DE3781613T2

DE3781613T2 - Geraet fuer wechselstrommotorantrieb.

Info

Publication number: DE3781613T2
Application number: DE8787109725T
Authority: DE
Inventors: Susumu C O Patent Div Tadakuma; Shigeru C O Patent Divi Tanaka
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-07-14
Filing date: 1987-07-06
Publication date: 1993-03-18
Anticipated expiration: 2007-07-07
Also published as: EP0253267A3; CA1285610C; US4760321A; EP0253267B1; EP0253267A2; DE3781613D1

Description

Die Erfindung betrifft eine Wechselstrommotor-Antriebsanordnung hoher Drehzahl und hoher Leistung bzw. Kapazität, die für ein Eisen/Stahl-Walzwerk, eine Wasserpumpe, ein Tunnelabsauggebläse o. dgl. einsetzbar ist.
(Elektro-)Motoren lassen sich hauptsächlich in Gleichstrom- und Wechselstrommotoren einteilen. Erstere erzeugen geringe Drehmomentwelligkeit, bieten gute Regelbarkeit und lassen sich einfach handhaben. Aus diesem Grund sind Gleichstrommotoren bereits auf weiten Anwendungsgebieten eingesetzt worden. Gleichstrommotoren erfordern jedoch aufwendige Wartung für ihre Bürsten und Kommutatoren, und sie unterliegen Einschränkungen bezüglich ihrer maximalen Betriebsdrehzahl und/oder maximalen Leistung bzw. Kapazität. Aus diesem Grund wurden Gleichstrommotoren zunehmend durch Wechselstrommotoren variabler Drehzahl ersetzt.
Typische Wechselstrommotoren umfassen Induktionsmotoren und Synchronmotoren. Obgleich Wechselstrommotoren auch Reluktanzmotoren und Hysteresemotoren umfassen, finden diese ein wesentlich engeres Anwendungsgebiet.
Es ist ein kommutatorloser Motor bekannt, bei dem eine gegenelektromotorische Kraft oder Gegen-EMK eines Synchronmotors zum natürlichen Kommutieren eines Thyristorwechselrichters oder -umformers benutzt wird. Da der kommutatorlose Motor natürliche Kommutierung anwendet, kann er ohne weiteres eine große Kapazität bzw. Leistung besitzen; er weist eine ähnliche Regelbarkeit wie Gleichstrommotoren auf, und er kann in einem weiten Bereich von Anwendungsgebieten eingesetzt werden. Da jedoch der kommutatorlose Motor einen Feldpol benötigt, wird die Motoranordnung insgesamt sperrig, und sie weist aufgrund der Einschränkungen oder Begrenzungen bezüglich der natürlichen Kommutierung eine geringe Überlastbarkeit auf.
Ein Induktionsmotor, insbesondere ein Kurzschlußankermotor, besitzt einen einfachen Aufbau; er ist steif und läßt sich einfach handhaben oder bedienen. Dieser Motor benötigt aber einen selbsterregten Wechselrichter, und ein zusammen mit dem Motor verwendeter Stromrichter bzw. Konverter ist bestimmten Einschränkungen unterworfen.
Derzeit besitzen selbstlöschende Elemente, wie Transistoren, GTOs und dgl., zunehmend große Kapazität oder Leistung, und sie werden beim selbsterregten Wechselrichter eingesetzt. Insbesondere kann ein Pulsbreitenmodulations- oder PBM-gesteuerter Wechselrichter einem Motor einen Sinuswellenstrom zuspeisen. Daher kann ein Wechselstrommotor variabler Drehzahl mit niedrigem (Betriebs-)Geräusch und unter Erzeugung geringer Drehmomentwelligkeit realisiert werden. Derzeit stehen verschiedene Regeltechniken, wie V/f = Konstantregelung, Schlupffrequenzregelung, Vektorregelung und dgl., zur Verfügung; diese ermöglichen die Erzielung von Charakteristiken, die denen der Gleichstrommotoren äquivalent sind.
Ein Zyklokonverter ist als typisches Beispiel bekannt, bei dem eine Spannung von einer Wechselstromquelle zur Herbeiführung natürlicher Kommutierung benutzt wird. Der Zyklokonverter kann einen Sinuswellenstrom einem Motor zuspeisen, und seine Kapazität oder Leistung kann durch natürliche Kommutierung einfach erhöht werden. Insbesondere hat ein Zyklokonverter des Blindleistungskompensationstyps, bei dem ein Eingangsleistungsfaktor an einer Abnahmeseite ständig auf 1 geregelt wird, große Aufmerksamkeit auf sich gezogen (vgl. US-A-4 418 380, US-A-4 570 214 oder japanische Patentveröffentlichung Nr. 59-14988).
