JPH0710171B2 - 高周波リンク変換装置 - Google Patents

高周波リンク変換装置

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JPH0710171B2
JPH0710171B2 JP62254571A JP25457187A JPH0710171B2 JP H0710171 B2 JPH0710171 B2 JP H0710171B2 JP 62254571 A JP62254571 A JP 62254571A JP 25457187 A JP25457187 A JP 25457187A JP H0710171 B2 JPH0710171 B2 JP H0710171B2
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capacitor
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Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は高周波電源となる進相コンデンサの電圧を利用
して自然転流させる高周波リンク変換装置に関する。
（従来の技術） 先に高周波リンク変換装置の応用技術の１つとして交流
電動機駆動装置（特願昭61−165028）等を提案した。
この交流電動機駆動装置は、高周波電源となる進相コン
デンサの印加電圧を利用して２台のサイクロコンバータ
を自然転流させるもので、第１のサイクロコンバータ
は、上記進相コンデンサに印加される電圧の波高値がほ
ぼ一定になるように交流電源から供給される入力電流を
制御している。また、第２のサイクロコンバータは、進
相コンデンサを高周波電源として周波数変換を行い、交
流電動機に可変電圧可変周波数の正弦波電流を供給す
る。
この装置においては前記交流電源から供給される入力電
流を電源電圧と同相の正弦波に制御することができ、入
力力率＝１で入力電流高調波の少ない運転を達成するこ
とができる。また、交流電動機に供給される電流は正弦
波に制御されトルクリップルのない運転ができ、しかも
その出力周波数の上限値として数百Hzの運転が可能であ
る。すなわち、超高速大容量の交流可変速電動機を提供
できるものである。
（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の高周波リンク変換装置は、次のような問題点
がある。
すなわち、従来の装置は、原理的には進相コンデンサに
印加される電圧の周波数と位相は、上記サイクロコンバ
ータの位相制御回路に与えられる基準信号（高周波３相
電圧）の周波数と位相に一致するように、第１のサイク
ロンコンバータの循環電流値が自然に増減するものであ
るが、実際には、回路損失等のため、進相コンデンサの
印加電圧の位相と基準電圧の位相にずれが発生する。こ
の結果、各コンバータの入力端子に実際に印加される電
圧と当該コンバータの点呼位相を決定する位相基準電圧
を一致しなくなり、必要な出力電圧を発生させることが
できなくなる。その分位相入力信号がずれてしまい、制
御可能な領域を縮め、位相制御の非線形性や飽和を招い
ていた。
また、高周波リンク変換装置の負荷が急変した場合、従
来の装置では、進相コンデンサに印加される電圧の位相
が上記基準電圧に対して変動し、その変化の減衰が遅い
欠点がある。このような進相コンデンサの印加電圧の位
相の変動は、自然転流の転流失敗を招き、過電流等によ
り、素子に悪影響を与える。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、高周
波電圧源となる進相コンデンサの印加電圧の位相を安定
させ、かつ、基準電圧との位相ずれをなくすことにより
広範囲の位相制御領域を確保し、自然転流の転流限界を
向上させた高周波リンク変換装置を提供することを目的
とする。
〔発明の構成〕
