JPH01152928A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

電力変換装置の制御装置

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JPH01152928A
JPH01152928A JP62311239A JP31123987A JPH01152928A JP H01152928 A JPH01152928 A JP H01152928A JP 62311239 A JP62311239 A JP 62311239A JP 31123987 A JP31123987 A JP 31123987A JP H01152928 A JPH01152928 A JP H01152928A
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signal
voltage
inverter
output voltage
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JP62311239A
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Shunichi Hirose
広瀬　俊一
Toshiaki Kudo
工藤　俊明
Buichi Kawakami
川上　武一
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Toshiba Engineering Corp
Toshiba Corp
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Toshiba Engineering Corp
Toshiba Corp
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
    • H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、直流電源と交流系統との間に介在して一方か
ら他方へと電力を融通する系統連系用電力変換装置をＰ
ＷＭ方式により制御する電力変換装置の制御装置に関す
る。
（従来の技術） この種の従来の電力変換装置の制御装置を第３図に示す
。第３図には、電力変換装置として系統連系用の一般的
によく用いられる電圧制御型インバータ１１が示されて
いる。このインバータ１１と、その直流入力側に接続さ
れた直流コンデンサ１２とでインバータ主回路１０か構
成されている。
直流電源２０はインバータ主回路１０、連系リアクトル
３０および連系トランス４０を介して交流系統５０と連
系されている。
第４図はインバータ主回路１０を構成する電圧制御型イ
ンバータ１１の回路構成を示すものである。正負一対の
直流端子ＰＴおよびＮＴと、三相交流端子Ｒ，Ｓ、Ｔと
を持っている。インバータ１１は、三相ブリッジ結線さ
れた計６個の可制御整流素子ＧＵ、ＧＶ、ＧＷ、ＧＸ、
ＧＹ、ＧＺと、これらの可制御整流素子のそれぞれに対
して逆並列に接続された計６個のフリーホイーリング・
ダイオードＤＵ、ＤＶ、ＤＷ、ＤＸ、ＤＹ、ＤＺ、！：
から成っている。可制御整流素子ＧＵ−ＧＺは例えばゲ
ートターンオフサイリスク（Ｇ　Ｔ　Ｏ）から構成され
る。
第３図の系統構成によって行われる電力融通の原理を、
第５〜７図を参照して説明する。
インバータ主回路１０は直流電源２０からの直流電力を
交流電力に変換してそれを交流系統５０に供給しており
、これは有効電力および無効電力を発生する交流電源を
構成しているものと考えることができる。また第３図に
おいて電気回路的には連系リアクトル３０および連系ト
ランス４０は共にリアクトルと考えることができ、これ
を第５図では両者を合せて連系リアクトル２と表現して
いる。
第５図において、インバータ主回路１０の出力電圧すな
わちインバータ出力電圧をＶｉｎ、交流系統５０の電圧
すなわち系統電圧をＶｓｙ、連系リアクトル２のインピ
ーダンスをＸ１交流系統５０から連系リアクトル２を介
してインバータ主回路１０に向かう電流を１、系統電圧
Ｖｓｙに対するインバータ出力電圧Ｖｉｎの相差角をφ
