DE3834639C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Umformeranordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 sowie des nebengeordneten Patentanspruches 9.

Aus der US-PS 47 60 321 (entsprechend JP-Patentanmeldung 61-1 65 028) ist eine Umformeranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 mit einer Stromquelle, einem als Zyklokonverter ausgebildeten Stromrichter, der einerseits an die Stromquelle und andererseits an einen mit einem Kondensator verbundenen HF-Zwischenkreis angeschlossen ist, und einem weiteren Zyklokonverter bekannt. Die Umformeranordnung besitzt ferner einen Oszillator zur Erzeugung von Phasenbezugssignalen und eine Regeleinrichtung, die unter anderem von den Signalen des Oszillators und des HF-Zwischenkreises beeinflußt wird und Zündsignale für den Betrieb der beiden Zyklokonverter liefert.

Bei dieser Stromversorgung für einen Wechselstrommotor werden die beiden Zyklokonverter durch an Kommutator- Phasenschieberkondensatoren, die als Hochfrequenz-Stromversorgungen dienen, angelegte Spannungen natürlich kommutiert. Der erste Zyklokonverter steuert seinen von einer Wechselstromquelle gelieferten Eingangsstrom derart, daß der Scheitelwert der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung auf einem konstanten Pegel gehalten werden kann. Der zweite Zyklokonverter bewirkt eine Frequenzumwandlung unter Heranziehung des Kommutator-Phasenschieberkondensators als Hoch­ frequenz-Stromversorgung, und er liefert einen Sinusstrom variabler Spannung und variabler Frequenz zum Wechselstrommotor.

Bei der obigen Anordnung kann der von der Wechselstrom­ quelle gelieferte Eingangsstrom so geregelt werden, daß er eine Sinuswellenform besitzt, die mit der Stromversorgungsspannung in Phase ist; dabei kann ein Betrieb mit einem Eingangs-Leistungsfaktor = 1 und mit weniger Harmonischen im Eingangsstrom erreicht werden. Der dem Wechselstrommotor zugespeiste Strom kann auf eine Sinuswellenform eingestellt oder geregelt werden, so daß ein Betrieb ohne Drehmoment-Welligkeit möglich wird. In diesem Fall kann die maximale Ausgangsfrequenz auf eine Größe bis zu mehreren hundert Hz eingestellt werden, so daß ein drehzahlregelbarer Wechselstrommotor sehr hoher Drehzahl und großer Leistung vorgesehen werden kann.

Die Anordnung aus zwei Zyklokonvertern mit Hochfre­ quenz-Zwischenkreis gemäß der genannten JP-Patentanmeldung ist jedoch mit den folgenden Problemen behaftet:

Im Prinzip bergrößert oder verkleinert sich bei dieser bisherigen Anordnung der Ausgleichsstrom des ersten Zyklokonverters auf natürliche Weise unter Anpassung von Frequenz und Phase der an den Kommutator-Phasen­ schieberkondensator angelegten Spannung an diejenigen eines Bezugssignals (Hochfrequenz-Dreiphasenstromversorgungsspannung), das dem Phasenregler des Zyklokonverters zugeführt wird. In der Praxis tritt jedoch eine durch Schaltungsverlust o. dgl. hervorgerufene Phasendifferenz zwischen der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung und der Bezugsspannung auf. Infolgedessen wird die tatsächlich an die Eingangsklemme jedes Stromrichters angelegte Spannung inkompatibel mit einer Phasenbezugsspannung zur Bestimmung der Zündphase des Stromrichters, wodurch die Erzeugung der nötigen Ausgangsspannung unmöglich wird. Das Phaseneingangssignal weicht dann entsprechend ab, wodurch der regel- oder steuerbare Bereich eingeschränkt und die Stromversorgungsregelung nichtlinear und gesättigt wird.

Wenn sich die Last der Anordnung aus zwei Zyklokonvertern mit Hochfrequenz-Zwischenkreis plötzlich ändert, weicht die Phase der an dem Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung von der der Bezugsspannung ab; die Dämpfungskonstante dieser Abweichung ist jedoch bei der genannten bisherigen Anordnung niedrig. Dabei wird ein Kommutierungsfehler der natürlichen oder Selbstkommutierung durch eine solche Änderung der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung verursacht, und ein vom Kommutierungsfehler herrührender Überstrom usw. hat eine ungünstige Beeinflussung des Stromrichters zur Folge.

Aus der US-PS 45 29 925 ist ein blindleistungskompensierender Zyklokonverter nach dem Oberbegriff des nebengeordneten Anspruchs 9 bekannt. Diese Leistungssteuerungsapparatur umfaßt einen thyristorisierten Zyklokonverter, in dem ein Ausgleichsstrom fließt, um einen Kompensationsstrom in Netzleitungen einzuspeisen, Kondensatoren, um den Thyristoren eine Blindstromkomponente des Kompensationsstroms zuzuspeisen, einen Schaltkreis zur Steuerung des Zündzeitpunktes der Thyristoren und einen am Zyklokonverter angeschlossenen Detektor zum Nachweis eines Ausgleichssignals aus den durch die Thyristoren fließenden Schaltströmen entsprechend dem Ausgleichsstrom.

Zu Zyklokonvertern und Wechselstromantriebsmotoren ist weiters noch auf die US-PS 45 70 214 und 44 18 380 zu verweisen.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Umformeranordnung, mit welcher ein weiter Phasenregelbereich erzielbar ist, indem die Phase der an den als Hochfre­ quenz-Stromversorgung dienenden Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung stabilisiert wird, so daß damit die Kommutierungsgrenze der natürlichen Kommutierung verbessert wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 oder im nebengeordneten Patentanspruch 9 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Der Ausgleichsstrom-Zyklokonverter bewirkt die natürliche Kommutierung (Selbstkommutierung) auf der Grundlage der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung. Der Scheitelwert der an letzteren angelegten Spannung wird durch Einstellung des von der Gleich- oder Wechselstromversorgung gelieferten Stroms mittels des Zyklokonverters auf eine im wesentlichen konstante Größe geregelt. Weiterhin wird der Phasenregler zum Regeln der Zündphase des Zyklokonverters mit einem Phasenbezugs- oder -referenzsignal vom externen Oszillator beschickt. Infolgedessen werden Frequenz und Phase der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung so geändert, daß sie mit denen des Bezugssignals koinzidieren. In der Praxis tritt allerdings eine Phasendifferenz aufgrund von Schaltungsverlust o. dgl. zwischen der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung und der Bezugsspannung auf. Die Phasendifferenz wird erfaßt; nach Maßgabe der erfaßten Phasendifferenz wird der Ausgleichsstrom des Zyklokonverters eingestellt, um die Phasendifferenz zu Null zu reduzieren.