（問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は直流又は交流電
源と、当該電源に出力端子が接続された循環電流式サイ
クロコンバータと、当該サイクロコンバータの入力側端
子に接続された高周波進相コンデンサと、前記サイクロ
コンバータの点弧位相を制御する位相制御回路と、当該
位相制御回路に位相基準信号を与える外部発振器と、前
記進相コンデンサに印加される電圧の波高値を制御する
手段と、前記外部発振器から与えられる基準信号と前記
進相コンデンサに印加される電圧との位相差を検出する
手段と、当該位相差を制御する手段とを具備している。
（作 用） 循環電流式サイクロコンバータは進相コンデンサに印加
される電圧を利用して自然転流する。当該進相コンデン
サに印加される電圧の波高値は前記サイクロコンバータ
により、直流又は交流電源から供給される電流を調整す
ることにより、ほぼ一定に制御される。また、当該サイ
クロコンバータの点弧位相を制御する位相制御回路に
は、外部発振器により、位相基準信号が与えられる。こ
の結果、進相コンデンサに印加される電圧の周波数と位
相は該基準信号の周波数と位相に一致するように動作す
る。しかしながら、実際には、回路損失等によって進相
コンデンサの印加電圧と基準信号との間に位相差が発生
する。当該位相差を検出し、前記サイクロコンバータの
循環電流を調整し位相差が零になるように制御する。
また、進相コンデンサに負荷（例えば、交流電動機を駆
動する第２のサイクロコンバータ等）を接続したとき、
当該負荷が急変した場合、前記進相コンデンサに印加さ
れる電圧の波高値や周波数及び位相が変動しようとする
が、前記波高値制御手段により電圧の大きさは一定に保
たれ、かつ、位相差制御手段により電圧の周波数及び位
相は安定に保たれる。
この結果、各コンバータの位相制御は安定し、転流失敗
がなく、かつ広範囲な位相制御を確保することができ
る。
（実施例） 第１図は本発明の高周波リンク変換装置の一実施例を示
す構成図である。
図中、SUPは直流電源、LSは直流リアクトル、CCは循環
電流式サイクロコンバータ、CAPは進相コンデンサ、LOA
Dは負荷装置である。
循環電流式サイクロコンバータCCは、正群コンバータSS
Pと負群コンバータSSN及び直流リアクトルLO1,LO2で構
成されている。
また制御回路として、電流検出機CTS、電圧検出機PTca
p、整流回路Ｄ、位相差検出機SITA、比較器C1〜C4、加
算器A1,A2、電圧制御補償回路GV（Ｓ）、入力電流制御
補償回路GI（Ｓ）、循環電流制御補償回路GO（Ｓ）、位
相差制御補償回路Ｈθ（Ｓ）、反転増幅器INV、位相制
御回路PHP,PHN及び外部発振器OSCが用意されている。
循環電流式サイクロコンバータCCは、進相コンデンサCA
Pに印加される電圧Va,Vb,Vcの波高値Vcapがほぼ一定に
なるように直流電源SUPから供給される電流ISを制御す
る。
また、負荷装置LOADは、例えば、誘導電動機を駆動する
サイクロコンバータ等で、前記高周波進相コンデンサCA
Pを３相電圧源として当該サイクロコンバータにより誘
導電動機に可変電圧可変周波数の交流電力を供給する。
次に、各制御動作を説明する。
まず、負群コンバータSSNを介して進相コンデンサCAPに
電圧を確立させる動作を説明する。
第２図は、直流電源VSと負群コンバータSSNと進相コン
デンサCab,Cbc,Ccaと直流リアクトルLSの関係を示す等
価回路である。
第２図の回路で、サイリスタS2とS4に点弧パルスが入っ
た場合、充電々流ISは電流VS +→リアクトルLS→サイリ
スタS4→コンデンサCab→サイリスタS2→電源VS -の経路
と、電源VS +→リアクトルLS→サイリスタS4→コンデン
サCca→コンデンサCbc→サイリスタS2→電源VS -の経路
に流れる。この結果、コンデンサCabには電源電圧VSが
充電され、コンデンサCbc,Ccaには−VS/2の電圧が印加
される。