とすると、その動作ベクトル図は第６図および第７図の
ようになる。なお、電圧および電流のベクトルは符号の
上にドツトを付して表すのが普通であるか、ここでは簡
単のためそのドツトを省略している。
第６図はインバータ主回路１０がリアクトル動作を行っ
ている、すなわち遅れの無効電力Ｑを消費している場合
のベクトル図である。インバータ出力電圧Ｖｌｎの振幅
は系統電圧Ｖｓｙの振幅よりも小さくなっており、連系
リアクトル２には（Ｖｓｙ−Ｖｉｎ）の電圧が印加され
、連系リアクトル２に流れる電流■は系統電圧Ｖｓｙに
対して同相の成分と９０″遅れの成分とを持ったものと
なる。これは、インバータ主回路１０がリアクトルとし
て動作するとともに、交流系統５０から有効電力Ｐを得
る動作を行っていることを示している。
この関係は次の式で表すことができる。
Ｐ　−（（Ｖ１ｎφＶｓｙ）　／Ｘ）　　・ｓｉｎ’φ
・・・（１） Ｑ−（Ｖｉｎ・Ｖｓｙ−ｃｏｓφ−Ｖｓｙ）／Ｘ・・・
（２） すなわちインバータ出力電圧Ｖｉｎの振幅が系統電圧Ｖ
ｓｙの振幅よりも小さく、かつインバータ出力電圧Ｖｉ
ｎの位相が系統電圧Ｖｓｙの位相よりも遅れていれば、
インバータ主回路１０は遅れの無効電力を消費するとと
もに、交流系統５０から有効電力を得る動作を行う。ま
た、上記（１）、（２）式から明らかなように、インバ
ータ出力電圧Ｖｉｎの振幅が系統電圧Ｖｓｙの振幅より
小さくても、インバータ出力電圧Ｖｉｎの位相が系統電
圧Ｖｓｙの位相より進んでいれば、インバータ主回路１
０は遅れの無効電力を消費するとともに、交流系統５０
に有効電力を出力する動作を行う。
（１）式ではインバータ出力電圧Ｖｉｎの位相が系統電
圧Ｖｓｙの位相より進んでいるときの相差角φを正とし
、逆に遅れているときの相差角φを負として扱っている
。そのため、有効電力Ｐが正のときはインバータ主回路
１０から交流系統５０に向かって有効電力が供給される
ことを表している。
また、（２）式では無効電力Ｑが負のときインバータ主
回路１０がリアクトル動作を行っていることを示してい
る。
第７図はインバータ出力電圧Ｖｉｎの実効値が系統電圧
Ｖｓｙの実効値に対して次式の条件を満たす場合の動作
ベクトルを示すものである。
Ｖｉｎ≧Ｖｓｙ／ｃｏｓφ　　　　　　・　（３）この
場合、連系リアクトル２に流れる電流■は系統電圧ｖｓ
ｙに対して同相の成分と９０°進みの成分とを持ったも
のとなる。これはインバータ主回路１０がコンデンサと
して動作するとともに、交流系統５０から有効電力を得
ていることを意味する。（３）式を満足する場合でも（
１）、　　（２）式から明らかなように相差角φが正の
ときにはインバータ主回路１０がコンデンサとして動作
するとともに、交流系統５０に有効電力を供給すること
を意味している。
インバータ出力電圧Ｖｌｎと直流電源２０の電圧すなわ
ち直流電圧Ｖｄｃとの間には次の関係がある。
Ｖｉｎ−に−Ｖｄｃ−Ｍ　　　　　　　−（４）ただし
、ｋはインバータ主回路１０により決まる定数、Ｍはイ
ンバータ主回路１０の通電期間幅を決めるＯ〜１の範囲
の変数であって変調率とも呼ばれるものである。
（４）式は直流電圧Ｖｄｃが一定ならばインバータ主回
路１０の通電期間幅を決める変調率Ｍを変化させればイ
ンバータ出力電圧Ｖｉｎが変化することを示している。
この変調率Ｍを変化させる制御方式は一般にＰＷＭ（パ
ルス幅変調）制御方式として知られているところである
。
（４）式に（１）式と（２）式を代入することにより（
５）式および（６）式が得られる。
Ｐ　−（Ｍ　−ｋ　−Ｖｄｃ／　Ｘ）　　φｓｉｎφ・
・・（５） Ｑ　−（Ｍ　−ｋ　−Ｖｄｅ”　ＣＯ３−−Ｖｓｙ）／
Ｘ・・・（６） 第３図の系統構成における融通電力の制御はインバータ
１１によって行われる。この融通電力の制御のため直流
電圧Ｖｄｃが直流電圧検出器（以下、ＶＤという）６２
によって検出され、交流系統５０の系統電圧ｖＳｙが計
器用変圧器（以下、ＰＴという）６１によって検出され
る。
電力制御装置８は第５〜７図を参照して説明した原理に
基づいて系統へ流入する有効電力および無効電力を調整
するための制御信号を形成するものであって、ＰＴ６１
およびＶＤ６２によって得られる系統電圧および直流電
圧に基づいて所定の有効電力Ｐおよび無効電力Ｑをイン
バータ１１によって融通するため、（５）、　　（６）
