２のデューティ比は小さくなって供給電力が制限される。この結果、第２の実施形態の電源装置においては突入電流の発生を防止することができる。この期間において第２のクランプ回路１２ａでは、第１の誤差信号Ｖｅが電圧源１２５の電圧Ｖ１２５よりも高電位のため、比較器１２６の出力Ｖ１２６はＨレベルである。また、比較回路９の出力Ｖ９はＬレベルであるため、ＮＡＮＤ回路１２３はＨレベルを出力し、トランジスタ１２４はオフ状態である。

図４の時刻ｔ１において出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達すると、比較回路９の出力Ｖ９はＨレベルとなって第１のクランプ回路１１によるクランプ制限は解除される。同時に、第２のクランプ回路１２ａにおいては、比較器１２６がＨレベルを出力しており、比較回路９の出力Ｖ９がＨレベルとなるので、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＬレベルとなる。従って、トランジスタ１２４がオン状態となって、第２の誤差信号Ｖｅ２をトランジスタ１２４のソース−ゲート電圧Ｖｔに制限する。このように、第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に代わって第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限された第２の誤差信号Ｖｅ２がＰＷＭ回路１０に入力されることにより、スイッチングトランジスタ２のデューティ比はさらに小さくなり、出力直流電圧Ｖｏの上昇速度を抑えてオーバーシュートが防止される。やがて出力直流電圧Ｖｏが目標値である基準電圧源７の基準電圧に到達し、第１の誤差信号Ｖｅが低下する。起動時の負荷６は軽い状態という前提であるため、第１の誤差信号Ｖｅは電圧源１２５の電圧Ｖ１２５を下回るレベルまで低下していく、図４の時刻ｔ２において、第１の誤差信号Ｖｅが電圧源１２５の電圧Ｖ１２５を下回るレベルまで低下すると、比較器１２６の出力Ｖ１２６はＬレベルに反転する。従って、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＨレベルとなって、トランジスタ１２４がオフ状態となり、第２の誤差信号Ｖｅ２を第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限する状態は解除され、出力直流電圧Ｖｏを基準電圧に制御する通常動作に移行する。

以上のように、第２の実施形態の電源装置においては、抵抗８０を設けて、誤差増幅器８からの出力レベル（Ｖｅ）とＰＷＭ回路１０への入力レベル（Ｖｅ２）を分離し、誤差増幅器８からの出力レベルによって出力直流電圧Ｖｏが目標値に達したかどうかを判断することにより、第２のクランプ電圧による制限の期間を設定できる。通常動作時においては、第１のクランプ回路１１と第２のクランプ回路１２ａはクランプ動作をしないため、誤差増幅器８からの出力レベルとＰＷＭ回路１０への入力レベルは等しい状態である。
上記のように、第２の実施形態の電源装置は、出力直流電圧Ｖｏが目標値未満である所定値に達していない軽負荷起動時の期間においては、第２の誤差信号Ｖｅ２が第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限され、供給電力を制限して突入電流の発生を防止している。そして、出力直流電圧Ｖｏが所定値に達してから所定期間においては、第２の誤差信号Ｖｅが第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限され、出力直流電圧Ｖｏの上昇速度がさらに抑制され、オーバーシュートの発生が確実に防止されている。

第３の実施形態
以下、本発明に係る第３の実施形態の電源装置について添付の図５及び図６を参照しつつ説明する。図５は本発明に係る第３の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図である。図６は図５に示した電源装置の起動時における各部の動作波形図である。第３の実施形態の電源装置において、前述の第１及び第２の実施形態の電源装置と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。第３の実施形態の電源装置において、第１の実施形態の電源装置と異なる点は、出力直流電圧Ｖｏと目標となる基準電圧とを比較する第２の比較回路９ａをさらに設け、この第２の比較回路９ａの出力を第２のクランプ回路１２ａの比較器１２６の非反転入力端子に入力した点である。