第３図（ａ）は、負群コンバータSSNのサイリスタS1〜S
6の点弧モードを示すもので、第１図の外部発振器0SCか
らの３相基準信号ea,eb,ecに同期して点弧パルスが与え
られる。第２図のモードの後はサイリスタS3に点弧パル
スが与えられる。すると、コンデンサCbcに充電された
電圧によって、サイリスタS2に逆バイアス電圧が印加さ
れ、S2はオフする。すなわち、起動時には進相コンデン
サCAPは転流コンデンサの役目をはたす。サイリスタS4
とS3がオンすると、コンデンサCab,Cbc,Ccaに印加され
る電圧も変化する。
第３図（ｂ）は、（ａ）のモードで点弧されたときの第
２図のa,b端子間の電圧Va-bと相電圧Vaの波形を表す。
電圧Va-bはリアクトルLSを介して充電されるため、破線
の如く、徐々に立上る。その時間を２δとした場合、Va
-bの基本波成分はδだけ遅れる。相電圧Vaは、当該線間
電圧Va-bに対して（π/6）ラジアンだけ位相が遅れる。
第３図の点弧モードと相電圧Vaを比較するとわかるよう
に、起動時の位相制御角αＮは、 αＮ＝π−δ（ラジアン） …（１） となっている。δにあまり大きくないので、近似的には
αＮ≒180゜で運転されていることになる。このときの
コンバータSSNの出力電圧VNは、第２図の矢印の方向を
正と考えると、 VN＝−kV・Vcap・cosαＮ …（２） となっている。ただし、kVは比例定数、Vcapはコンデン
サの相電圧波高値とする。
当該出力電圧VNが電源電圧VSとつり合っている。しか
し、このままでは、進相コンデンサCAPには、当該電源
電圧VS以上の電圧は充電されない。そこで、点弧位相角
αＮを90゜の方向に少しずらしてやる。すると（２）式
で示される出力電圧VNが減少し、VS＞VNとなる。この結
果、充電々流ISが増大しコンデンサ電圧Vcapを増大さ
せ、VS＞VNとなって落ち着く。さらにVcapを増大させて
たい場合には、αＮをさらに90゜の方向にずらし、出力
電圧VNを減少させることにより達成できる。
αＮ＝90゜ではVN＝0Vとなり、理論的には、電源電圧VS
がわずかな値でもコンデンサ電圧Vcapを大きな値に充電
することができる。しかし、実際には、回路損失がある
ため、その分の電力供給は必要不可欠のものとなる。
このようにして進相コンデンサCAPの電圧Vcapを任意の
値に充電することができる。
このようにして確立された進相コンデンサCAPの電圧Va,
Vb,Vcが、第１図の位相制御回路PHP,PHNに与えられる３
相基準電圧ea,eb,ecの周波数と位相に大略一致すること
を次に説明する。
サイクロコンバータCCは電源から供給される入力電流IS
を制御するため、電源電圧VSに応じて、その出力電圧V
CSを変化させている。CCの出力電圧VCSは正群コンバー
タSSPの出力電圧VPと負群コンバータSSNの出力電圧VNの
平均値で、次のように表わされる。
VCS＝（VP＋VN）/2 …（３） また、循環電流IOは、上記正群及び負群コンバータの出
力電圧の差VP−VNが直流リアクトルLO1,LO2に印加され
ることにより流れる。すなわち、VP＞VNの場合、IOは増
加し、逆にVP＜VNの場合、IOは減少する。
通常は、VP≒VNとなって循環電流IOの増減はない。この
とき点弧位相角は、 αＮ≒180゜−αＰ …（４） の条件を満足している。
第４図は、αＰ＝45゜，αＮ＝135゜の場合の位相制御
基準信号ea,eb,ecと、正群及び負群コンバータの点弧パ
ルス信号を表わす。
基準信号ea,eb,ecは、外部発振器0SCから与えられるも
ので、次式のように表わせる。
ea＝sin（ωＣ・ｔ） …（５） eb＝sin（ωＣ・ｔ−２π/3） …（６） ec＝sin（ωＣ・ｔ＋２π/3） …（７） ここで、ωＣ＝２πfcは高周波の角周波数で例えば、fc
＝1kHz程度に選ばれる。
進相コンデンサCAPの相電圧Va,Vb,Vcが上記基準信号ea,
eb,ecの周波数と位相に一致している場合、コンバータS