式から変調率Ｍに相当する電圧振幅調整信号Ｍｆと相差
角φに相当する相差角調整信号φＣを形成する。両調整
信号Ｍｆ、　　φＣに基づいて点弧制御装置１によりイ
ンバータ１１の各可制御整流素子の通電期間が決定され
る。
点弧制御装置１は、同期検出回路１１０、電圧位相信号
発生回路１２０、および点弧信号発生回路１３０から成
っている。同期検出回路１１０はＰＴ６１から系統電圧
ｖＳｙを得て系統電圧の位相を検出し系統位相信号５Ｃ
ＬＫを出力する。電圧位相信号発生回路１２０では系統
位相信号５ＣＬＫと相差角調整信号φＣとからインバー
タ１１の出力電圧位相を決定するための電圧位相信号θ
を出力する。点弧信号発生回路１３０は、電力制御装置
８からの電圧振幅調整信号Ｍｆと電圧位相信号発生回路
１２０からの電圧位相信号θとによりインバータ１１の
各可制御整流素子に所定の通電期間となるような点弧パ
ルスを与える。
第３図のインバータ１１の回路構成が第４図に示す通り
であるとした場合、点弧制御装置１は各可制御整流索子
ＧＵ−ＧＺの通電期間を第８図に示すように決定する。
第８図では、変調率Ｍに関し、Ｍ−１の場合を実線で示
し、Ｍ＜１の場合を破線で示している。
まず変調率Ｍに関し、Ｍ−，１の場合について説明する
。第３図の点弧制御装置１は系統電圧ＶｓｙをＰＴ６１
から得て系統電圧のＲ相の位相に同期した同期信号５Ｃ
ＬＫを同期検出回路１１０により検出する。電圧位相信
号発生回路１２０は、この同期信号５ＣＬＫと電力制御
装置８からの相差角調整信号φＣとからインバータ１１
の出力電圧のＲ相に同期した出力電圧位相信号θを出力
する。
点弧信号発生回路１３０は、Ｍ−１の場合、出力電圧位
相信号θに基づいて第４図の可制御整流素子ＧＵ（正側
Ｒ相）の通電期間を系統電圧のＲ相電圧の０°位相の時
点から相差角φだけ遅らせて１８０°期間通電させるよ
うな点弧信号を出力する。また可制御整流索子ＧＸ（負
側Ｒ相）には可制御整流索子ＧＵの非通電期間の１８０
°期間通電させるような点弧信号を出力する。可制御整
流素子ＧＶ（正側Ｓ相）には可制御整流素子ＧＵより１
２０°遅らせて１８０°期間通電させるような点弧信号
を出力する。可制御整流素子ＧＹ（負側Ｓ相）には可制
御整流素子ＧＶの非通電期間の１８０°期間通電させる
ような点弧信号を出力する。さらに可制御整流素子ＧＷ
（正側Ｔ招）には可制御整流素子ＧＶより１２０°遅ら
せて１８０’期間通電させるような点弧信号を出力する
。可制御整流素子ＧＺ（負側Ｔ相）には可制御整流素子
ＧＷの非通電期間の１８０°期間通電させるような点弧
信号を出力する。
インバータ１１の各可制御整流素子ＧＵ−ＧＺを以上の
ように点弧制御することにより、系統電圧と相差角φだ
け位相のずれた三相のインバータ出力電圧が得られる。
第８図では、電圧の位相関係を示すためインバータ出力
電圧のＲ相基本波をＲ１として示している。
次にＭ＜１である場合について説明する。この場合、第
３図の点弧制御装置１の点弧信号発生回路１３０は、各
可制御整流素子ＧＵ−ＧＺを変調率Ｍに対応する期間と
するように動作する。例えば可制御整流素子ＧＵの変調
率ＭがＭ−１の場合の１８０°通電期間の９０″を中心
に前後α°ずつ都合２αの期間通電を止め、この期間可
制御整流素子ＧＸを通電させる。このように可制御整流
素子ＧＵと可制御整流素子ＧＸ、可制御整流素子ＧＶと
可制御整流素子ＧＹ、可制御整流索子ＧＷと可制御整流
素子ＧＺの６対ごとに以上の動作を行わせると、第８図
に破線で示すような通電期間となり、インバータ出力電
圧Ｒ相の基本波もＲ２で示すように振幅が減少する。
以上述べたようにインバータの各可制御整流素子の通電
期間を調整することによりインバータ出力電圧の振幅を
調整する方式は一般にＰＷＭ制御方式と呼ばれており、
位相制御装置でどのように通電期間を決定するかという
ことも比較的よく知られている。第９図は、第８図で説
明したＰＷＭ制御方式を実現する一例を説明する図であ
る。第９図中、インバータのＲ，Ｓ、　Ｔ各相の出力電
圧に相当する基準信号をそれぞれＲＲ，ＳＳ、ＴＴとし
て示している。ＣＣはインバータの出力電圧位相に同期
した三角波信号である。
第９図では、インバータの出力交流電圧のＲ相の基準信
号ＲＲに対する位相を０°から３６０゜まで６０°ごと