第３の実施形態の電源装置においては、第１のクランプ回路１１と第２のクランプ回路１２ａに出力信号が入力される第１の比較回路９と、第２のクランプ回路１２ａに出力信号が入力される第２の比較回路９ａが設けられている。第３の実施形態における第１の比較回路９は前述の第１の実施形態における比較回路９と実質的に同じ構成である。第１の比較回路９は、比較器９０と２つの抵抗９１，９２を具備しており、比較器９０によって出力直流電圧Ｖｏが第１の所定値と比較される。比較器９０において比較される第１の所定値は、抵抗９１及び抵抗９２によって基準電圧を分圧して形成されており、例えば基準電圧の９５％に形成されている。第３の実施形態の電源装置における第２の比較回路９ａは、比較器９０ａと抵抗９１ａと抵抗９２ａを有して構成され、比較器９０ａによって出力直流電圧Ｖｏが第２の所定値と比較される。比較器９０ａにおいて比較される第２の所定値は、抵抗９１ａ及び抵抗９２ａによって基準電圧を分圧して形成され、例えば基準電圧の９９％に形成されている。

以上のように構成された第３の実施形態の電源装置における通常時の動作は、前述の第１の実施形態の電源装置と同様であるため、ここでは省略する。

次に、第３の実施形態の電源装置における起動時の動作について図６を用いて説明する。図６は第３の実施形態の電源装置の起動時における各部の動作波形図である。
図６において、（ａ）は出力直流電圧Ｖｏを示す波形であり、（ｂ）は第１の比較回路９の出力信号Ｖ９を示す波形であり、（ｃ）は第２の比較回路９ａの出力信号Ｖ９ａを示す波形であり、（ｄ）は誤差増幅器８から出力された第１の誤差信号Ｖｅを示す波形であり、（ｅ）は比較器１２６の出力信号Ｖ１２６を示す波形であり、（ｆ）はＰＷＭ回路１０に入力される第２の誤差信号Ｖｅ２を示す波形であり、（ｇ）はスイッチングトランジスタ２を駆動するＰＷＭ回路１０の出力である駆動パルスＶｇを示す波形である。

まず、出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達していない起動時においては、誤差増幅器８が生成する第１の誤差信号Ｖｅは高電位であり、第１の比較回路９の出力Ｖ９はＬレベルである。このため、ＰＷＭ回路１０に入力される第２の誤差信号Ｖｅ２は、第１のクランプ回路１１のトランジスタ１１０のソース−ゲート電圧Ｖｔと抵抗１１１の両端電圧Ｖｒとトランジスタ１１３のソース−ゲート電圧Ｖｔとの加算電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限される。従って、スイッチングトランジスタ２のデューティ比は小さくなって供給電力が制限される。この結果、第３の実施形態の電源装置においては突入電流の発生を防止することができる。この期間において第２のクランプ回路１２ａでは、出力直流電圧Ｖｏは所定値（基準電圧の９９％）より低く、第２の比較回路９ａの出力Ｖ９ａはＨレベル、比較器１２６の出力Ｖ１２６はＨレベル、第１の比較回路９の出力Ｖ９はＬレベルであるため、ＮＡＮＤ回路１２３はＨレベルを出力し、トランジスタ１２４はオフ状態である。