Wenn eine Last (z. B. ein zweiter Zyklokonverter o. dgl. zum Ansteuern eines Wechselstrommotors) mit dem Kommu­ tator-Phasenschieberkondensator verbunden ist, und wenn sich die Last plötzlich ändert, neigen Scheitelwert, Frequenz und/oder Phase der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung zu einer Schwankung. Dabei wird jedoch die Größe der Spannung durch die Scheitel­ wert-Regeleinrichtung konstantgehalten, während Frequenz und Phase der Spannung durch die Phasendiffe­ renz-Regeleinrichtung stabilgehalten werden.

Infolgedessen wird die Phasenregelung für jeden Zyklokonverter stabil; es tritt kein Kommutierungsfehler auf, und es kann ein weiter Phasenregelbereich erzielt werden.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfre­ quenz-Verbindungskreis gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Äquivalentschaltbild zur Verdeutlichung des Anfahrbetriebs der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 3A und 3B Zeitsteuerdiagramme zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 4A und 4B weitere Zeitsteuerdiagramme zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 5 ein weiteres Äquivalentschaltbild zur Verdeutlichung des Betriebs der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 6 ein Schaltbild eines Beispiels für einen bei der Anordnung nach Fig. 1 verwendeten Pha­ sendifferenzdetektor (SITA),

Fig. 6A ein Beispiel für einen anderen Phasendifferenzdetektor (SITA),

Fig. 6B ein Zeitsteuerdiagramm zur Verdeutlichung der Arbeitsweise des Detektors nach Fig. 6A,

Fig. 7 ein Schaltbild einer Regel- oder Steuerschaltung bei einer Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Verbindungskreis gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Verbindungskreis gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 9 ein Schaltbild einer Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Verbindungskreis gemäß noch einer anderen Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 10 ein Schaltbild einer Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Verbindungskreis gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 1 veranschaulicht den Schaltungsaufbau einer Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Verbindungskreis gemäß der Erfindung.

In Fig. 1 sind mit SUP eine Gleichstromversorgung oder -quelle, mit Ls eine Gleichspannungsdrossel, mit CC ein Ausgleichsstrom-Zyklokonverter, mit CAP ein Kommutator- Phasenschieberkondensator und mit "Last" eine Lastvorrichtung bezeichnet.

Der Ausgleichsstrom-Zyklokonverter CC enthält einen Positivgruppen- oder Mitsystem-Stromrichter SSP, einen Negativgruppen- oder Gegensystem-Stromrichter SSN sowie Gleichspannungsdrosseln Lo1 und Lo2.

Weiter vorgesehen sind ein Stromwandler CTs, ein Spannungswandler PTcap, ein Gleichrichter D, ein Phasendifferenzdetektor SITA, Komparatoren C1-C4, Addierstufen A1 und A2, ein Spannungsregelkompensator GV(S), ein Eingangsstrom-Regelkompensator GI(S), ein Aus­ gleichsstrom-Regelkompensator Go(S), ein Phasendiffe­ renz-Regelkompensator HR(S), ein Inverter INV, Phasenregler PHP und PHN sowie ein externer Oszillator OSC; diese Bauelemente bilden eine Regelschaltung.

Der Ausgleichsstrom-Zyklokonverter CC regelt den von der Gleichstromquelle SUP gelieferten Strom Is derart, daß der Scheitelwert Vcap von am Kommutator-Phasenschieberkondensator CAP anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc konstant bleibt.

Die Lastvorrichtung ist z. B. ein Zyklokonverter zum Ansteuern eines Induktionsmotors. Dieser Zyklokonverter bewirkt die Zufuhr eines Wechselstroms variabler Spannung und variabler Frequenz zum Induktionsmotor unter Heranziehung des Phasenschieberkondensators als Dreiphasen-Stromquelle.

Im folgenden sind die einzelnen, bei der Ausführungsform nach Fig. 1 bewirkten Steuer- oder Regeloperationen erläutert.

Im folgenden ist zunächst der Betrieb zur Einstellung einer Spannung am Phasenschieberkondensator mittels des Negativgruppen- Stromrichters SSN erläutert.

Fig. 2 ist ein Äquivalentschaltbild zur Darstellung der Beziehung zwischen der Gleichstromquelle, dem Negativgruppen- Stromrichter SSN, den Phasenschieberkondensatoren Cab, Cbc und Cca sowie der Gleichspannungsdrossel Ls.

Wenn in der Schaltung nach Fig. 2 den Thyristoren S2 und S4 ein Zündimpuls eingespeist wird, fließt ein Ladestrom Is über die Strecke aus Stromquelle Vs⁺, Drossel Ls, Thyristor S4, Kondensator Cab, Thyristor S2 und Stromquelle Vs^- sowie über die Strecke aus Stromquelle Vs⁺, Drossel Ls, Thyristor S4, Kondensator Cca, Kondensator Cbc, Thyristor S2 und Stromquelle Vs^-. Infolgedessen werden der Kondensator Cab mit der Stromquellenspannung Vs aufgeladen und an die Kondensatoren Cbc und Cca eine Spannung von -Vs/2 angelegt.

Fig. 3A veranschaulicht die Zündweise oder Zündmodus der Thyristoren S1-S6 des Negativgruppen-Stromrichters SSN. In diesem Modus werden Zündimpulse synchron mit Dreiphasen- Bezugssignalen ea, eb und ec vom externen Oszillator OSC (vgl. Fig. 1) geliefert. Nach Einstellung des Modus gemäß Fig. 2 wird ein Zündimpuls zum Thyristor S3 geliefert. Sodann wird durch die Ladespannung am Kondensator Cbc eine Gegen- oder Sperrvorspannung an den Thyristor S2 angelegt, wodurch dieser gesperrt wird. Dies bedeutet, daß der Phasenschieberkondensator CAP im Anfahrbetrieb als Kommutationskondensator wirkt. Wenn die Thyristoren S4 und S3 durchgeschaltet werden, werden die den Kondensatoren Cab, Cbc und Cca aufgeprägten Spannungen geändert.