に示している。基準信号ＲＲ。
ＳＳ、ＴＴは第３図の点弧信号発生回路１３０において
電力制御装置８からの変調率信号Ｍｆで振幅が決定され
、電圧位相信号発生回路１２０からの電圧位相信号θに
より位相が決定される正弦波信号である。三角波信号Ｃ
Ｃは、第３図の点弧信号発生回路１３０で電圧位相信号
θにより位相が決定される一定振幅の三角波信号である
。点弧信号発生回路１３０は、これらの基準信号ＲＲ。
ＳＳ、ＴＴと三角波信号ＣＣとによりインバータ１１の
各可制御整流素子の通電期間を決定する。
第９図は変調率Ｍが１より小さい（Ｍ＜１）場合を示し
ている。変調率Ｍが１　（Ｍ−１）の場合、可制御整流
索子ＧＵの通電期間は基準信号ＲＲの０°から１８０６
の間通型するが、第９図ではＭくｌであるので、三角波
信号ＣＣの振幅が基準信号ＲＲの振幅以上となる期間通
電を止め、その間可制御整流素子ＧＸを通電させている
。可制御整流索子ＧＸの通電期間は、Ｍ−１の場合は、
基準信号ＲＲの１８０’から３６０°の間通型するが、
第９図ではＭ＜１であるので三角波信号ＣＣの振幅が基
準信号ＲＲの振幅以下となる期間通電を止め、その間可
制御整流索子ＧＵを通電させる。このようにして可制御
整流素子ＧＵおよびＧＸの通電期間を決定することによ
りインバータ１１のＲ相の出力電圧すなわちＲ端子の出
力交流電圧が決定される。インバータ１１のＳ相および
Ｔ相の電圧も、上述のＲ相の出力電圧の場合に準じて、
可制御整流素子ＧＶとＧＹ、可制御整流素子ＧＷとＧＺ
の通電期間を第９図の基準信号ＳＳおよびＴＴの三角波
信号ＣＣの振幅の比較によって決定することにより調整
される。
（発明が解決しようとする問題点） 以上述べた点弧制御装置には、直流電源と交流系統との
間で融通する有効電力と無効電力とをインバータに同時
に調整させることができるという利点かあるが、その反
面、次に述べるような不具合があった。
通常の交流系統電圧は３相が必ずしも平衡してはおらず
、例えばＲ，Ｓ、Ｔ各相で振幅が異なるという形で不平
衡の状態になっている場合が多い。
このように交流系統電圧が不平衡の場合でも第３図で説
明した従来の点弧制御装置はインバータに交流系統と直
流電源との間で有効電力および無効電力を融通させるこ
とができる。しかし、交流系統電圧の３相が不平衡であ
ることにより、インバータ出力交流電圧の振幅が各相で
異なった状態で３相−括としての有効電力および無効電
力は所定値となっている。この場合、交流系統電圧の不
平衡の度合が大きくなると特定相のインバータの出力電
流が増大し、インバータを構成する特定相の可制御整流
素子に許容電流値以上の電流が流れることになり、イン
バータの運転を継続することができなくなる。
以上の不具合のほかに次のような不具合もある。
インバータの各可制御整流素子は点弧制御装置により通
電期間が決定されても各可制御整流素子の特性には本質
的にバラツキが存在するため、必ずしも指定された通電
期間通りに通電が行われるとは限らず、各可制御整流素
子間で通電期間に長短の差異が出る。この長短の差異が
例えば第４図の可制御整流素子ＧＵとＧＸで起こった場
合、インバータ１１のＲ相出力電圧は可制御整流素子Ｇ
Ｕの通電期間では第８図の実線相当の電圧となり、可制
御整流素子ＧＸの通電期間では第８図の破線相当の電圧
となる。この場合、Ｒ相出力電流に直流成分が発生する
。この直流成分は第３図の連系トランス４０に直流偏磁
を引起こし、連系トランス４０を過熱させたり、あるい
はインバータ１］のＲ相出力電流を極端に歪ませＲ相の
可制御整流素子ＧＵおよびＧＸに流れる電流の振幅がそ
の許容電流値を超えてしまうという事態を生じさせたり
することになる。このような事態はインバータの運転を
不能にする。
したがって本発明は、直流電源と交流系統との間に介在
して電力の融通を行う電力変換装置において、交流系統
電圧の不平衡に基づく上述の過電流および直流偏磁を除
去し得る制御装置を提供することにある。
〔発明の構成〕
（問題点を解決するための手段） 本発明の電力変換装置の制御装置は、交流系統電圧の位
相を検出し同期信号として出力する同期検出手段と、交
流系統電圧と出力交流電圧との間の位相差を決定する相
差角調整信号と同期検出手段からの同期信号とから出力
交流電圧の位相を決定し出力電圧位相信号として出力す