Die herkömmliche Wechselstrommotor-Antriebsanordnung ist unter Nutzung ihrer Vorteile auf zahlreichen Anwendungsgebieten eingesetzt worden. Ein(e) Anordnung oder Gerät für den Antrieb (die Ansteuerung) eines Hochleistungs- und Hochdrehzahl-Motors kann jedoch mit den oben beschriebenen, herkömmlichen Techniken nicht ohne weiteres realisiert werden. Genauer gesagt: obgleich der Zyklokonverter natürliche Kommutierung anwendet, so daß seine Kapazität bzw. Leistung einfach erhöht werden kann, kann er nicht für Hochdrehzahlbetrieb eingesetzt werden, weil der Zyklokonverter eine niedrige Ausgangsfrequenz aufweist. Andererseits benötigt ein selbsterregter Wechselrichter selbstlöschende Elemente, wie Transistoren, GTOs und dgl . . Die Anordnung wird damit kostenaufwendig, und ihre Leistung ist schwierig zu erhöhen.
Da der kommutatorlose Motor die natürliche Kommutierung nutzt, lassen sich seine Leistung ohne weiteres erhöhen und ein Hochdrehzahlbetrieb einfach erreichen. Der Motor selbst ist jedoch kompliziert und sperrig. Da hierbei zudem ein Rechteck(wellen)strom einer Ankerwicklung zugespeist wird, nehmen Drehmomentwelligkeiten des Motors zu. Darüber hinaus bleiben mit der Art der Kommutierung zu Beginn der Aktivierung oder Anspannungslegung und einer ungenügenden Überlastungsfestigkeit bzw. Überlastbarkeit verbundene Probleme weiterhin bestehen.
Andererseits können bei einer Erhöhung der Leistung des Motors der Einfluß der von der Stromquelle erzeugten Blindleistung und derjenige von harmonischen Komponenten der Blindleistung nicht vernachlässigt werden. Änderungen in der Blindleistung verursachen Änderungen in der Stromquellensystemspannung und beeinflussen ungünstig andere, mit dem gleichen Stromquellensystem verbundene elektrische Ausrüstung. Ein harmonischer Strom wirft Induktionsprobleme in Fernsehsystemen oder -geräten, Rundfunkempfängern oder Übertragungsleitungen auf, und harmonische Komponenten der 3., 5. und 7. Ordnung können nicht ohne weiteres beseitigt werden.
Ein Zyklokonverter des Blindleistungskompensationstyps (vgl. US-A-4 418 380 und US-A-4 570 214) stellt eine effektive Möglichkeit zur Lösung des Blindleistungsproblems dar, welcher als Leistungs- oder Stromkonverter zum konstanten Aufrechterhalten des Eingangsleistungsfaktors am Abnahmeende auf 1 dient. Abhängig von der Ausgangsfrequenz erscheint jedoch an der Eingangsseite ein harmonischer Strom, wofür Gegenmaßnahmen getroffen werden müssen.
In neuerer Zeit ist ein Umformer bzw. Stromkonverter mit den Funktionen sowohl eines Wechselstrom-Konverters als auch eines Aktivfilters vorgeschlagen worden (vgl. z. B. japanische Patentoffenbarung (Kokai) Nr. 59-61475). Eine durch eine Kombination aus diesem Umformer und einem selbsterregten Wechselrichter (inverter) gebildete Wechselstrommotor-Antriebsanordnung hat bereits große Aufmerksamkeit auf sich gezogen.
Da bei dieser Anordnung ein Eingangsstrom zu einer Sinuswelle der gleichen Phase wie die der Stromquellenspannung geregelt wird, ist eine harmonische Komponente klein, und der Eingangsleistungsfaktor kann stets auf 1 gehalten werden. Der Konverter muß jedoch aus selbstlöschenden Elementen, wie Transistoren und GTOs, aufgebaut sein. Daher ist ein System großer Leistung (Kapazität) schwierig zu realisieren und mit einem wirtschaftlichen Problem behaftet.
Die vorliegende Erfindung ist nun im Hinblick auf die obigen Gegebenheiten entwickelt worden; Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung einer Hochdrehzahl- und Hochleistungs-Wechselstrommotor-Antriebsanordnung, die einen Sinuswellenstrom einer Frequenz von 0 bis zu mehreren hundert Hz einem Wechselstrommotor (einem Induktions-, Synchron-, Reluktanzmotor o. dgl.) zuspeisen, dabei aber den Eingangsleistungsfaktor einer Stromquelle oder -versorgung auf 1 zu halten und harmonische Komponenten zu beseitigen vermag.
Zur Lösung der obigen Aufgabe wird mit der Erfindung eine Wechselstrommotor-Antriebsanordnung der im Anspruch 1 umrissenen Art geschaffen.
Der erste Zyklokonverter steuert oder regelt dabei einen von der Wechselstromquelle gelieferten Strom zu einer Sinuswelle (mit geringer harmonischer Komponente) der gleichen Phase (Eingangsleistungsfaktor = 1) wie die einer Stromquellenspannung, so daß der Spannungsscheitelwert des Phasenvorschiebe-Kondensators praktisch konstant wird. Der zweite Zyklokonverter speist dem Wechselstrommotor einen Sinuswellenstrom einer variablen oder veränderlichen Frequenz (0 bis einige hundert Hz) zu.
Insbesondere führt der erste Zyklokonverter eine Stromumwandlung zwischen der Wechselstromquelle (einer konstanten Frequenz von 50 Hz oder 60 Hz) und dem Phasenvorschiebe- Kondensator (einer konstanten Frequenz von z. B. 500 Hz) durch, und er regelt den von der Wechselstromquelle gelieferten Strom derart, daß die an den Phasenvorschiebe-Kondensator angelegte Spannung praktisch konstant wird. Dabei wird der von der Stromquelle gelieferte Strom zu einer Sinuswelle der gleichen Phase wie die der Stromquellenspannung geregelt, so daß der Eingangsleistungsfaktor stets auf 1 gehalten werden kann. Demzufolge kann ein Strom mit kleinen harmonischen Komponenten zugespeist werden.