SP,SSNの出力電圧は次のようになる。
VP＝ｋ・Vcap・cosαＰ …（８） VN＝−ｋ・Vcap・cosαＮ …（９） 故に、（４）式を満足している限り、VP≒VNとなって循
環電流IOの増減はない。
この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数fcapが低くな
り、第４図の破線のようにＶ′a,V′b,V′ｃとなった場
合を考える。
コンバータSSPの点弧位相角は、αＰからα′Ｐに、ま
た、SSNの点弧位相角はαＮからα′Ｎに変化する。ま
たこの結果、VP＞VNとなり、サイクロコンバータCCの循
環電流IOを増大させる。
当該循環電流IOは、進相コンデンサCAP側から見た場
合、サイクロコンバータCCの入力側の遅れ無効電力とな
る。
第５図は、サイクロコンバータCCの入力側の１相分の等
価回路を表わしたもので、サイクロコンバータCCは、遅
れ電流をとる可変インダクタンスLCCに置き換えられ
る。この回路の共振周波数fcapは、次式のようになる。
循環電流が増大することは、等価インダクタンスLCCが
減少することに等しく、上記周波数fcapは増大し、V
a′,Vb′,Vc′の周波数fcapは基準電圧ea,eb,ecの周波
数fCに近ずく。
同様にfcap＞fCとなった場合には、循環電流IOが減少
い、LCCが大きくなって、やはり、fcap＝fCとなって落
ち着く。
進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧の位相より
遅れた場合には、上記fcap＜fCとなったときと同様に循
環電流が増加し、進相コンデンサCAPの電圧位相を進め
る。逆に進相コンデンサCAPの電圧位相が基準電圧より
進んだ場合には、上記fcap＞fCとなったときと同様に、
循環電流が減少し、進相コンデンサCAPの電圧位相を遅
らせる。このようにして、進相コンデンサCAPの電圧Va,
Vb,Vcは、基準電圧ea,eb,ecと同一周波数，同位相とな
るように循環電流の大きさが自動的に調整されるもので
ある。
しかしながら、実際には回路損失等のため、進相コンデ
ンサCAPに印加される電圧Va,Vb,Vcの位相は、基準電圧e
a,eb,ecより若干遅れる。その遅れ角をθとした場合、
当該コンデンサ電圧Va,Vb,Vcは次式のように表わされ
る。
Va＝Vcap・sin（ωＣ・ｔ−θ） …（11） Vb＝Vcap・sin（ωＣ・ｔ−θ＋２π/3） …（12） Vc＝Vcap・sin（ωＣ・ｔ−θ−２π/3） …（13） ただし、Vcapは電圧波高値である。
次に、第１図にもどって、進相コンデンサCAPに印加さ
れる電圧Va,Vb,Vcの波高値Vcap制御と前記位相角θの制
御動作を説明する。
まず、入力電流ISは次のようにして制御される。
入力電流ISを比較器C2に入力しその指令値▲Ｉ* S▼と比
較し、偏差εＩ＝▲Ｉ* S▼−ISを次の入力電流制御補償
回路GI（Ｓ）に入力する。GI（Ｓ）は説明を簡単にする
ため反転の比例要素−KIのみとする。正群コンバータSS
Pの位相制御回路PHPには、加算器A1を介して、前記G
I（Ｓ）の出力信号が入力される。また、負群コンバー
タSSNの位相制御回路PHNには、反転増幅器INV及び加算
器A2を介して、上記GI（Ｓ）の出力信号が入力される。
ここで、循環電流制御補償回路Go（Ｓ）の出力信号が充
分小さいものと仮定すれば、上記位相制御回路PHP及びP
HNの入力υαＰ及びυαＮは、次式のようになる。
υαＰ≒−KI・εＩ …（14） υαＮ≒−KI・εＩ …（15） この結果、正群及び負群コンバータの各出力電圧は、比
較定数をkCとした場合、 VP＝kC・υαＰ≒−kC・KI・εＩ …（16） VN＝−kC・υαＮ≒VP …（17） となる。
▲Ｉ* S▼＞ISとなった場合、偏差εＩは正の値となり、
VP及びVNを減少させる。その結果、リアクトルLSに印加
される電圧VS−（VP＋VN）/2が正の値となり、入力電流