図６の時刻ｔ１において出力直流電圧Ｖｏが目標値未満である所定値（基準電圧の９５％）に達すると、第１の比較回路９の出力Ｖ９はＨレベルとなって第１のクランプ回路１１によるクランプ制限は解除される。同時に、第２のクランプ回路１２ａにおいては、比較器１２６がＨレベルを出力しており、第１の比較回路９の出力Ｖ９がＨレベルとなるので、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＬレベルとなる。従って、トランジスタ１２４がオン状態となって、第２の誤差信号Ｖｅ２がトランジスタ１２４のソース−ゲート電圧Ｖｔに制限される。このように、第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に代わって第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限された第２の誤差信号Ｖｅ２がＰＷＭ回路１０に入力されることにより、スイッチングトランジスタ２のデューティ比はさらに小さくなり、出力直流電圧Ｖｏの上昇速度をさらに抑制してオーバーシュートの発生が防止される。この出力直流電圧Ｖｏは、さらに所定値（基準電圧の９９％）へ上昇していく。図６の時刻ｔ２において、出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９９％）を上回るレベルまで上昇すると、比較器１２６の出力Ｖ１２６はＬレベルに反転する。従って、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＨレベルとなって、トランジスタ１２４がオフ状態となる。この結果、第２の誤差電圧Ｖｅ２を第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限する状態は解除され、出力直流電圧Ｖｏを基準電圧に制御する通常動作に移行する。

以上のように、第３の実施形態の電源装置においては、第２の比較回路９ａを設けて、出力直流電圧Ｖｏが目標値に達したかどうかを判断することにより、第２のクランプ電圧による制限の期間を設定できる。通常動作時においては、第１のクランプ回路１１も第２のクランプ回路１２ａもクランプ動作をしないため、誤差増幅器８からの出力レベル（Ｖｅ）とＰＷＭ回路１０への入力レベル（Ｖｅ２）は等しい状態である。

第４の実施形態
以下、本発明に係る第４の実施形態の電源装置について添付の図７から図１０を参照しつつ説明する。図７は本発明に係る第４の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図である。図８及び図９は第４の実施形態の電源装置における電流検出回路及びタイマー回路の一例を示す回路構成図である。図１０は図７に示した電源装置の起動時における各部の動作波形図である。第４の実施形態の電源装置において、前述の第１から第３の実施形態の電源装置と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。第４の実施形態の電源装置において、第１の実施形態の電源装置と異なる点は、電流検出回路１３、比較器１４、パルス形成回路１５、ＲＳラッチ回路１６、及びタイマー回路１７を設けて、スイッチングトランジスタ２のタイミングを設定して駆動するよう構成されている点である。第４の実施形態の電源装置においては、比較器１４、パルス形成回路１５、ＲＳラッチ回路１６、及びタイマー回路１７により構成されたタイミング設定回路が、スイッチングトランジスタ２のタイミングが設定されるよう構成されている。

本発明に係る第１の実施形態から第３の実施形態の電源装置においては、出力直流電圧Ｖｏと基準電圧とを比較した誤差信号Ｖｅによって、スイッチングトランジスタ２のデューティ比を変化させて、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧に等しくなるように制御する電圧モード制御である。第４の実施形態の電源装置では、出力直流電圧Ｖｏと基準電圧とを比較した誤差信号Ｖｅと、タイミング設定回路に流れる、例えばインダクタ４に流れる電流に比例した電圧Ｖ１３とを比較することにより、インダクタ４に流れる電流を調整して、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧に等しくなるように制御する電流モード制御である。なお、第４の実施形態においては、インダクタ４に流れる電流をダイオード３に流れる電流で代用している。

第４の実施形態の電源装置において、誤差増幅器８が生成した第１の誤差信号Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと上昇し、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと下降する。通常動作時において、第１のクランプ回路１１と第２のクランプ回路１２は動作せず、誤差増幅器８が生成した第１の誤差信号Ｖｅが抵抗８０を介して比較器１４に入力される。