Der zweite Zyklokonverter bewirkt eine Stromumwandlung zwischen dem Phasenvorschiebe-Kondensator und dem Wechselstrommotor. Der Zyklokonverter kann einen Sinuswellenstrom einer Frequenz von etwa 0-500 Hz einer Ankerwicklung des Wechselstrommotors zuspeisen, während die Frequenz des Phasenvorschiebe-Kondensators konstant auf 500 Hz gehalten wird.
Dabei dient der Phasenvorschiebe-Kondensator als vorgeschobene oder Vorschiebe- bzw. Voreil-Blindleistungsquelle für die beiden Zyklokonverter, und seine Frequenz (z. B. 500 Hz) ist so bestimmt, daß die verzögerte Blindleistung der beiden Zyklokonverter der Vorschiebe-Blindleistung des Phasenvorschiebe-Kondensators gleich ist. Mit anderen Worten: wenn ein Phasenregelbezugssignal für den Konverter von einem externen Sinusoszillator (auf einer Frequenz von 500 Hz) den Zyklokonvertern zugespeist wird, fließen die umlaufenden oder Umlauf-Ströme der Zyklokonverter so, daß Frequenz und Phase des Oszillators mit denen der Spannung des Phasenvorschiebe-Kondensators übereinstimmen.
Wenn die Spannung des Phasenvorschiebe-Kondensators auf diese Weise festgelegt ist, können die Zyklokonverter die Stromumwandlung einfach durch Nutzung natürlicher Kommutierung durchführen. Außerdem kann der Zyklokonverter unter Benutzung der Wechselstromquellenfrequenz von 50 Hz (oder 60 Hz) dem Wechselstrommotor einen Sinuswellenstrom einer Frequenz von 0 bis zu mehreren hundert Hz zuspeisen.
Ein besseres Verständnis der Erfindung ergibt sich aus der folgenden genauen Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Wechselstrommotor-Antriebsanordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 2 ein Spannungswellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Teilschaltbild der Anordnung nach Fig. 1,
Fig. 4 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 3,
Fig. 5A bis 5C Zeitsteuerdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,
Fig. 6A bis 6D Zeitsteuerdiagramme zur Erläuterung einer anderen Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,
Fig. 7 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung des Arbeitsprinzips der Anordnung nach Fig. 1,
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Anordnung einer Steuer- oder Regelschaltung für einen Zyklokonverter CC-1 in Fig. 1,
Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Anordnung einer- Steuer- oder Regelschaltung für einen Zyklokonverter CC-2 gemäß Fig. 1,
Fig. 10 eine (grafische) Repräsentationsdarstellung von Stromvektoren zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 9,
Fig. 11 ein Blockschaltbild einer anderen Ausgestaltung der Anordnung nach Fig. 9,
Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Abwandlung der Anordnung nach Fig. 1 und
Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Wechselstrommotor-Antriebsanordnung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Wechselstrommotor- Antriebsanordnung (oder auch -Ansteueranordnung) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
In Fig. 1 bezeichnen die Bezugssymbole R, S und T die Empfangs- oder Abnahmeseiten einer Dreiphasen-Wechselstromquelle SUP; CC-1 steht für einen ersten- Umlaufstromtyp- Zyklokonverter; CAP bezeichnet einen Hochfrequenz-Phasenvorschiebekondensator; CC-2 steht für einen zweiten Umlaufstromtyp-Zyklokonverter; und M bezeichnet einen Wechselstrommotor (Dreiphasen-Kurzschlußläufer- bzw. -ankerinduktionsmotor).
Der erste Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-1 besteht aus extern erregten Konvertern SS1, SS2 und SS3, Gleichspannungs-Drosseln L1, L2 und L3 sowie einem Trenn- oder Isoliertransformator TR1. Die Ausgangsklemme des Zyklokonverters CC-1 ist über Wechselspannungs-Drosseln LSR, LSS und LST an die Dreiphasen-Stromquelle angeschlossen.
Der zweite Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-2 besteht aus extern erregten Konvertern SS4, SS5 und SS6, Gleichspannungs-Drosseln L4, L5 und L6 sowie einem Isolier-Transformator TR2. Die Ausgangsklemme des Zyklokonverters CC-2 ist an den Wechselstrommotor M angeschlossen.
Eingangsklemmen der beiden Zyklokonverter CC-1 und CC-2 sind jeweils über die Isolier-Transformatoren TR1 bzw. TR2 an den Hochfrequenz-Phasenvorschiebe-Kondensator CAP angeschlossen.
Eine Steuer- oder Regelschaltung für diese Zyklokonverter umfaßt Gleichstrom-Detektoren CT1 bis CT6, Wechselspannungs-Detektoren PTs und PTcap, einen Drehimpulsgenerator PG, eine Diode D, einen Dreiphasen-Bezugsspannungsgenerator OSC, einen Spannungsregler AVR, einen Drehzahlregler SPC, Stromregler ACR1 und ACR2 sowie Phasenregler PHC1 und PHC2.