ISを増加させる。
逆に▲Ｉ* S▼＞ISとなった場合、偏差εＩは負の値とな
り、VP及びVNを増加させ、入力電流ISを減少させる。最
終的にはIS＝▲Ｉ* S▼となって落ち着く。
次に、進相コンデンサCAPに印加される電圧の波高値Vca
pの制御動作を説明する。
３相電圧検出器PTcapにより進相コンデンサCAPに印加さ
れる電圧Va,Vb,Vcの瞬時値を検出する。それを整流回路
Ｄを介して整流し、波高値Vcapを求める。
当該波高値検出値Vcapは比較器C1に入力され、波高値指
令▲Ｖ * cap▼と比較される。当該偏差εＶ＝▲Ｖ * cap
▼−Vcapは次の電圧制御補償回路GV（Ｓ）に入力され、
比例増幅あるいは積分される。GV（Ｓ）の出力前記入力
電流制御のための指令値▲Ｉ* S▼となる。
▲Ｖ * cap▼＞Vcapとなった場合、偏差εＶは正の値と
なり、GV（Ｓ）を介して電流指令値▲Ｉ* S▼を増加させ
る。前述のように入力電流ISは該指令値▲Ｉ* S▼に一致
するように制御される。故にISが増加し有効電力PS＝VS
・ISが電源SUPから進相コンデンサCAPに供給され、コン
デンサの蓄積エネルギー（1/2）Ccap・▲Ｖ 2 cap▼＝PS
・ｔが増加する。すなわち、電圧波高値Vcapが増加す
る。
逆に▲Ｖ * cap▼＜Vcapとなった場合、偏差εＶは負の
値となり、GV（Ｓ）を介して、電流指令値▲Ｉ* S▼を減
少させる。偏差εＶが負の値で大きくなったときには、
▲Ｉ* S▼は負の値にもなる。この結果、有効電力PSも負
の値となり、コンデンサの蓄積エネルギーが電源SUPに
回生され、Vcapは減少する。最終的には、Vcap＝▲Ｖ *
cap▼となるように制御される。
以上のようにして進相コンデンサCAPの電圧波高値Vcap
は指令値▲Ｖ * cap▼に一致するように制御される。
次にサイクロコンバータの循環電流制御の動作を説明す
る。
サイクロコンバータCCの循環電流IOは、正群及び負群コ
ンバータの各出力電流IP,INから次式のように求められ
る。
IO＝（IP＋IN−|IP−IN|）/2 …（18） このようにして検出された循環電流IOを比較器C4に入力
し、その指令値▲Ｉ* O▼と比較する。当該偏差εＯ＝▲
Ｉ* O▼−IOを次の循環電流制御補償回路GO（Ｓ）に入力
し、比例増幅する。その比例定数をKOとすると、（1
4），（15）式で与えられた位相制御入力電圧υαＰ，
υαＮは次のようになる。
υαＰ＝−KI・εＩ＋KO・εＯ …（19） υαＮ＝KI・εＩ＋KO・εＯ …（20） ▲Ｉ* O▼＞IOとなった場合、偏差εＯは正の値となり、
正群コンバータSSPの出力電圧VPを増加させ、負群コン
バータSSNの出力電圧VNを減少させる。故に、VP＞VNと
なり、循環電流IOを増加させる。
逆に▲Ｉ* O▼＜IOとなった場合、偏差εＯは負の値とな
り、VP＜VNとなって、循環電流IOを減少させる。最終的
には、IO≒▲Ｉ* O▼となって落ち着く。
次に、この循環電流IOを用いて進相コンデンサCAPに印
加される電圧Va,Vb,Vcの位相差θの制御を行う方法を説
明する。
第６図は第１の位相差検出回路SITAの具体例を示す構成
図である。図中、k1〜k3は比例要素、ML1〜ML3は乗算
器、ADは加算器、Ｋは比例要素、VTは移相器である。
まず、外部発振器OSCからの出力信号ea,eb,ecは移相器V
Tを介して、90゜位相の進んだ信号ｅ′a,e′b,e′ｃに
変換される。すなわち、 となる。
また、３相電圧検出器PTcapによって検出された進相コ
ンデンサCAPの瞬時電圧Va,Vb,Vcは、比例要素k1,k2,k3
を介して規格化され、単位電圧υa,υb,υｃになおされ
る。
乗算器ML1〜ML3、加算器AD及び比例要素を用いて、次式
のように位相差θの正弦値sinθが求められる。
位相差θがあまり大きくない範囲では、θ≒sinθとな
るので、制御量としてsinθを用いてもあまり問題な