る出力電圧位を目信号発生手段と、出力交流電圧の各相
ごとの振幅を決定する電圧振幅調整信号を得て出力電圧
位相信号発生回路からの出力電圧位相信号に応じて各相
ごとの電圧振幅調整信号を切替え相別電圧振幅信号とし
て出力する相別電圧振幅信号発生手段と、出力電圧位相
信号発生回路からの電圧位相信号と相別電圧振幅信号発
生回路からの相別電圧振幅信号とから電力変換装置を構
成する各可制御整流素子の通電期間を決定する点弧信号
発生手段とを具備したことを特徴とする。
（作　用） 本発明の制御装置によれば、電力変換装置に発生させる
交流電圧の各相ごとの振幅を決定する電圧振幅：Ａ差信
号を得て、出力電圧位相信号発生手段からの出力電圧位
相信号に応じて各相ごとの電圧振幅調整信号を切替え相
別電圧振幅信号と出力電圧位相信号とから電力変換装置
を構成する各可制御整流素子の通電期間を決定する。こ
のようにすることにより、電力変換装置の出力電圧を各
相ごとに制御したり各相の正側および負側の両型圧を各
相について個別に制御したりすることが可能になり、た
とえ交流系統電圧が不平衡であっても電力変換装置を構
成する各可制御整流素子に平衡した電流を流すことがで
き、特定の可制御整流素子にのみ過電流が流れたり連系
トランスに直流偏磁を生じさせたりする不都合を回避す
ることができる。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すものである。
ここで第３図のものと同一の機能を有する回路構成部分
については同一の符号を付して示している。
第１図の装置における点弧制御装置１００は第３図の点
弧制御装置１の代わりに用いられているものであるが、
この点弧制御装置１００の特徴は、点弧制御装置１に相
別電圧振幅信号発生回路１４０を追加されていることに
ある。なお点弧信号発生回路１３０は、三角波発生回路
１３１、点弧タイミング決定回路１３２、および点弧相
決定回路１３３から成っている。三角波発生回路１３１
は第２図に示すように６０°周期の三角波信号ＴＲＩを
発生する回路であり、各可制御整流素子Ｇｏ、ｃｖ、ａ
ｖ、ａｘ、ａｙ、ａｚの通電期間は三角波信号ＴＲＩを
基準として決定される。
第１図の装置において、相別電圧振幅信号発生回路１４
０は電力制御装置８から電圧調整用の変調率信号Ｍｆと
インバータ１１の各相ごとの出力電圧振幅を調整する各
相ごとの補正変調率信号Ｍｒ、ＭｓおよびＭｔを人力す
る。電圧位相信号発生回路１２０は電力制御装置８から
相差角信号φＣを受け、同期検出回路］１０からの系統
位相信号５ＣＬＫを受ける度ごとにインバータ１１の各
相の出力電圧の位相が交流系統５０の各相の電圧位相の
差が相差角φとなるデジタル信号からなる出力電圧位相
信号θを点弧信号発生回路１３０に出力する。出力電圧
位相信号θはインバータ１１のＲ相出力電圧の３６０°
期間を６０°ごとに示す相別定位相信号θｈと、この６
０°期間ごとに０（ゼロ）カウントから所定カウント値
まで繰返す６０°期間位相信号θｊとから成っている。
６０°期間位相信号θｊは２進カウンタ回路（図示せず
）で作られる。ここで例えば１１ビツト２進力ウンタ回
路を用いた場合、所定カウント値は２１１−１−２０４
７カウントとなる。ここでは所定カウント値を２０４７
とする。相別定位相信号θｈは０から５までの計数を繰
返す６進力ウンタ回路で構成され、インバータ出力電圧
Ｒ相の位相αとは次の第１表の関係を持っているものと
する。
出力電圧位相信号θは相別定位相信号θｈと６０°明間
位相信号θＪとで構成されており、インバータのＲ相出
力電圧の位相αをデジタル信号として表したものになっ
ている。
ｉＬ４別電圧信号発生回路１４０は電圧位相信号発生回
路１２０から相別定位相信号θｈを入力し、このｔ目利
定位相信号θｈが変化した時点で相別電圧振幅信号Ｍｐ
を点弧信号発生回路１３０に出力する。相別定位相信号
θｈが変化した時点で１目別電圧信号発生回路１４０が
出力する相別電圧振幅信号Ｍｐと相別定位相信号θｈと
の関係は第２表の通りである。
／ 相別電圧振幅信号Ｍｐは相別定位相信号θｈが変′化し
ない限り最後に相別定位相信号θｈが変化したときの値
を維持している。相別電圧振幅信号Ｍｐは第９図の基準
信号ＲＲ，ＳＳ、ＴＴに対応する信号であり、インバー