Der erste Zyklokonverter CC-1 ist ein in Dreieckschaltung vorliegender Umlaufstromtyp-Zyklokonverter, welcher die von der Dreiphasen-Wechselstromquelle gelieferten Ströme IR, IS und IT so regelt, daß die an den Phasenvorschiebe- Kondensator CAP angelegten Dreiphasen-Wechselspannungen im wesentlichen konstant eingestellt werden (diese Regelmethode wird später noch näher erläutert werden).
Der zweite Zyklokonverter CC-2 ist ebenfalls ein in Dreieckschaltung vorliegender Umlaufstromtyp-Zyklokonverter, welcher unter Heranziehenung des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP als Dreiphasen-Spannungsquelle dem Induktionsmotor M einen Dreiphasen-Wechselstrom variabler Spannung und variabler Frequenz zuspeist (diese Regelmethode wird später noch näher erläutert werden).
Dreiphasen-Bezugs- oder -Referenzspannungen ea, eb und ec vom externen Oszillator OSC werden für die Phasenregelung der beiden Zyklokonverter CC-1 und CC-2 benutzt, wobei die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vd des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP denen der Bezugsspannungen ea, eb bzw. ec angepaßt sind.
Die Arbeitsweise der obigen Anordnung ist nachstehend im einzelnen beschrieben.
Zunächst ist der Anfahrbetrieb zum Aufstellen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP beschrieben.
Der Einfachheit halber ist zunächst ein Fall erläutert, in welchem sich der zweite Zyklokonverter CC-2 zum Anfahrzeitpunkt in einem gate-off-Zustand bzw. einem Zustand mit ausgeschalteter Steuerelektrode befindet.
Fig. 2 zeigt die Spannungswellenformen der Dreiphasen- Wechselstromquelle; die Spannungen lassen sich wie folgt ausdrücken:
VR = Vsm·sinωs·t . . . (1)
VS Vsm·sin(ωs·t - 2π/3) . . . (2)
VT = Vsm·sin(ωs·t + 2π/3 . . . (3)
Darin bedeuten: Vsm = ein Scheitelwert einer Stromquellenspannung und ωs = 2πfs = eine Stromquellen-Winkelfrequenz.
Wenn die Frequenz fc an der Eingangsseite (an der Seite des Phasenvorschiebe-Kondensators) des Zyklokonverters CC-1 wesentlich höher ist als die Frequenz fs (50 oder 60 Hz) der Stromquelle, können die Stromquellenspannungen VR, VS und VT während einer sehr kurzen Zeitspanne durch Gleichspannungen ersetzt werden.
Obgleich die während der Zeitspannen oder Intervalle I und II gemäß Fig. 2 an die Konverter angelegten Spannungen unterschiedliche Polaritäten besitzen, ist die Anfahroperation im folgenden unter Bezugnahme auf das Intervall I beschrieben.
Fig. 3 ist ein Schaltbild zur Angabe der Polarität der Stromquellenspannung, die während des Intervalls I gemäß Fig. 2 an den Zyklokonverter CC-1 angelegt wird. Da an die Konverter SS1 und SS2 umgekehrte Spannungen angelegt werden, können diese Konverter nicht in Abhängigkeit von Triggerimpulsen eingeschaltet werden. Der Phasenvorschiebe-Kondensator CAP wird daher über den Konverter SS3 aufgeladen.
Fig. 4 ist ein Ersatzschaltbild für den Fall der Anlegung einer Fluß-, Durchlaß- oder Vorwärtsspannung VRT an den Konverter SS3 und veranschaulicht einen Fall, in welchem Triggerimpulse zu Thyristoren S1 und S5 zugespeist werden. Ein Ladestrom IR fließt über eine Strecke, die - in der angegebenen Reihenfolge - durch eine Stromquelle VRT&spplus;, den Thyristor S5, einen Kondensator Cab, den Thyristor S1, die Drossel LS und eine Stromquelle VRT&supmin; festgelegt ist. Der - Strom IR fließt außerdem über eine Strecke, die durch- die Stromquelle VRT&spplus;, den Thyristor S5, einen Kondensator Cbc, einen Kondensator Cca, den Thyristor S1, die Drossel LS und die Stromquelle VRT&supmin; gebildet ist. Infolgedessen wird der Kondensator Cab auf die Stromquellenspannung VR auf geladen, und eine Spannung VRT/2 wird (ist) an die Kondensatoren Cbc und Cca angelegt. Die Kondensatoren Cab, Cbc und Cca entsprechen jeweils Dreiphasen-Kondensatoren des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP gemäß Fig. 3.
Fig. 5A zeigt einen Triggermodus der Thyristoren S1 bis S5 des Konverters SS3. Triggerimpulse werden synchron mit einem Signal vom Dreiphasen-Bezugsspannungsgenerator OSC gemäß Fig. 1 zugespeist. Nach Einstellung des Zustands gemäß Fig. 1 werden Triggerimpulse dem Thyristor S6 zugespeist. Sodann wird eine Sperrvorspannung aufgrund der im Kondensator Cbc geladenen Spannung (VRT/2) beim Durchschalten des Thyristors S6 an den Thyristor S5 angelegt, wodurch der Thyristor S5 zum Sperren gebracht wird. Insbesondere dient zum Start- oder Anfahrzeitpunkt der Phasenvorschiebe-Kondensator CAP als Kommutationskondensator. Wenn die Thyristoren S1 und S6 durchgeschaltet sind oder werden, werden die an den Kondensatoren Cab, Cbc und Cca anliegenden Spannungen geändert.