電流検出回路１３は、例えば図８に示すように、抵抗１３１、１３２、１３８と、トランジスタ１３３と、カレントミラーを構成するトランジスタ１３４、１３７と、定電流源１３６と、トランジスタ１３３のベース−エミッタ電圧と順方向電圧が等しいダイオード１３５とを有して構成されている。電流検出回路１３は、ダイオード３のアノードと接地との間に抵抗１３１を接続することにより、ダイオード３に流れる電流、即ちスイッチングトランジスタ２のオフ期間にインダクタ４を流れる電流を検出し、電圧に変換して出力する。比較器１４には電流検出回路１３の出力と、抵抗８０を介した誤差増幅器８の出力（第２の誤差信号Ｖｅ２）が入力される。比較器１４は、電流検出回路１３の出力レベルが誤差増幅器８の出力レベル（Ｖｅ２）を下回るとＨレベル信号を出力する。パルス形成回路１５は、比較器１４の出力信号を積分する抵抗１５０とコンデンサ１５１との積分回路と、インバータ回路１５２と、ＡＮＤ回路１５３とで構成され、比較器１４のＨレベル信号をパルス状に形成して出力する。

タイマー回路１７は、例えば図９に示すように、インバータ回路１７２、トランジスタ１７１及び１７３、定電流源１７４、コンデンサ１７５、電圧源１７６、比較器１７７を有して構成されている。タイマー回路１７において、インバータ回路１７２にＨレベル信号が入力されると、トランジスタ１７１がオン状態となり、コンデンサ１７５へ定電流充電が開始され、コンデンサ１７５の電圧が上昇する。コンデンサ１７５の電圧が電圧源１７６の電圧を上回ると、比較器１７７はＨレベル信号を出力する。

パルス形成回路１５からＲＳラッチ回路１６のセット端子（Ｓ）へＨレベル信号が入力されると、ＲＳラッチ回路１６はＨレベル信号を出力する。このＨレベル信号がタイマー回路１７に入力されることにより、タイマー回路１７はコンデンサ１７５の容量と、定電流源１７４からの定電流量と、電圧源１７６の電圧とで決まる所定時間の経過後にＨレベル信号を出力する。

タイマー回路１７のＨレベル信号がＲＳラッチ回路１６のリセット端子（Ｒ）に入力されることにより、ＲＳラッチ回路１６はＬレベル信号を出力する。即ち、パルス形成回路１５とＲＳラッチ回路１６とタイマー回路１７とで、スイッチングトランジスタ２のオン期間を所定時間に設定している。

次に、以上のように構成された第４の実施形態の電源装置の動作について説明する。
まず、第４の実施形態の電源装置における通常時の動作について説明する。
第４の実施形態の電源装置において、誤差増幅器８が生成する第１の誤差信号Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと上昇し、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと下降する。また、電流検出回路１３の出力は、インダクタ３に流れる電流に比例して、上下する、従って、比較器１４は、第１の誤差信号Ｖｅの抵抗８０を介した第２の誤差信号Ｖｅ２が高電位であれば、インダクタ４に多くの電流が流れている期間はＨレベルの信号を出力し、第２の誤差信号Ｖｅ２が低電位であれば、インダクタ４に少ない電流が流れている期間はＨレベルの信号を出力する。比較器１４がＨレベル信号を出力すると、スイッチングトランジスタ２がオン状態となり、インダクタ４を流れる電流を増加させる。この結果、インダクタ４を流れる電流量は第１の誤差信号Ｖｅの電位に比例する。即ち、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より低いと、第１の誤差信号Ｖｅは上昇し、インダクタ４を流れる電流は大きくなり、出力直流電圧Ｖｏを高くする。逆に、出力直流電圧Ｖｏが基準電圧より高いと、第１の誤差信号Ｖｅは下降し、インダクタ４を流れる電流は小さくなり、出力直流電圧Ｖｏを低くする。このような帰還動作によって、出力直流電圧Ｖｏは基準電圧に等しくなるように制御される。

通常動作において、第１のクランプ回路１１では、入力される比較回路９のＨレベル信号によって第１のクランプ回路１１のトランジスタ１１０はオフ状態である。また、第２のクランプ回路１２ａでは、第１の誤差信号Ｖｅが電圧源１２５の電圧Ｖ１２５を下回っているため、比較器１２６の出力信号はＬレベルである。また、比較回路９の出力はＨレベルであるので、ＮＡＮＤ回路１２３はＨレベルを出力し、トランジスタ１２４はオフ状態である。