タのＲ相出力電圧の位相の６０°ごとに第９図の対応す
る基準信号を第３表に示すように変化させる。
点弧信号発生回路１３０を構成する三角波発生回路１３
１は、電圧位相信号発生回路１２０から６０°期間位相
信号θｊを入力して三角波信号ＴＲＩを点弧タイミング
決定回路１３２に出力する。三角波信号ＴＲＩはインバ
ータ１１のＲ相出力電圧の６０°期間ごとに第２図に示
すように６０°期間の３０°を中心とした２等辺三角形
に相当する三角波を６０°周期で繰返し出力する。
すなわち６０°期間位相信号θｊの０から１０２３カウ
ントまでは三角波信号ＴＲＩはカウント値に応じた上り
勾配となり、６０°期間位相信号θｊの１０２３から２
０４７カウントまでは三角波信号ＴＲＩは１０２３から
０カウント値までの下り勾配となっている。
点弧タイミング決定回路１３２は相電圧信号発生回路１
４０からの相別電圧振幅信号Ｍｐと三角波発生回路１３
１からの三角波信号ＴＲＩからインバータ１１の各可制
御整流素子の通電期間を制御するタイミングを第２図に
示すところに従って決定する。第２図を用いて、インバ
ータ１１のＲ相出力電圧位相αが、０°≦αく６０°の
期間と、６０″≦α＜１２０’の期間で、すなわち相開
定位相信号θｈが０と１の時に行われるインバータ１１
の可制御整流素子ＧＹとＧＶおよび可制御整流素子ＧＵ
とＧＸの通電期間を決定するタイミング信号の発生方法
を説明する。
第２図のインバータＲ相出力電圧位相αが、０°≦αく
６０６の期間すなわち相開定位相信号θｈが０である期
間では第３表から明らかなように相別電圧振幅信号Ｍｐ
として信号Ｍ）／が出力されており、この信号ＭＹと三
角波信号ＴＲＩとが比較され、両者が等しくなるａｌお
よび８２時点の信号ＴＩＭを点弧相決定回路１３３に出
力する。
点弧相決定回路１３３では、このａｌおよび８２時点で
点弧タイミング決定回路１３２から得られる信号ＴＩＭ
と電圧位相信号発生回路１２０からの出力電圧位相信号
θとから、インバータ１１の可制御整流素子のうち可制
御整流素子ＧＶおよびＧＹ以外の可制御整流素子はデジ
タル位相信号θのうちの相判定信号θｈが０であること
により、可制御整流素子ＧＵとＧＷは通電となり、可制
御整流素子ＧＸとＧＺは非通電となるように点弧相決定
回路１３３が通電期間を決定する。すなわち第２図のイ
ンバータＲ相出力電圧位相αが、０゜≦α〈６０°の期
間は、第９図のインバータＲ相出力電圧位相αが、０°
≦αく６０°である期間と同様の通電パターンとなるよ
うに、インバータ１１の各可制御整流素子の通電期間が
決定される。
次に、インバータＲ相出力電圧位相αが、６０°≦αく
１２０°の期間では、相別電圧振幅信号Ｍｐは第３表か
らして信号Ｍｕが出力されており、この信号Ｍｕと三角
波信号Ｔ　Ｒ，Ｉとが比較されｂｌおよびｂ２時点の信
号として点弧相決定回路１３３に出力する。点弧相決定
回路１３３では、このｂｌおよびｂ２時点で点弧タイミ
ング決定回路１３２から得られる信号ＴＩＭと電圧位相
信号発生回路１２０からの出力電圧位相信号θとからイ
ンバータ１１の可制御整流素子のうち可制御整流素子Ｇ
ＵおよびＧＸ以外の通電期間を第２図に示すように決定
する。インバータ１１の可制御整流素子のうち可制御整
流素子ＧＶおよびＧＹ以外の可制御整流素子は出力電圧
位相信号θのうち相開定位相信号θｈが１であることに
より、可制御整流素子ＧＶとＧＷは非通電に、また可制
御整流素子ＧＶとＧｚは通電になるように点弧相決定回
路１３３が各通電期間を決定する。この場合も第２図の
インバータＲ相出力電圧位相αが、６０＠≦α＜１２０
’の期間は、第９図のインバータＲ相出力電圧位相αが
、６０°≦αく１２０’の期間と同様の通電パターンと
なるようにインバータ１１の各可制御整流素子の通電期
間が決定される。
インバータＲ相出力電圧位相αが、０″≦αく６０°あ
るいは６０″≦α＜１２０’以外の各６０°期間も第３
表の相別電圧振幅信号Ｍｐが相開定位相信号θｈに応じ
てＭｚ、Ｍｖ、Ｍｘ。
Ｍｗの値をとることにより、第２図で説明したのと同様
の方式で第９図のインバータＲ相出力電圧位相αが、１
２０°≦αく１８０°、１８０°≦αく２４０°、２４
０°≦αく３００°。
３００°≦αく３６０°の各期間と同様の通電パターン