Fig. 3B veranschaulicht Wellenformen einer Spannung Va-b zwischen Klemmen a und b gemäß Fig. 2 sowie einer Phasenspannung im Zündungsmodus nach Fig. 3A. Da die Spannung Va-b über die Drossel Ls aufgeladen wird, steigt sie auf die durch gestrichelte Linien in Fig. 3B gezeigte Weise allmählich an. Wenn die Anstiegszeit zu 2δ vorausgesetzt wird, wird eine Grundwellenkomponente der Spannung Va-b um δ verzögert. Weiterhin wird die Phasenspannung Va um (π/6) Radiant gegenüber der Leitungs- bzw. Netzspannung Va-b verzögert.

Wie sich unter Bezugnahme auf den Zündmodus und die Phasenspannung Va nach Fig. 3A und 3B ohne weiteres ergibt, läßt sich der Phasenregelwinkel αN wie folgt ausdrücken:

αN=π-δ (Radiant) (1)

Da δ nicht sehr groß ist, kann vorausgesetzt werden, daß der Betrieb mit αN ≅ 180° erfolgt. Es sei angenommen, daß die durch den Pfeil in Fig. 2 bezeichnete Richtung positiv ist. Dabei kann die Ausgangsspannung VN des Stromrichters SSN wie folgt ausgedrückt werden:

VN = -kv · Vcap · cos αN (2)

Darin bedeuten: kv = eine Proportionalitätskonstante und Vcap = ein Scheitelwert der Phasenspannung am Kondensator CAP.

Die Ausgangsspannung VN ist zur Stromquellenspannung Vs symmetrisch. Unter diesen Bedingungen wird jedoch der Phasenschieberkondensator CAP nicht mit einer höheren Spannung als die Stromquellenspannung Vs aufgeladen. Zur Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap wird der Zündphasenwinkel αN geringfügig auf 90° verschoben. Sodann verringert sich die durch Gleichung (2) ausgedrückte Ausgangsspannung VN, und es gilt Vs < VN. Als Ergebnis vergrößert sich der Ladestrom Is unter Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap, die stabil wird, wenn Vs = VN gilt. Zur weiteren Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap wird αN weiter in Richtung auf 90° verschoben, um die Ausgangsspannung VN zu verringern.

Im Fall von αN = 90° gilt VN = 0 V, wobei es theoretisch möglich wird, die Kondensatorspannung Vcap auf eine hohe Spannung mit einer niedrigen Stromquellenspannung Vs aufzuladen. In der Praxis ist allerdings ein Schaltungsverlust unvermeidbar; es ist daher nötig, Strom bzw. Energie in einer Menge entsprechend dem Schaltungsverlust zuzuspeisen.

Auf diese Weise kann die Spannung Vcap des Phasenschieberkondensators CAP auf einen gewünschten Spannungspegel aufgeladen bzw. eingestellt werden.

Es ist damit erläutert, daß die auf vorstehend beschriebene Weise bestimmten Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP in Frequenz und Phase mit den Dreiphasen- Bezugsspannungen ea, eb und ec koinzidieren, die den Phasenreglern PHP und PHN gemäß Fig. 1 zugeführt werden.

Zur Regelung des von der Stromquelle gelieferten Eingangsstroms Is ändert der Zyklokonverter CC die Ausgangsspannung Vcs entsprechend der Stromquellenspannung Vs. Die Ausgangsspannung Vcs des Zyklokonverters CC ist gleich dem Mittelwert der Ausgangsspannung VP des Positivgruppen-Stromrichters SSP und der Ausgangsspannung VN des Negativgruppen- Stromrichters SSN, und sie läßt sich wie folgt ausdrücken:

Vcs = (VP + VN)/2 (3)

Weiterhin fließt ein Ausgleichsstrom Io, wenn eine Differenz (VP - VN) zwischen den Ausgangsspannungen von Positivgruppen- und Negativgruppen-Stromrichter an den Gleichspannungsdrosseln Lo1 und Lo2 anliegt. Die bedeutet, daß sich Io im Fall von VP < VN erhöht und im Fall von VP < VN verringert.

Im allgemeinen gilt VP ≅ VN, so daß der Ausgleichsstrom Io nicht variiert. In diesem Fall genügt der Zündphasenwinkel der folgenden Bedingung:

αN ≅ 180° - αP (4)

Die Fig. 4A und 4B zeigen Zündimpulssignale der Positivgruppen- und Negativgruppen-Stromrichter sowie Phasenregel- Bezugssignale ea, eb und ec, mit αP = 45° und αN=135°.

Die vom externen Oszillator OSC gelieferten Bezugssignale ea, eb und ec lassen sich wie folgt ausdrücken:

ea = sin (ωc · t) (5)
eb = sin (ωc · t - 2 π/3) (6)
ec = sin (ωc · t + 2 π/3) (7)

Darin bedeuten: ωc = 2 π fc eine hohe Kreisfrequenz; fc ist dabei mit z. B. etwa 1 kHz gewählt.

Wenn die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP in Frequenz und Phase jeweils mit Bezugsspannungen ea, eb bzw. ec koinzidieren, lassen sich die Ausgangsspannungen der Stromrichter SSP und SSN wie folgt ausdrücken:

VP = k · Vcap · cos αP (8)
VN = -k · Vcap · cos αN (9)

Daher ergibt sich die Beziehung VP ≅ VN, wenn Gleichung (2) erfüllt ist, und es tritt keine Änderung im Ausgleichsstrom Io auf.

Es sei angenommen, daß die Frequenz fcap der Kondensatorspannung herabgesetzt ist und die durch die gestrichelten Linien in Fig. 4A gezeigten Spannungen Va′, Vb′ und Vc′ erhalten werden.