次に、起動時の動作について図１０を用いて説明する。図１０は図７に示した電源装置の起動時における各部の動作波形図である。
図１０において、（ａ）は出力直流電圧Ｖｏを示す波形であり、（ｂ）は比較回路９の出力信号Ｖ９を示す波形であり、（ｃ）は第１の誤差信号Ｖｅを示す波形であり、（ｄ）は比較器１２６の出力信号Ｖ１２６を示す波形であり、（ｅ）は比較器１４に入力される第２の誤差信号Ｖｅ２を示す波形であり、（ｆ）は電流検出回路１３の出力Ｖ１３を示す波形であり、（ｇ）はスイッチングトランジスタ２を駆動するＲＳラッチ回路１６の出力である駆動パルスＶｇを示す波形である。

出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達していない起動時において、誤差増幅器８が生成する第１の誤差信号Ｖｅは高電位であるが、比較回路９の出力Ｖ９がＬレベルであるため、比較器１４に入力される第２の誤差信号Ｖｅ２は、第１のクランプ回路１１のトランジスタ１１０のソース−ゲート電圧Ｖｔと抵抗１１１の両端電圧Ｖｒとトランジスタ１１３のソース−ゲート電圧Ｖｔとの加算電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に制限される。従って、インダクタ４の電流は制限される。この結果、第４の実施形態の電源装置においては、突入電流の発生を防止することができる。この期間において、第２のクランプ回路１２ａでは、第２の誤差信号Ｖｅが電圧源１２５の電圧Ｖ１２５よりも高電位であるため、比較器１２６の出力Ｖ１２６はＨレベルであり、比較回路９の出力Ｖ９はＬレベルである。このため、ＮＡＮＤ回路１２３はＨレベル信号を出力し、トランジスタ１２４はオフ状態である。

図１０の時刻ｔ１において出力直流電圧Ｖｏが所定値（基準電圧の９５％）に達すると、比較回路９の出力Ｖ９はＨレベルとなって第１のクランプ回路１１によるクランプ制限は解除される。同時に、第２のクランプ回路１２ａにおいては、比較器１２６がＨレベルを出力しており、比較回路９の出力Ｖ９がＨレベルとなるので、ＮＡＮＤ回路１２３の出力はＬレベルとなる。従って、トランジスタ１２４がオン状態となって、第２の誤差信号Ｖｅ２をトランジスタ１２４のソース−ゲート電圧Ｖｔに制限する。第１のクランプ電圧（２Ｖｔ＋Ｖｒ）に代わって第２のクランプ電圧（Ｖｔ）に制限された第２の誤差信号Ｖｅ２が比較器１４に入力されることにより、インダクタ４の電流はさらに小さく制限され、出力直流電圧Ｖｏの上昇速度をさらに抑制してオーバーシュートを防止する。やがて出力直流電圧Ｖｏは目標値である基準電圧源７の基準電圧に到達し、誤差信号Ｖｅは低下する。起動時の負荷６が軽い状態という前提において、第１の誤差信号Ｖｅは電圧源１２５の電圧Ｖ１２５を下回るレベルまで低下していく。図１０の時刻ｔ２において、第１の誤差信号Ｖｅが電圧源１２５の電圧Ｖ１２５を下回るレベルまで低下すると、比較器１２６の出力Ｖ１２６はＬレベルに反転する。従って、ＮＡＮＤ回路１２３の出力がＨレベルとなって、トランジスタ１２４はオフ状態となる。トランジスタ１２４がオフ状態となると、第１の誤差信号Ｖｅは第２のクランプ電圧（Ｖｔ）による制限から解除され、出力直流電圧Ｖｏを基準電圧に制御する通常動作に移行する。