となるようにインバータ１１の各可制御整流素子の通電
期間が決定される。
第２図の制御態様と第９図のそれとの違いは、第９図の
従来例では第２図の相別電圧振幅信号Ｍｐに相当する変
調率Ｍがイ′ンバータ１１の出力電圧の位相とは無関係
に変更される点にある。本発明においては、相別電圧振
幅信号Ｍｐを、第３表に示すように、信号Ｍｙ、Ｍｕ、
Ｍｚ、Ｍｖ。
ＭｘおよびＭｗとインバータＲ相出力電圧の６０°ごと
の位相で変化させることにより、インバータ１１の各相
出力電圧の振幅を正側および負側ごとに各相について制
御することができる。第３表にはインバータ１１の出力
電圧のうち制御される相電圧も併記されている。
以上述べたように第１図の制御装置によれば、インバー
タ１１の各可制御整流素子の通電期間をインバータ１１
の各相出力電圧の振幅を正側および負側ごとに各相につ
いて制御することができるため、たとえインバータ１１
の各可制御整流素子の特性にバラツキがあるような場合
であっても、インバータ１１の出力電圧に生じる直流成
分を各相ごとに無くすことができ、したがって各可制御
整流素子に流れる電流を平衡させ、連系トランス４０の
直流偏磁を防止し、インバータ１１を安定に運転させる
ことができる。
以上述べた実施例においては、相開定位相信号θｈの変
化による相別電圧振幅信号Ｍ　ｐの変化を第２表に従っ
て決定させた。しかし、この決定は第４表に示すように
行わせることも・できる。
この場合、インバータ出力電圧は各相ごとに制御される
ことになる。インバータ１１の出力電圧のうち、制御さ
れる相電圧と相別電圧振幅信号Ｍｐとの関係は第５表に
示す通りである。
このように制御することにより、交流系統５０の電圧が
各相で不平衡である場合でもインバータ１１の出力電圧
を各相個別に制御することができるため、インバータ１
１の特定相の出力電流を素子の許容電流値以上には流さ
ないように制御してインバータ１１を安定に運転させる
ことができる。
第１図の装置では、電力制御装置８から変調率信号Ｍｆ
と各相ごとの補正変調率信号Ｍｒ、ＭｓおよびＭｔを相
別電圧振幅信号発生回路１４０に出力しているが、相開
定位相信号θｈで変化させる第３表の相別電圧振幅信号
Ｍｙ、Ｍｕ、Ｍｚ。
Ｍｖ、ＭｘおよびＭ　ｗ　、あるいは第５表の相別電圧
振幅信号Ｍｒｌ、ＭｓｌおよびＭｔｌを電力制御装置８
から相別電圧振幅信号発生回路１４０に出力させること
もできる。この場合、相別電圧振幅信号発生回路１４０
は相開定位相信号θｈにより、これら相別電圧振幅信号
Ｍ　ｙ　、　Ｍ　ｕ　、　Ｍ　ｚ　。
Ｍｖ、ＭｘおよびＭｗ、あるいは相別電圧振幅信号Ｍｒ
ｌ、ＭｓｌおよびＭｔｌを点弧信号発生回路１３０に出
力することになる。
〔発明の効果〕
以上述べたように本発明によれば、電力変換装置に発生
させる交流電圧の各相ごとの電圧振幅を゛決定する電圧
振幅調整振幅信号を得て、出力電圧位相信号発生回路か
らの出力電圧位相信号に応じて各相ごとの電圧振幅調整
信号を切替えてト目別電圧振幅信号とし、この相別電圧
振幅信号と出力電圧位相信号とから電力変換装置を構成
する各可制御整流素子の通電期間ゐ決定することにより
、電力変換装置の出力電圧を各相ごとに制御するので、
電力変換装置の出力交流電流の各相間の不平衡を是正し
たり、各相の出力電流に含まれる直流成分を抑制したり
することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による電力変換装置の制御装置の一実施
例を示すブロック図、第２図は第１図の装置の動作を説
明するためのタイムチャート、第３図は従来の電力変換
装置の制御装置のブロック図、第４図は第３図における
インバータの詳細構成を示す結線図、第５図は第３図の
電力系統の等価回路図、第６図および第７図は第３図の
制御装置の動作原理を説明するためのベクトル図、第８
図は電圧型インバータのＰＷＭ制御の従来例を説明する
ためのタイムチャート、第９図は電圧型インバータのＰ
ＷＭ制御を実現する方式を説明するためのタイムチャー
トである。 ８・・・電力制御装置、１０・・・インバータ主回路、
１１・・・電圧型インバータ、１２・・・直流コンデン
サ、２０・・・直流電源、３０・・・連系リアクトル、
４０・・・連系トランス、５０・・・交流系統、６１・