Der Zündphasenwinkel des Stromrichters SSP ändert sich von αP auf αP′, und der Zündphasenwinkel des Stromrichters SSN ändert sich von αN auf αN′. Infolgedessen gilt VP < VN, und der Ausgleichsstrom Io des Steuerumrichters CC steigt an.

Vom Phasenschieberkondensator CAP aus gesehen wird der Ausgleichsstrom Io zur verzögerten Blindleistung an der Eingangsseite des Steuerumrichters CC.

Fig. 5 veranschaulicht eine Äquivalentschaltung entsprechend einem Einphasenkreis an der Eingangsseite des Zyklokonverters CC, wobei letzterer durch eine einen Verzögerungsstrom liefernde variable Induktivität Lcc ersetzt ist. Die Resonanzfrequenz fcap der Schaltung läßt sich ausdrücken zu:

Eine Vergrößerung des Ausgleichsstroms kann als einer Verkleinerung der Äquivalent-Induktivität Lcc gleich angesehen werden. Aus diesem Grund erhöht sich die Frequenz fcap der Spannungen Va′, Vb′ und Vc′, und sie nähert sich stärker an die Frequenz fc der Bezugsspannungen ea, eb und ec an.

Ebenso erfahren im Fall von fcap < fc der Ausgleichsstrom Io eine Verringerung und Lcc eine Erhöhung, wobei ein stabiler Zustand bei fcap = fc erreicht wird.

Wenn die Phase der Spannung des Phasenschieberkondensators CAP gegenüber der Phase der Bezugsspannung verzögert wird, vergrößert sich der Ausgleichsstrom wie im Fall von fcap < fc, so daß die Spannungsphase des Phasenschieberkondensators CAP zur Voreilung gebracht wird. Falls dagegen die Phase der Spannung des Phasenschieberkondensators CAP der Phase der Bezugsspannung voreilt, verringert sich der Ausgleichsstrom wie im Fall von fcap < fc, wodurch die Spannungsphase des Phasenschieberkondensators CAP verzögert wird. Auf diese Weise wird die Größe des Ausgleichsstroms automatisch so eingestellt, daß die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP in Frequenz und Phase den Bezugsspannungen ea, eb und ec gleich eingestellt werden können.

In der Praxis eilen jedoch die Phasen der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc aufgrund von Schaltungsverlust denen der Bezugsspannungen ea, eb und ec nach. Wenn der Nacheil- oder Verzögerungswinkel R ist, lassen sich die Kondensatorspannungen Va, Vb und Vc wie folgt ausdrücken:

Va = Vcap · sin (ωc · t - R) (11)
Vb = Vcap · sin (ωc · t - R + 2 π/3) (12)
Vc = Vcap · sin (ωc · t - R - 2 π/3) (13)

Darin bedeutet: Vcap = Scheitelwert der Spannung am Kondensator CAP.

Im folgenden sind anhand von Fig. 1 die Operation der Regelung oder Einstellung des Scheitelwerts Vcap der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc und die Operation der Regelung des Phasenwinkels R erläutert.

Der Eingangsstrom Is wird zunächst wie folgt geregelt:

Der Eingangsstrom Is wird vom Stromwandler CTs zum Komparator C2 geliefert und (in diesem) mit einem Sollwert Is* verglichen; die Abweichung εI = Is* - Is wird dem Eingangsstrom-Regelkompensator GI(S) eingespeist. Kurz gesagt, dieser Kompensator GI(S) dient lediglich zum Invertieren des Proportionalitätsfaktors KI. Das Ausgangssignal eGI des Kompensators GI(S) wird zum Phasenregler PHP des Positivgruppen-Stromrichters SSP über die Addierstufe A1 geliefert. Weiterhin wird das Ausgangssignal dieses Komparators GI(S) über den invertierenden Verstärker INV und die Addierstufe A2 zum Phasenregler PHN des Negativgruppen- Stromrichters SSN geschickt. Wenn dabei das Ausgangssignal eGo des Ausgleichsstrom-Regelkompensators Go(S) ausreichend klein ist, lassen sich die Eingangsspannungen ναP und ναN der Phasenregler PHP und PHN wie folgt ausdrücken:

ναP ≅ -KI · εI (14)
ναN ≅ KI · εI (15)

Infolgedessen lassen sich die Ausgangsspannungen der Positivgruppen- und Negativgruppen-Stromrichter unter Heranziehung des Proportionalitätsfaktors kc wie folgt ausdrücken:

VP = kc · ναP ≅ -kc · KI · εI (16)
VN = -kc · ναN ≅ VP (17)

Im Fall von Is* < Is wird die Abweichung εI positiv, so daß VP und VN abnehmen. Infolgedessen wird die an die Drossel Ls angelegte Spannung Vs - (VP + VN)/2 positiv, so daß sich der Eingangsstrom Is vergrößert.

Im Fall von Is* < Is wird dagegen die Abweichung εI negativ, so daß sich VP und VN vergrößern und der Eingangsstrom Is kleiner wird. Der Betrieb wird stabil, wenn Is = Is* gilt.

Im folgenden ist die Operation der Einstellung oder Regelung des Scheitelwerts Vcap der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung erläutert.

Augenblicks- oder Istwerte der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc werden durch den Dreiphasen-Spannungswandler PTcap erfaßt. Die erfaßten Größen oder Werte werden zur Bestimmung des Scheitelwerts Vcap durch den Gleichrichter D gleichgerichtet.

Der erfaßte Scheitelwert Vcap wird dem Komparator C1 eingespeist und mit dem Soll-Scheitelwert Vcap* verglichen. Die Abweichung εv = Vcap* - Vcap wird dem nachgeschalteten Spannungsregelkompensator GV(S) eingespeist und einer Proportionalitätsverstärkung oder Integration unterworfen. Ein Ausgangssignal des Kompensators GV(S) wird als Sollwert Is* zum Regeln des Eingangsstroms Is benutzt.