Die Fig. 5A und 5C zeigen Wellenformen der über Klemmen a und b in Fig. 4 erscheinenden Spannung Va-b und der Phasenspannung Va, wenn die Thyristoren im Modus nach Fig. 5A durchgeschaltet sind. Da die Spannung Va-b über die Drossel LS aufgeladen wird, steigt sie allmählich an, wie durch die gestrichelte Kurve angegeben. Wenn dieses Zeitintervall durch 2δ gegeben ist, ist oder wird die Grundwellenkomponente von Va-b um δ verzögert. Die Phase der Phasenspannung Va ist oder wird gegenüber der Leitungsspannung Va-b um (π/6) rad verzögert.
Wie sich aus einem Vergleich zwischen dem Triggermodus gemäß Fig. 5A und der Phasenspannung Va ergibt, bestimmt sich der Phasenregelwinkel α3 beim Anfahren zu:
α3 = π - δ (rad) . . . (4)
Da δ nicht so groß ist, wird der Konverter SS3 auf etwa α3 180º angesteuert. Dabei bestimmt sich die Ausgangsspannung V3 des Konverters SS3 zu:
V3 = k·Vcap·cosα3 . . . (5)
Darin bedeuten: k = eine lineare Konstante und Vcap = ein Phasenspannungs-Scheitelwert des Kondensators. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung -V3 mit der Stromquellenspannung VRT symmetriert oder ausgeglichen. In diesem Zustand kann jedoch eine Spannung, die höher ist als die Stromquellenspannung VRT, im Phasenvorschiebe-Kondensator CAP nicht aufgeladen werden.
Der Triggerphasenwinkel α3 ist etwas in 90º-Richtung verschoben. Sodann verringert sich die durch Gleichung (3) dargestellte Ausgangsspannung V3, so daß sich VRT > -V3 ergibt. Als Ergebnis wird der Ladestrom IR unter Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap erhöht, und die Spannung ist ausgeglichen oder symmetriert, wenn VRT = -V3 gilt. In diesem Fall ist IR gleich Null.
Vcap kann weiter in der Weise erhöht werden, daß der Winkel α3 weiter in 90º-Richtung verschoben wird, um die Ausgangsspannung V3 zu verringern. Im Fall von α3 = 90º gilt V3 = 0 V; theoretisch kann dabei die Kondensatorspannung Vcap auch mit einer sehr kleinen Stromquellenspannung VRT auf einen großen Wert aufgeladen werden. In der Praxis muß jedoch die Stromzuspeisung unter Berücksichtigung eines Schaltungsverlusts erfolgen.
Auf diese Weise kann des Spannung Vcap des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP beliebig geändert werden.
Im Intervall II gemäß Fig. 2 wird eine Durchlaß- oder Vorwärtsspannung an die Konverter SS1 und SS3 angelegt. Dabei wird der Phasenvorschiebe-Kondensator CAP über zwei Konverter aufgeladen. Die Ausgangsspannungen von den Konvertern werden so geregelt, daß sie folgenden Gleichungen genügen:
V1 = k·Vcap·cosα1 = -VSR . . . (6)
V3 = k·Vcap·cosα3 = -VRT . . . (7)
cosα3 = VSR/VRT . . . (8)
Es ist zu beachten, daß im Fall von cosα1 > (VSR/VRT) cosα3 VSR < -V1 gilt, wobei eine Spannung nicht über den Konverter SS1, aber über den Konverter SS3 aufgeladen werden kann.
Wenn umgekehrt, cosα1 < (VSR/VRT)·cosα3 gilt, kann eine Spannung nur über den Konverter SS1 aufgeladen werden.
Die Spannungen des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP können in anderen Intervallen gemäß Fig. 1 eingestellt werden.
Im folgenden ist die Tatsache erläutert, daß die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP, die auf oben beschriebene Weise auf- oder eingestellt worden sind, mit denen der an den Phasenregler PHC1 angelegten Dreiphasen-Bezugsspannungen ea, eb und ec koinzidieren oder übereinstimmen.
Wenn durch Gleichungen (1), (2) und (3) repräsentierte Dreiphasenspannungen VR, VS und VT in einem symmetrierten Zustand angelegt werden, in welchem die Stromquellenströme IR, IS und IT gleich Null sind, lassen sich die Ausgangsspannungen V1, V2 bzw. V3 wie folgt ausdrücken:
-V1 = VS - VR . . . (9)
-V2 = VT - VS . . . (10)
-V3 = VR - VT . . . (11)
Beispielsweise gelten zum Zeitpunkt t1 in Fig. 2 V1 = -V3 und V2 = 0. Änderungen in den Ausgangsspannungen V1, V2 und V3 von den Konvertern sind nachstehend für α1 = 45º, α2 = 90º und α3 = 135º beschrieben.