い。なお、この後にsin-1の演算を行えば、正確なθを
求めることもできる。
位相差θは進みを正として検出する。
位相差の検出値θは、第１図の比較器C3に入力され指令
値θ＊と比較される。通常、この指令値θ＊は零に設定
されている。偏差εθ＝θ＊−θは次の位相差制御回路
Ｈθ（Ｓ）に入力され、比例増幅あるいは積分される。
このＨθ（Ｓ）の出力信号信号▲Ｉ* O▼は前述の循環電
流指令値となる。
θ＊＞θの場合、εθは正の値となり、Ｈθ（Ｓ）を介
して、循環電流指令▲Ｉ* O▼を増加させる。故に循環電
流指令IOもそれに従って増加し、第５図の等価回路のL
CCを減少させる。従って、（10）式の周波数fcapが高く
なり、進相コンデンサの電圧Va,Vb,Vcの位相θを進ませ
る。
逆に、θ＊＜θの場合、偏差εθは正の値となり、循環
電流IOを減少させ、（10）式の周波数fcapを減少させ
る。その結果、Va,Vb,Vcの位相θを遅らせる。
最終的にはθ＝θ＊となって落ち着く。この指令値θ＊
を零とすれば、位相差θも零となり、進相コンデンサCA
Pの印加電圧Va,Vb,Vcと外部発振器0SCからの基準信号e
a,eb,ecの位相は完全に一致する。
故に、位相制御に際し、非線形性や飽和等の現象がなく
なり、広範囲な制御領域を確保することが可能となる。
また、負荷急変等が発生した場合でも、この位相制御ル
ープが有効に働き、位相差θが生じたとしてもすみやか
に減衰して元の状態に復帰することができる。従って転
流失敗の危険を取除くことができる。
第７図は、本発明装置の制御回路部の別の実施政を示す
構成図である。
この実施例では、位相差制御補償回路Ｈθ（Ｓ）の出力
信号を循環電流の指令値とするのでなく、直接、加算器
A1,A2を介して位相制御回路PHP及びPHNに入力してい
る。
結果的には第１図と同じく、サイクロコンバータCCの循
環電流が調整されて、位相差θがその指令値θ＊に一致
するように制御される。
第８図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。
図中、SUPは３相交流電源、CC-1は第１の循環電流式サ
イクロコンバータ、CAPは高周波進相コンデンサ、CC-2
は第２のサイクロコンバータ、Ｍは３相交流電動機、PG
は回転速度検出器、CTS,CTLは電流検出器、PTcapは電圧
検出器、Ｄは整流回路、SITAは位相差検出器、AVRは電
圧制御回路、ACR1は入力電流制御回路、ＡθＲは位相差
制御回路、ACCRは循環電流制御回路、OSCは外部発振
器、PHC1第１のサイクロコンバータの位相制御回路、SP
Cは速度制御回路、ACR2は電動機電流制御回路、PHC2は
第２のサイクロコンバータの位相制御回路である。
電源SUPが交流電源となっている点が、第１図と異な
る。電圧波高値制御回路AVRの出力は、３相入力電流
ISR,ISS,ISTの指令値▲Ｉ* SR▼，▲Ｉ* SS▼，▲Ｉ* ST▼
となる。
負荷装置として、第２のサイクロコンバータCC-2と交流
電動機Ｍが接続されている。CC-2は進相コンデンサを高
周波電圧源として、交流電動機Ｍに可動電圧可変周波数
の正弦波電流ILU,ILV,ILWを供給する。
第９図は本発明装置のさらに別の実施例を示す構成図で
ある。
図中、VSは第１の直流電源、LSは直流リアクトル、CCは
循環電流式サイクロコンバータ、CAPは高周波進相コン
デンサ、SSLは他励コンバータ、LLは直流リアクトル、V
Lは第２の直流電圧源を各々表わす。
サイクロコンバータCCは、正群コンバータSSP、負群コ
ンバータSSN、直流リアクトルLO1,LO2で構成されてい
る。
また、制御回路として、電流検出器CTS,CTL、電圧検出
器PTcap、整流回路Ｄ、位相差検出器SITA、電圧制御回
路AVR、第１の直流電流制御回路ACR1、位相差制御回路
ＡθＲ、循環電流制御回路ACCR、第２の直流電流制御回
路ACR2、外部発見器OSC、位相制御回路PHC1、PHC2が用
意されている。