Im Fall von Vcap* < Vcap wird die Abweichung εv positiv, und sie wird über den Kompensator GV(S) zugeführt, um die Größe des Strom-Sollwerts Is* zu vergrößern. Wie vorher beschrieben, wird der Eingangsstrom Is so geregelt, daß er mit dem Sollwert Is* koinzidiert. Demzufolge vergrößert sich der Eingangsstrom Is, und es wird eine Effektivleistung Ps = Vs · Is von der Stromquelle SUP zum Phasenschieberkondensator CAP geliefert. Aus diesem Grund erhöht sich die Speicherenergie (1/2)Ccap · (Vcap)² = Ps · t im Kondensator. Der Spannungsscheitelwert Vcap erhöht sich damit.

Im Fall von Vcap* < Vcap wird dagegen die Abweichung εv negativ, und sie wird über den Kompensator GV(S) zur Verkleinerung des Strom-Sollwerts Is* zugeführt oder geliefert. Wenn die Abweichung εv einen großen negativen Wert erreicht, kann Is* negativ werden. Als Ergebnis wird die Effektivleistung Ps negativ, und die Speicherenergie im Kondensator wird zur Stromquelle SUP rückgespeichert, so daß sich Vcap verkleinert. Die Regeloperation wird durchgeführt, um letztlich Vcap = Vcap* zu erzielen.

Wie erwähnt, wird der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenschieberkondensators CAP so geregelt, daß er mit einem Sollwert Vcap* übereinstimmt.

Nachstehend ist die Operation beim Regeln des Ausgleichsstroms im Zyklokonverter erläutert.

Der Ausgleichsstrom Io des Zyklokonverters CC kann unter Heranziehung der Ausgangsströme IP und IN von Positivgruppen- bzw. Negativgruppen-Stromrichter wie folgt abgeleitet werden:

Io = (IP + IN - |IP - IN |)/2 (18)

Der auf diese Weise erhaltene Ausgleichsstrom Io wird dem Komparator C4 eingespeist und (darin) mit dem Sollwert Io* verglichen. Die Abweichung εo = Io* - Io wird dem Kompensator Go(S) eingegeben und der Proportionalitätsverstärkung unterworfen. Wenn der Proportionaltitätsfaktor von Go(S) gleich Ko ist, lassen sich die Phasenregeleingangsspannungen ναP und ναN wie folgt umschreiben:

ναP = -KI · εI + Ko · εo (19)
ναN = KI · εI + Ko · εo (20)

Im Fall von Io* < Io wird die Abweichung εo positiv, so daß die Ausgangsspannung VP des Positivgruppen-Stromrichters SSP ansteigt und die Ausgangsspannung VN des Negativgruppen-Stromrichters SSN abnimmt. Demzufolge ergibt sich VP < VN, so daß der Ausgleichsstrom Io größer wird.

Im Fall von Io* < Io wird dagegen die Abweichung εo negativ, so daß demzufolge VP < VN gilt, was eine Verkleinerung des Ausgleichsstroms Io zur Folge hat. Der Betrieb wird stabil, wenn Io ≅ Io* gilt.

Nachstehend ist ein Verfahren zum Einstellen oder Regeln der Phasendifferenz R der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc mittels des Ausgleichsstroms Io beschrieben.

Fig. 6 zeigt in einem Schaltbild den Aufbau des Phasendifferenzdetektors SITA gemäß Fig. 1. In Fig. 6 sind mit k1-k3 Proportionalitätsfaktoren, mit ML1-ML3 Multiplizierstufen, mit AD eine Addierstufe, mit K ein Proportionalitätsfaktor und mit VT ein Phasenschieber bezeichnet.

Zunächst werden Ausgangssignale ea, eb und ec des externen Oszillators OSC mittels des Phasenverschiebers VT in Signale ea′, eb′ und ec′ mit einer Phasenvoreilung von 90° umgewandelt. Damit ergeben sich die folgenden Beziehungen:

ea′ = (ec - eb)/ = sin (ωc · t + π/2)=
cos (ωc · t) (21)eb′ = (ea - ec)/ = cos (ωc · t - π/3) (22)ec′ = (eb - ea)/ = cos (ωc · t + π/2) (23)

Durch den Dreiphasen-Potentialtransformator PTcap erfaßte Augenblicks- oder Istwerte Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP werden mittels Porportionalitätsfaktoren k1-k3 normiert und in Einheitsspannungen νa, νb und νc umgewandelt.

Die Multiplizierstufen ML1-ML3, die Addierstufen AD und die Proportionalitätsfaktoren werden benutzt zur Ableitung eines Sinuswerts sin R mit Phasendifferenz R gemäß folgender Gleichung:

Wenn die Phasendifferenz R nicht sehr groß ist, gilt R ≅ sin R, so daß sich auch dann kein ernsthaftes Problem ergibt, wenn sin R als Regelgröße benutzt wird. Die genaue Größe von R kann ermittelt werden durch Ausführen der Operation von sin^-1 in bezug auf das abgeleitete Ergebnis über einen Funktionswandler 60.

Die Phasendifferenz R ist als positiv ausgedrückt, wenn sie voreilt.

Die ermittelte Phasendifferenz R wird dem Komparator C3 (Fig. 1) eingespeist und mit dem Sollwert R* verglichen, der normalerweise auf Null gesetzt ist. Die Abweichung εR = R* - R vom Komparator C3 wird dem Phasendifferenzregler HR(S) eingegeben und einer Proportionalitätsverstärkung oder Integration unterworfen. Ein Ausgangssignal des Reglers HR(S) wird als Ausgleichsstrom-Sollwert Io* benutzt.

Im Fall von R* < R wird die Abweichung εR positiv, so daß der Ausgleichsstrom-Sollwert Io* über den Regler HR(S) vergrößert wird. Der Sollwert Io wird daher ebenfalls größer, so daß sich Lcc im Äquivalentschaltkreis nach Fig. 5 verkleinert. Die Frequenz fcap in Gleichung (10) wird daher hoch, um damit die Phase R der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP voreilen zu lassen.

Im Fall von R* < R wird die Abweichung εR negativ, so daß der Ausgleichsstrom-Sollwert Io kleiner wird und sich die Frequenz fcap in Gleichung (10) verringert. Als Ergebnis wird die Phase R der Spannungen Va, Vb und Vc vergrößert.

Der Betrieb wird schließlich bei R = R* stabil. Wenn der Sollwert R* gleich Null ist, wird die Phasendifferenz R zu Null. Die anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP koinzidieren daher in ihrer Phase vollkommen mit den Bezugssignalen vom externen Oszillator OSC.