Die Fig. 6A bis 6D zeigen die Beziehung zwischen Phasenregel-Bezugssignalen ea, eb und ec sowie Triggerimpulssignalen für die jeweiligen Konverter.
Bezugssignale ea, eb und ec werden vom externen Oszillator OSC zugespeist und lassen sich jeweils wie folgt ausdrükken:
ea = sin(ωc·t) . . . (12)
eb = sin(ωc·t - 2π/3) . . . (13)
ec = sin(ωc·t + 2π/3) . . . (14)
Darin steht ωc = 2π·fc für eine Hochfrequenz-Winkelfrequenz, die mit z. B. fc = 500 Hz gewählt ist.
Wenn die Frequenzen und Phasen der Phasenspannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP mit denen der Bezugsspannungen ea, eb und ec übereinstimmen, lassen sich die Ausgangsspannungen von den jeweiligen Konvertern wie folgt ausdrücken:
V1 = k·Vcap·cosα1 . . . (15)
V2 = k·Vcap·cosα2 . . . (16)
V3 = k·Vcap·cosα3 . . . (17)
Daher gilt V1 + V2 + V3 = 0, und der Umlaufstrom des Zyklokonverters CC-1 ist oder wird nicht verändert.
Im folgenden sei der Fall betrachtet, in welchem angenommen wird, daß sich die Frequenzen der Kondensatorspannungen verringern und Spannungen Va', Vb' und Vc', wie durch die gestrichelten Kurven angegeben, erhalten werden.
Der Triggerphasenwinkel des Konverters SS1 wird von α1 auf α1', derjenige des Konverters SS2 von α2 auf α2' und derjenige des Konverters SS3 von α3 auf α3' geändert. Demzufolge gilt V1 + V2 + V3 > 0, und der Umlaufstrom des Zyklokonverters CC-1 vergrößert sich. Der Umlaufstrom dient, von der Seite des Phasenvorschiebe-Kondensator CAP gesehen, als eingangsseitig verzögerte Blindleistung.
Fig. 7 ist ein Ersatzschaltbild für eine Phase der Eingangsseite des Zyklokonverters. Der Zyklokonverter CC-1 kann durch eine variable Induktivität Lcc zum Ändern eines verzögerten Stroms ersetzt werden. Die Resonanzfrequenz fcap dieser Schaltung läßt sich wie folgt ausdrücken:
Da eine Verzögerung des Umlaufstroms einer Verringerung der Ersatz- oder Äquivalentinduktivität Lcc entspricht, erhöht sich die Frequenz fcap, und die Frequenzen fcap von Va', Vb' und Vc' kommen näher an den Frequenzen fc der Bezugsspannungen ea, eb und ec zu liegen.
Wenn fcap > fc gilt, werden oder sind der Umlaufstrom verringert, die variable Induktivität Lcc erhöht und beide zur Lieferung von fcap = fc symmetriert.
Wenn die Phase der Spannung vom Phasenvorschiebe-Kondensator CAP gegenüber derjenigen der Bezugsspannung verzögert ist, vergrößert sich der Umlaufstrom wie in dem Fall, in welchem fcap < fc gilt, und die Spannungsphase des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP wird vorgeschoben. Wenn dagegen die Spannungsphase des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP gegenüber derjenigen der Bezugsspannung vorgeschoben wird bzw. dieser voreilt, wird der Umlaufstrom 10 wie im Fall von fcap> fc verringert, und die Phase des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP wird verzögert. Auf diese Weise wird der Umlaufstrom automatisch so eingestellt, daß die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP jeweils mit denen der Bezugsspannungen ea, eb bzw. ec übereinstimmen. Die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP lassen sich jeweils durch folgende Gleichungen ausdrücken:
Va = Vcap·sin(ωc·t) . . . (19)
Vb = Vcap·sin(ωc·t - 2π/3) . . . (20)
Vc = Vcap·sin(ωc·t + 2π/3) . . . (21)
Darin bedeutet: Vcap = ein Spannungsscheitelwert.
Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 1 ist nachstehend eine Operation zum Regeln des Spannungsscheitelwerts Vcap des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP auf eine konstante Größe beschrieben.
Fig. 8 veranschaulicht im einzelnen eine Steuer- oder Regelschaltung für den ersten Zyklokonverter CC-1 nach Fig. 1. Diese Regelschaltung kann, wie angegeben, derjenigen nach Fig. 1 entsprechen.
Der Spannungsregler AVR gemäß Fig. 1 ist aus einer Spannungseinstellvorrichtung VR, einem Komparator C1 und einem Spannungsregel-Kompensationskreis Gc aufgebaut, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist.
Ein Stromregler ACR1 besteht aus Multiplizierstufen ML1- ML3, einem Stromwandler oder -konverter D/S-1, Komparatoren C2-C4, Stromregel-Kompensationskreisen GR, GS und GT sowie Addierstufen A1-A3.
Der Phasenregler PHC1 nach Fig. 1 besteht aus Phasenreglern PHC11-PHC13 gemäß Fig. 8, und der Dreiphasen-Bezugsspannungsgenerator OSC nach Fig. 1 entspricht dem Bezugsspannungsgenerator OSC gemäß Fig. 8.