第２の直流電圧源VLとして太陽電池が考がえられる。他
励コンバータSSLは進相コンデンサCAPを高周波電圧源と
して自然転流するもので、太陽電池VLによって発電され
て電力を高周波進相コンデンサに回生する。
循環電流式サイクロコンバータCCは、進相コンデンサCA
Pの蓄積エネルギーが増加すれば、それをさらに第１の
直流電源（例えば直流送電線等）に回生することによ
り、進相コンデンサCAPに印加される電圧Va,Vb,Vcの波
高値を一定に制御する。
位相差制御は、第１図と同様に行われる。
以上の実施例は負荷装置LOADが接続されている場合を示
したが、高周波リンク変換器の応用例としては、アクテ
ィブフィルタ等の電力調整装置も考えられ、本発明を同
様に適用できることは言うまでもない。
〔発明の効果〕
以上のように本発明によれば、進相コンデンサに印加さ
れる電圧Va,Vb,Vcと外部発振器から出力される基準信号
ea,eb,ecとの位相を完全に一致させることができ、サイ
クロコンバータの位相制御に際し、非線形性や飽和等が
なくなり、広範囲な制御領域を確保することができる。
さらに負荷急変等があっても上記進相コンデンサの電圧
Va,Vb,Vcと、基準信号ea,eb,ecとの位相差θを検出し、
制御しているため、位相差θの変動が小さくなり、かつ
振動の減衰を早めることができる。従って、サイクロコ
ンバータの転流余裕角が極端に小さくなることがなくな
り、転流失敗による素子破壊の危険もなくなる。全体的
に信頼性の高い高周波リンク変換装置を提供することが
できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の高周波リンク変換装置の一実施例を示
す構成図、第２図及び第３図は第１図の装置の起動動作
を説明するための等価回路図と、タイムチャート図、第
４図及び第５図は第１図の装置の動作を説明するための
タイムチャート図と等価回路図、第６図は第１図の装置
の位相差検出回路の実施例を示す具体的構成図、第７図
は本発明装置の制御回路の他の実施例を示す構成図、第
８図は本発明装置の他の実施例を示す構成図、第９図は
本発明装置のさらに別の実施例を示す構成図である。 SUP……直流又は交流電源、CC……循環電流式サイクロ
コンバータ、CAP……進相コンデンサ、LOAD……負荷装
置、SITA……位相差検出器、Ｈθ（Ｓ）……位相差制御
補償回路、GO（Ｓ）……循環電流制御補償回路、G
V（Ｓ）……電圧波高値制御補償回路、GI（Ｓ）……入
力電流制御補償回路、OSC……外部発振器、PHP,PHN……
位相制御回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流又は交流電源と、当該電源に出力端子
    が接続された循環電流式サイクロコンバータと、当該サ
    イクロコンバータの入力側端子に接続された高周波進相
    コンデンサと、前記サイクロコンバータの点弧位相を制
    御する位相制御回路と、当該位相制御回路に位相基準信
    号を与える外部発振器と、前記進相コンデンサに印加さ
    れる電圧の波高値を検出する手段と、検出した電圧の波
    高値から前記電源から前記サイクロコンバータに供給さ
    れる電流の指令値を算出する手段と、前記外部発振器か
    ら与えられる基準信号と前記進相コンデンサに印加され
    る電圧との位相差を検出する手段と、前記検出した位相
    差から前記サイクロコンバータの循環電流の指令値を算
    出する手段と、前記２つの指令値に基づき前記位相制御
    回路に位相制御信号を与える手段とを具備してなる高周
    波リンク変換装置。
JP62254571A 1987-10-12 1987-10-12 高周波リンク変換装置 Expired - Lifetime JPH0710171B2 (ja)

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