Auf diese Weise werden nachteilige Erscheinungen, wie Nichtlinearität und Sättigung, in der Phasenregeloperation vermieden, und es kann ein weiter Regelbereich erzielt werden.

Auch wenn weiterhin die Last schnell geändert wird und eine Phasendifferenz R auftritt, arbeitet die Phasenregelschleife effektiv zur schnellen Unterdrückung der Phasendifferenz R und Wiederherstellung des ursprünglichen Zustands. Die Möglichkeit des Kommutierungsfehlers kann damit unterbunden werden.

Fig. 6A veranschaulicht ein anderes Beispiel für den Phasendifferenzdetektor SITA nach Fig. 1. Fig. 6B zeigt Wellenformen von Signalen in der Schaltung nach Fig. 6A. In der Darstellung von Fig. 6B sind mit Ausnahme der Phasendifferenz von 120° die durch das Signal e dargestellten Signale ea, eb und ec dieselben (wie vorher). Ebenso sind die Spannungen Va, Vb und Vc durch die Spannung V dargestellt.

Gemäß Fig. 6A werden Dreiphasen-Bezugssignale ea, eb und ec einem Wellenformer 61 eingespeist, welcher den Nulldurchgangspunkt jedes der Signale ea, eb und ec feststellt und Dreiphasen-Rechtecksignale eΦ erzeugt. Dreiphasen- Kondensatorspannungen Va, Vb und Vc werden einem Wellenformer 62 eingespeist, der den Nulldurchgangspunkt jeder der Spannungen Va, Vb und Vc feststellt und Dreiphasen- Rechtecksignale VΦ erzeugt. Die Signale eΦ und VΦ werden einem Phasenkomparator 63 eingegeben, welcher die Signalphasen von Va, Vb und Vc (= VΦ) mit denen von ea, eb bzw. ec (= eΦ) vergleicht. Der Komparator 63 erzeugt ein Torsteuersignal Φ, welches die Phasendifferenz (R) zwischen VΦ und eΦ repräsentiert.

Das Signal Φ wird als Torsteuersignal einem Zähler 64 eingespeist, welcher den Taktimpuls CK für jede Periode des Torsteuersignals Φ zählt. Das numerische oder digitale Ausgangssignal R des Zählers 64 stellt dann die Phasendifferenz zwischen VΦ und eΦ dar. Das digitale Ausgangssignal R vom Zähler 64 wird in einer Verriegelungsschaltung 65 für jede zyklische Periode des Signals Φ zwischengespeichert. Die in der Verriegelungsschaltung 65 verriegelten Daten (R) werden durch einen D/A-Wandler 66 in ein Analogsignal R umgewandelt. Das so erhaltene Analogsignal R wird dem Regler HR(S) gemäß Fig. 1 oder 10 oder einem automatischen Phasenregler ARR gemäß Fig. 8 oder 9 zugespeist. (Der Regler ARR entspricht den Schaltungsbauteilen C3, HR[S] gemäß Fig. 1).

Fig. 7 ist ein Schaltbild zur Darstellung des Aufbaus einer anderen Ausführungsform eines Reglers gemäß der Erfindung.

Bei dieser Ausführungsform wird ein Ausgangssignal des Kompensators HR(S) nicht als Sollwert für den Ausgleichsstrom benutzt, sondern über Addierstufen A1 und A2 Phasenreglern PHP und PHN zugeführt.

Der Ausgleichsstrom des Zyklokonverters CC kann auf praktisch dieselbe Weise, wie in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben, eingestellt werden; die Phasendifferenz R wird so geregelt, daß sie mit dem Sollwert R* übereinstimmt.

Fig. 8 veranschaulicht eine andere Ausführungsform der Erfindung. Diese umfaßt eine Dreiphasen-Wechselstromquelle SUP, einen ersten Ausgleichsstrom-Zyklokonverter CC-1, einen Hochfrequenz-(Kommutator-)Phasenschieberkondensator CAP, einen zweiten Zyklokonverter CC-2, einen Dreiphasen-Wechselstrommotor M, einen Drehzahldetektor PG, Stromwandler CTs und CTL, einen Spannungswandler PTcap, einen Gleichrichter D, einen Phasendifferenzdetektor SITA, einen Spannungsregler AVR, einen Eingangsstromregler ACR1, einen Phasendifferenzregler ARR, einen Ausgleichsstromregler ACCR, einen externen Oszillator OSC, einen Phasenregler PHC1 des ersten Zyklokonverter, einen Geschwindigkeits- oder Drehzahlregler SPC, einen Motorstromregler ACR2 sowie einen Phasenregler PHC2 des zweiten Zyklokonverters.

Die Ausführungsform nach Fig. 8 ähnelt derjenigen nach Fig. 1, nur mit dem Unterschied, daß die Stromquelle SUP eine Wechselstromquelle ist. Ein Ausgangssignal des Reglers AVR wird als Sollgrößen oder -werte ISR*, ISS* und IST* der Dreiphasen-Eingangsströme ISR, ISS bzw. IST benutzt.

Der zweite Zyklokonverter CC-2 und der Wechselstrommotor M sind als Lastvorrichtung geschaltet. Der Zyklokonverter CC-2 liefert Sinusströme ILU, ILV und ILW variabler Spannung und variabler Frequenz zum Motor M unter Heranziehung des Phasenschieberkondensators als Hochfrequenzstromquelle.

Fig. 9 veranschaulicht noch eine andere Ausführungsform der Erfindung. Diese umfaßt eine erste Gleichstromquelle Vs, eine Gleichspannungsdrossel Ls, einen Ausgleichsstrom- Zyklokonverter CC, einen Hochfrequenz-Phasenschieberkondensator SSL, einen getrennt oder fremderregten Stromrichter SSL, eine Gleichspannungsdrossel DC und eine zweite Gleichstromquelle VL.

Der Zyklokonverter CC enthält einen Mitsystem- oder Positivgruppen- Stromrichter SSP, einen Gegensystem- oder Negativgruppen- Stromrichter SSN sowie Gleichspannungsdrosseln Lo1 und Lo2.