Die Dreiphasenspannung des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP wird durch einen Transformator PTcap erfaßt oder abgegriffen und durch eine Diode D gleichgerichtet. Auf diese Weise wird der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP erfaßt und dem Komparator C1 eingegeben.
Die Spannungseinstellvorrichtung VR gibt einen Spannungsbefehl Vcap* aus, welcher mit dem Meßwert Vcap verglichen wird. Eine Abweichung &epsi;c = Vcap* - Vcap wird dem Spannungsregel-Kompensationskreis Gc(S) eingegeben und durch diesen integral oder linear verstärkt. Der Einfachheit halber sei angenommen, daß Gc(S) = Kc gilt und nur eine lineare Verstärkung vorgenommen wird. Der (das) Ausgang(ssignal) vom Kreis Gc(S) dient als Scheitelwertbefehl für von der Stromquelle gelieferte Ströme IR, IS und IT und wird den Multiplizierstufen ML1-ML3 eingegeben.
Stromquellenspannungen VR, VS und VT werden durch Thyristoren PTs erfaßt (abgegriffen) und mit einer Reziprokzahl des Scheitelwerts Vsm multipliziert, wodurch Dreiphasen-Einheitssinuswellen ΦR, ΦS und ΦT erhalten werden:
ΦR = (VR/Vsm) = sin(ωs·t) . . . (22)
ΦS = (VS/Vsm) = sin(ωs·t - 2π/3) . . . (23)
ΦT = (VT/Vsm) = sin(ωs·t + 2π/3) . . . (24)
Die Dreiphasen-Einheitssinuswellen ΦR, ΦS und ΦT werden jeweils den Multiplizierstufen ML1-ML3 eingegeben und mit dem Scheitelwert Ism multipliziert. Die Produkte dienen als Befehle IR*, IS* und IT* für die von der Stromquelle gelieferten Ströme:
IR* = Ism·sin(ωs·t) . . . (25)
IS* = Ism·sin(ωs·t - 2π/3) . . . (26)
IT* = Ism·sin(ωs·t + 2π/3) . . . (27)
Die von der Stromquelle gelieferten tatsächlichen oder Ist- Ströme IR, IS und IT werden wie folgt erfaßt:
Die Ausgangsströme I1, I2 und I3 von den Konvertern SS1- SS3 werden erfaßt, und der Stromkonverter D/S-1 führt die folgenden, auf die erfaßten Ströme zu beziehenden Berechnungen durch:
IR = I3-I1 . . . (28) IS = I1-I2 . . . (29) IT = I2-I3 . . . (30)
Selbstverständlich können die Ist-Ströme IR, IS und IT (auch) unmittelbar erfaßt werden.
Der Strom IR in einer R-Phase wird wie folgt geregelt:
Der Strombefehl IR* und der Meßwert IR werden dem Komparator C2 eingespeist, um eine Abweichung &epsi;R = IR* - IR abzuleiten. Die Abweichung &epsi;R wird dem Stromregel-Kompensationskreis GR(S) eingespeist, um linear verstärkt zu werden. Wenn eine lineare Konstante zu KR gegeben ist, wird das Ausgangssignal KR·&epsi;R des Kreises GR(S) invertiert und über die Addierstufe AI dem Phasenregler PHC11 und außerdem ohne Modifikation über die Addierstufe A3 dem Phasenregler PHC13 eingegeben.
Die Phasenregler PHC11 bis PHC13 bestehen aus an sich bekannten Einrichtungen und vergleichen die Ausgangssignale ea, eb und ec vom Dreiphasen-Bezugsspannungsgenerator OSC mit einer Phasenregel-Eingangsspannung vα, so daß Triggerimpulssignale von den jeweiligen Schnittpunkten der verglichenen Signale erhalten werden.
Genauer gesagt: wenn die Phasenregel-Eingangsspannung vα1 dem Phasenregler PHC11 eingegeben wird, bestimmt sich der Regelphasenwinkel α1 zu:
α1 = cos&supmin;¹{kα·vα1} . . . (31)
Darin ist kα eine lineare Konstante. Gleichung (31) kann umgeschrieben werden zu:
cosα1 = kα·vα1 . . . (32)
Die Ausgangsspannung V1 vom Konverter SS1 besitzt die durch Gleichung (15) angegebene Beziehung und bestimmt sich zu:
V1 = k·Vcap.cosα1
= k·kα·Vcap·vα1 . . . (33)
Sodann gilt V1 vα1.
Auf ähnliche Weise gilt V2 vα2 und V3 vα3.
Im folgenden ist ein Fall erläutert, in welchem der R-Phasenstrom unter den obigen Bedingungen so verkleinert wird, daß er kleiner ist als der Befehl IR.
Die Abweichung &epsi;R = IR* - IR wird positiv, und KR·&epsi;R erhöht sich. Sodann wird die Phasenregel-Eingangsspannung vα1 = -KR·&epsi;R des Reglers PHC11 negativ. Im Gegensatz dazu wird die Phasenregel-Eingangsspannung vα3 = KR·&epsi;R des Reglers PHC13 positiv und größer.