以上のように、第４の実施形態の電源装置においては、電流モード制御の電源装置においても、出力直流電圧が目標値に達する直前に供給電力を制限し、軽負荷の起動時の出力オーバーシュートを抑制することができる。電流モード制御の場合、制限を加える誤差信号がインダクタ４を流れる電流、即ち出力への供給電流に直接的に対応するため、突入電流の抑制レベルを設定することができ、且つ出力オーバーシュートのような過渡現象にも高速に応答できるといった優れた特徴を有する。

本発明は、バッテリ等の直流電源から直流電圧が入力され、制御された直流電圧を出力する電源装置において有用である。

本発明に係る第１の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図。 第１の実施形態の電源装置における起動時の動作波形図。 本発明に係る第２の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図。 第２の実施形態の電源装置における起動時の動作波形図。 本発明に係る第３の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図。 第３の実施形態の電源装置における起動時の動作波形図。 本発明に係る第４の実施形態の電源装置の構成を示す回路構成図。 第４の実施形態の電源装置における電流検出回路の構成を示す回路構成図。 第４の実施形態の電源装置におけるタイマー回路の構成を示す回路構成図。 第４の実施形態の電源装置における起動時の動作波形図。 従来の電源装置の構成を示す回路構成図。

符号の説明

１ 入力直流電源
２ スイッチングトランジスタ
３ ダイオード
４ インダクタ
５ 出力コンデンサ
６ 負荷
７ 基準電圧源
８ 誤差増幅器
９ 比較回路
９ａ 比較回路
１０ ＰＷＭ回路
１１ 第１のクランプ回路
１２ 第２のクランプ回路
１２ａ 第２のクランプ回路
１３ 電流検出回路
１４ 比較器
１５ パルス形成回路
１６ ＲＳラッチ回路
１７ タイマー回路

Claims (8)

1. 入力直流電圧を出力直流電圧に変換して負荷に電力を供給する電源装置であって、
   前記出力直流電圧と目標値と間の誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差信号に基づいて負荷に供給する電力を調整する制御部と、
   起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから、前記誤差信号を所定時間だけ所定レベルに制限する制限回路と、を備えた電源装置。
2. 前記制限回路は、起動時の前記出力直流電圧が前記所定値に達するまでは、前記誤差信号を第１の所定レベルに制限し、起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから、前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限するよう構成された請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制限回路は、前記出力直流電圧を前記目標値未満の値と比較する比較回路と、前記比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記所定値に達するまでは前記誤差信号を第１の所定レベルに制限する第１のクランプ回路と、前記比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限する第２のクランプ回路と、を具備する請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第２のクランプ回路において、前記比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限し、起動時の前記出力直流電圧と目標値と間の誤差が基準電圧以下になったとき前記第２の所定レベルの制限を解除するよう構成された請求項３に記載の電源装置。
5. 前記制限回路は、前記出力直流電圧を前記目標値未満の第１の値と比較する第１の比較回路と、前記出力直流電圧を前記目標値未満で前記第１の値を超える第２の値と比較する第２の比較回路と、前記第１の比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記所定値に達するまでは前記誤差信号を第１の所定レベルに制限する第１のクランプ回路と、前記第１の比較回路の出力に基づき起動時の前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えたときから前記誤差信号を所定時間だけ第２の所定レベルに制限する第２のクランプ回路と、を具備し、前記第２の比較回路の出力に基づき前記第２の所定レベルの制限を解除するよう構成された請求項２に記載の電源装置。
6. 前記所定時間は、前記出力直流電圧が前記目標値未満に設定された所定値を越えてから前記目標値に達するまでの期間である請求項１又は２に記載の電源装置。
7. 前記制御部は、スイッチと整流器とインダクタとを有する電圧変換部と、前記誤差信号に従って前記スイッチをオンオフ制御するＰＷＭ回路と、を具備する請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電源装置。
8. 前記ＰＷＭ回路は、前記電圧変換部に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力と前記誤差信号とに基づいて前記スイッチのオンオフのタイミングを設定するタイミング設定回路とを有して構成された請求項７記載の電源装置。

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