Stromwandler CTS und CTL, ein Spannungswandler PTcap, einen Gleichrichter D, ein Phasendifferenzdetektor SITA, ein Spannungsregler AVR, ein erster Gleichstromregler ACR1, ein Phasendifferenzregler ARR, ein Ausgleichsstromregler ACCR, ein zweiter Gleichstromregler ACR2, ein externer Oszillator OSC sowie Phasenregler PHC1 und PHC2 sind als Steuer- oder Regelschaltung vorgesehen.

Als zweite Gleichspannungsquelle VL kann eine Solarzellenbatterie verwendet werden. Der getrennt erregte Stromrichter SSL bewirkt die natürliche Kommutierung unter Heranziehung des Kommutator-Phasenschieberkondensators als Hochfrequenzstromquelle, und er liefert den von einer Solarzellenbatterie VL erzeugten Strom zum Hochfrequenz-Phasenschieberkondensator.

Wenn sich die Speicherenergie im Phasenschieberkondensator CAP erhöht, überträgt der Ausgleichsstrom-Zyklokonverter CC die Speicherenergie zur ersten Gleichstromquelle (z. B. eine Gleichstromübertragungsleitung) zwecks Regelung des Scheitelwerts der am Phasenschieberkondensator anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc, um diese auf einer konstanten Größe zu halten

Die Phasendifferenzregelung erfolgt auf die in Verbindung mit Fig. 1 beschriebene Weise.

In Verbindung mit den beschriebenen Ausführungsformen ist ein Fall erläutert worden, in welchem eine Lastvorrichtung angeschlossen ist. Die Erfindung ist jedoch auch auf einen Leistungseinsteller wie ein Aktivfilter, als Anwendungsbeispiel für die Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Zwischenkreis anwendbar.

Fig. 10 verdeutlicht die Anwendung der Erfindung auf das genannte Aktivfilter. Die Schaltung nach Fig. 10 entspricht derjenigen gemäß Fig. 1 von US-PS 45 29 925. Ein Ausgangssignal εV wird durch eine Schaltung GV(S) in ein Signal Ism umgewandelt. Das Signal Ism wird in einer Multiplizierstufe MLT mit einem Einheitssinuswellensignal sin ωt multipliziert, das mit der Wechselstromquellenspannung VS synchronisiert ist. Das Ausgangssignal Is* von der Multiplizierstufe MLT wird der Addierstufe AD zugeführt, welche das einen Laststrom repräsentierende Signal IL empfängt und einen Strombefehl oder -sollwert Ic* (= IL - Is*) liefert. Der Sollwert Ic* wird einem Komparator C2 eingespeist, welcher den Strom Ic des Stromumrichters mit dem Sollwert Ic* vergleicht und das Vergleichsergebnis (εc) zu einer Schaltung GI(S) liefert. Mit Ausnahme der beschriebenen Einzelheiten entspricht der Schaltungsaufbau weitgehend demjenigen nach Fig. 1.

Wie vorstehend beschrieben, ist es möglich, die Phase der am Phasenschieberkondensator anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc vollkommen mit der Phase der vom externen Oszillator gelieferten Bezugssignale ea, eb und ec in Koinzidenz zu bringen. Außerdem treten in der Phasenregelung des Stromumrichters keine ungünstigen Erscheinungen, wie Nichtlinearität und Sättigung auf, so daß ein weiter Regelbereich erzielbar ist. Da die Phasendifferenz R zwischen den Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators und den Bezugssignalen ea, eb und ec erfaßt (detektiert) und geregelt wird, kann eine Änderung in der Phasendifferenz R auf eine kleine Größe unterdrückt werden, und Schwingung kann schnell gedämpft werden, auch wenn die Last schnell geändert wird. Auf diese Weise kann verhindert werden, daß der Kommutierungsspannenwinkel des Steuerumrichters extrem klein wird, so daß damit die Möglichkeit für eine Beschädigung des Bauelements durch Kommutierungsfehler ausgeschaltet wird. Infolgedessen kann eine höchst zuverlässige Anordnung aus zwei Umformern mit Hochfrequenz-Zwischenkreis realisiert werden.

Claims (9)

1. Umformeranordnung, umfassend
eine Stromquelleneinheit (SUP) zur Lieferung von elektrischem Strom,
einen als Hochfrequenz-Stromquelle dienenden Kondensator (CAP), der im Hochfrequenz-Zwischenkreis der Umformeranordnung angeordnet und an den eine Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) angelegt ist,
einen Ausgleichsstrom-Zyklokonverter (CC), der einerseits an den Kondensator (CAP) und andererseits an die Stromquelleneinheit (SUP) angeschlossen ist,
eine mit dem Kondensator (CAP) gekoppelte Lasteinrichtung,
eine Bezugssignaleinheit (OSC) zur Erzeugung eines Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und
eine mit dem Zyklokonverter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C1, C2, C4, A1-A2, INV, Go(S), GV(S), GI(S), SITA) zum Regeln des Betriebs des Zyklokonverters (CC),
dadurch gekennzeichnet,
daß die Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C1, C2, C4, A1-A2, INV, Go(S), GV(S), GI(S), SITA) den Betrieb des Zyklokonverters so regelt, daß eine Phasendifferenz (R) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) gegen einen vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) konvergiert.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorgeschriebene Phasenbezugswert (R*) als praktisch gleich Null gewählt ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C1-C4, A1-A2, INV, Go(S), GV(S), GI(S), HR(S), SITA) umfaßt:
eine mit dem Kondensator (CAP) verbundenen Span­ nungswandler (PTcap) zum Erfassen oder Messen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc),
eine mit der Spannungswandler (PTcap) und der Be­ zugssignaleinheit (OSC) verbundene Phasenkomparator­ einheit (SITA) zum Vergleichen einer Phase der Hoch­ frequenzspannung (Va, Vb, Vc) mit derjenigen des Pha­ senbezugssignals (ea, eb, ec) und zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals (R), das die Phasendifferenz (R) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) repräsentiert,
eine mit der Phasenkomparatoreinheit (SITA) verbundene und auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) ansprechende Fehlerdetektoreinheit (C3) zum Detektieren eines Phasenfehlersignals (εR), das eine Differenz zwischen dem vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) und dem Phasendifferenzsignal (R) darstellt, sowie
eine mit der Fehlerdetektoreinheit (C3), dem Zyklokonverter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene restliche Einrichtung (PHP, PHN, C1, C2, C4, A1-A2, INV, HR(S), Go(S), GV(S), GI(S)) zum Regeln eines über den Zyklokonverter (CC) fließenden Ausgleichsstroms (Io) in Übereinstimmung mit dem Phasenfehlersignal (εR) in der Weise, daß die Phasendifferenz (R) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) konvergiert (Fig. 1).