・・計器用変圧器、６２・・・直流電圧検出器、１００
・・・点弧制御装置、１１０・・・同期検出回路、１２
０・・・電圧位相信号発生回路、１３０・・・点弧信号
発生回路、１３１・・・三角波発生回路、１３２・・・
点弧タイミング決定回路、１３３・・・点弧相決定回路
、１４０・・・相別電圧振幅信号発生回路。 出願人代理人　　佐　　藤　　−雄 第２図 第５図 第６図　　第７図 手続補正書 昭和６３年１１月４８ １　事件の表示 昭和６２年　特許願　第３１１２３９号（３０７）　　
株式会社東芝 （ほか１名） ４代理人 明細書の「特許請求の範囲」及び「発明の詳細な説明」
の各欄、並びに図面（第２図）。 ８　補正の内容 （１）　　明細書中、特許請求の範囲を別紙の通り補正
する。 （２）　　同、第５頁第１１行の（１）式の内容を次の
通りに訂正する。 ｒＰ　−（Ｖｉｎ−Ｖｓｙ／Ｘ）　　・ｓｉｎφ」（３
）　　同、第５頁第１３行の（２）式の内容を次の通り
に訂正する。 ｒＱ＝　（Ｖｉｎ−Ｖｓｙ−ｃｏｓ　φ−Ｖｓｙ２）　
／ＸＪ（４）　　同、第８頁第５行の（５）式を次の通
りに訂正する。 ｒＰ−Ｖｓｙ（ｋ−Ｍ−Ｖｄｃ／Ｘ）　　・ｓｌｎφ」
（５）　　同、第８頁第７行の（６）式を次の通りに訂
正する。 ｒＱ−（Ｖｓｙ　（ｋ　−Ｍ−Ｖｄｃ−ｃｏｓφ）　−
Ｖｓｙ２）／ＸＪ （６）　　同、第１７頁第４行の「にある。」を「を目
的とする。」と訂正する。 （７）　　同、第２３頁の第２表を別紙の通りに訂正す
る。 （８）　　同、第２５頁の第３表を別紙の通りに訂正す
る。 （９）　　同、第３２頁の第４表を別紙の通りに訂正す
る。 （１０）同、第３４頁の第５表を別紙の通りに訂正する
。 （１１）　　同、第３６頁第９行の「通電期間」の後の
「ゐ」を「を」と訂正する。 （１２）図面中、第２図を別紙の通り補正する。 以上 特許請求の範囲 直流電源と交流系統との間に介在して一方から他方へと
電力を融通する系統連系用電力変換装置をＰＷＭ方式に
より制御する電力変換装置の制御装置において、 交流系統電圧の位相を検出し同期信号として出力する同
期検出手段と、交流系統電圧と出力交流電圧との間の位
相差を決定する相差角調整信号と前記同期検出手段から
の同期信号とから出力交流電圧の位相を決定し出力電圧
位相信号として出力する出力電圧位相信号発生手段と、
出力交流電圧の各相ごとの振幅を決定する電圧振幅調整
信号を得て前記出力電圧位相信号発生手段からの出力電
圧位相信号に応じて少なくとも２相の電圧振幅調整信号
を切替え相別電圧振幅信号として出力する相別電圧振幅
信号発生手段と、前記出力電圧位相信号発生手段からの
出力電圧位相信号と前記相別電圧振幅信号発生手段から
の相別電圧振幅信号とから電力変換装置を構成する各可
制御整流素子の通電期間を決定する点弧信号発生手段と
を具備したことを特徴とする電力変換装置の制御装置。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 直流電源と交流系統との間に介在して一方から他方へと
    電力を融通する系統連系用電力変換装置をＰＷＭ方式に
    より制御する電力変換装置の制御装置において、 交流系統電圧の位相を検出し同期信号として出力する同
    期検出手段と、交流系統電圧と出力交流電圧との間の位
    相差を決定する相差角調整信号と前記同期検出手段から
    の同期信号とから出力交流電圧の位相を決定し出力電圧
    位相信号として出力する出力電圧位相信号発生手段と、
    出力交流電圧の各相ごとの振幅を決定する電圧振幅調整
    信号を得て前記出力電圧位相信号発生手段からの出力電
    圧位相信号に応じて各相ごとの電圧振幅調整信号を切替
    え相別電圧振幅信号として出力する相別電圧振幅信号発
    生手段と、前記出力電圧位相信号発生手段からの出力電
    圧位相信号と前記相別電圧振幅信号発生手段からの相別
    電圧振幅信号とから電力変換装置を構成する各可制御整
    流素子の通電期間を決定する点弧信号発生手段とを具備
    したことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
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