4. Anordnung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C1-C4, A1-A2, INV, Go(S), GV(S), GI(S) HR(S), SITA) umfaßt:
einen mit dem Kondensator (CAP) verbundenen Span­ nungswandler (PTcap) zum Detektieren der Hochfre­ quenzspannung (Va, Vb, Vc),
eine mit der Spannungswandler (PTcap) und der Be­ zugssignaleinheit (OSC) verbundene Phasenkomparator­ einheit (SITA) zum Vergleichen einer Phase der Hoch­ frequenzspannung (Va, Vb, Vc) mit derjenigen des Pha­ senbezugssignals (ea, eb, ec) und zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals (R), das die Phasendifferenz (R) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) repräsentiert,
eine mit der Phasenkomparatoreinheit (SITA) verbundene und auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) ansprechende Fehlerdetektoreinheit (C3) zum Detektieren eines Phasenfehlersignals (εR), das eine Differenz zwischen dem vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) und dem Phasendifferenzsignal (R) darstellt, sowie
eine mit der Fehlerdetektoreinheit (C3), dem Zyklokonverter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene restliche Einrichtung (PHP, PHN, C1, C2, A1-A2, INV, HR(S), GV(S), GI(S)) zum Regeln des Betriebs des Zyklokonverters (CC) nach Maßgabe des Phasenfehlersignals (εR) in der Weise, daß sich die Phasendifferenz (R) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) verringert (Fig. 7).

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkomparatoreinheit (SITA) umfaßt:
einen mit der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundenen Phasenschieber (VT) zum Verschieben einer Phase des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) um praktisch 90° und zum Liefern eines phasenverschobenen Signals (ea′, eb′, ec′) sowie
eine mit dem Phasenschieber (VT) verbundene Mul­ tipliziereinheit (K1-K3, ML1-ML3, AD, K, 60) zum Multiplizieren des phasenverschobenen Signals (ea′, eb′, ec′) mit einem der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) entsprechenden Signal und zum Ableiten des Phasendifferenzsignals (R) aus einem Ergebnis dieser Multiplikation (Fig. 6).

6. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkomparatoreinheit (SITA) umfaßt:
eine mit der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene erste Schaltung (61) zum Erfassen eines Nulldurchgangspunkts des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und zum Erzeugen eines ersten Phasensignals (eΦ), das eine Phase des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) repräsentiert,
eine mit dem Kondensator (CAP) verbundene zweite Schaltung (62) zum Erfassen eines Nulldurchgangspunkts der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und zum Erzeugen eines zweiten Phasensignals (VR), das eine Phase der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) repräsentiert,
eine mit erster und zweiter Schaltung (61, 62) verbundene dritte Schaltung (63) zum Erfassen einer Phasendifferenz zwischen erstem und zweitem Phasensignal (eΦ, VΦ) und zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignalgröße (Φ) mit einer Signaldauer, die das Phasendifferenzsignal (R) repräsentiert, sowie
eine mit der dritten Schaltung (63) verbundene Einrichtung (64-66) zum Messen der Signaldauer der Phasendifferenzsignalgröße (Φ) und Ableiten des Pha­ sendifferenzsignals (R) aus einem Ergebnis dieser Messung (Fig. 6A).

7. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine einen Motor (M) umfassende Last und
eine mit dem Motor (M), einem zweiten Zyklokonverter (CC-2) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Einrichtung (PG, SPC, ACR2, PHC2) zum Regeln einer Drehzahl (ωr) des Motors (M) auf der Grundlage einer gegebenen Drehzahlreferenz (ωr*) und des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) (Fig. 8).

8. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine einen Lastkreis (VL) umfassende Last und
eine mit dem Lastkreis (VL), dem Inverter (SSL) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Einrichtung (CTL, ACR2, PHC2) zum Regeln eines Stroms (IL) des Lastkreises (VL) auf der Grundlage einer gegebenen Stromreferenz (IL*) und des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) (Fig. 9).

9. Umformeranordnung, umfassend
eine Stromquelleneinheit zur Lieferung von elektrischem Wechselstrom,
einen als Hochfrequenz-Stromquelle dienenden Kondensator (CAP), der im Hochfrequenz-Nebenkreis der Umformeranordnung angeordnet und an den eine Hoch­ frequenzspannung (Va, Vb, Vc) angelegt ist,
einen Ausgleichsstrom-Zyklokonverter (CC), der einerseits an den Kondensator (CAP) und andererseits an die Stromquelleneinheit angeschlossen ist,
eine direkt mit der Stromquelleneinheit verbundene Last,
eine Bezugssignaleinheit (OSC) zur Erzeugung eines Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und
eine mit dem Zyklokonverter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Betriebsregeleinrichtung zum Regeln des Betriebs des Zyklokonverters (CC),
dadurch gekennzeichnet,
daß die Betriebsregeleinrichtung den Betrieb des Zyklokonverters so regelt, daß eine Phasendifferenz (R) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) gegen einen vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*) konvergiert,
daß eine auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert (R*), auf einen zwischen dem Ausgleichsstrom- Zyklokonverter (CC) und der Wechselstromquelle fließenden Strom (Ic) sowie auf ein mit einer Spannung (Vs) der Wechselstromquelle synchronisiertes Ein­ heitssinuswellensignal (sin ωt) ansprechende Einrichtung (MLT, AD, C2, GI(S), A1-A2, PHP, PHN, SITA, C3, HR(S)) zum Regeln des Ausgleichsstrom-Zyklokonverters (CC) vorhanden ist, derart, daß der Zyklokonverter (CC) als Aktivfilter wirkt (Fig. 10).