Aus diesem Grund erhöht sich die Ausgangsspannung vom Konverter SS1 in einer Richtung entgegengesetzt zum Pfeil nach Fig. 1, und sie dient zur Erniedrigung des Ausgangsstroms I1. Dagegen erhöht sich die Ausgangsspannung V3 vom Konverter SS3 in der Richtung des Pfeils nach Fig. 1, und sie dient zum Erhöhen des Ausgangsstroms I3. Als Ergebnis wird der R-Phasenstrom IR = I3 - I1 erhöht und näher an den Befehl IR* herangeführt.
Wenn andererseits IR> IR* gilt, wird die Abweichung &epsi;R negativ unter Erhöhung der Ausgangsspannung V1 des Konverters SS1 in der Richtung des Pfeils und Erhöhung der Ausgangsspannung V3 des Konverters SS3 in der Richtung entgegengesetzt zum Pfeil. Daraufhin werden der Strom I1 vergrößert und der Strom I3 verringert, so daß damit der R-Phasenstrom IR = I3 - I1 verringert wird. Schließlich sind die Ströme ausgeglichen oder symmetriert, wenn IR IR* gilt.
Die S- und T-Phasenströme IS bzw. IT werden auf ähnliche Weise geregelt.
Wenn (die) Dreiphasenströme IR, IS und IT gleichzeitig geregelt werden, lassen sich die Phasenregel-Eingangsspannungen vα1, vα2 und vα3 der Konverter jeweils durch folgende Gleichungen ausdrücken:
vα1 = KS·&epsi;S - KR·&epsi;R . . . (34)
vα2 = KT·&epsi;T - KS·&epsi;S . . . (35)
vα3 = KR·&epsi;R - KT·&epsi;T . . . (36)
Darin bedeuten: KR, KS und KT = lineare Vergrößerungen, wenn die Regelkompensationskreise GR(S), GS(R) und GT(S) nur durch lineare Komponenten gegeben sind.
Wie aus Gleichungen (34) bis (36) hervorgeht, wird die Summe V1 + V2 + V3 aus den Ausgangsspannungen der Konverter zu Null, und der Umlaufstrom wird nicht länger geändert.
Die R-, S- und T-Phasenströme werden so geregelt, daß sie jeweils mit den Befehlen IR*, IS* bzw. IT* übereinstimmen. Diese Befehle sind Sinuswellen der gleichen Phasen wie die der Stromquellenspannungen VR, VS bzw. VT.
Mit anderen Worten: der Eingangsleistungsfaktor beträgt stets 1, wobei ein Betrieb mit kleinen harmonischen Komponenten (Anteilen) durchgeführt werden kann.
Im folgenden ist die Regeloperation für den Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP beschrieben.
Wenn Vcap*> Vcap gilt, wird die Abweichung &epsi;c = Vcap* - Vcap positiv, so daß der Stromscheitelwertbefehl Ism = Kc·&epsi;c positiv wird und sich erhöht.
Daher werden die Eingangsströme IR, IS und IT für die jeweiligen Phasen erhöht, und von der Stromquelle wird die Aktivleistung PS gemäß nachstehender Gleichung zugespeist:
PS = IR·VR + IS·VS + IT·VT = (3/2)·.Vsm·Ism . . . (37)
Darin bedeuten: Vsm = ein Spannungsscheitelwert und Ism = ein Stromscheitelwert.
Als Ergebnis wird die Energie PS·t von der Stromquelle dem Phasenvorschiebe-Kondensator CAP zugespeist und dabei als (1/2)Ccap·Vcap² aufgeladen. Folglich wird die Spannung Vcap erhöht und schließlich symmetriert, so daß sich Vcap = Vcap* ergibt.
Wenn dagegen Vcap*< Vcap gilt, wird die Abweichung &epsi;c negativ, und der Stromscheitelwert Ism wird ebenfalls negativ. Folglich wird die Energie(menge) (1/2)Ccap·Vcap² zur Stromquelle als PS·t regeneriert (rückgespeist). Daher wird die Spannung Vcap verringert und geregelt, um Vcap Vcap* zu erhalten. Dabei werden die R-, S- und T-Phasenströme IR, IS bzw. IT zu Sinuswellen geregelt, deren Phasen zu denen der Stromquellenspannungen VR, VS bzw. VT entgegengesetzt sind, wobei der Eingangsleistungsfaktor = 1 aufrechterhalten werden kann.
Wie vorstehend beschrieben, regelt der erste Umlaufstromtyp- Zyklokonverter die von der Stromquelle zugespeisten Ströme IR, IS und IT in der Weise, daß der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP mit seinem Befehl Vcap* übereinstimmt. Da die Befehle IR*, IS* und IT* der Ströme als Sinuswellen mit den gleichen Phasen (oder entgegengesetzten Phasen) zu denen der Stromquellenspannungen gegeben sind, kann der Eingangsleistungsfaktor stets auf 1 gehalten werden.
Zu diesem Zeitpunkt stimmen die Frequenzen fcap und Phasen der Spannungen des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP jeweils mit den Frequenzen fc und Phasen der Dreiphasen-Bezugsspannungssignale ea, eb und ec, die vom externen Oszillator OS geliefert werden, überein, wie dies oben beschrieben worden ist.
Auf diese Weise wird in einem Zustand, in welchem die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP auf- oder eingestellt sind, der Betrieb in Abhängigkeit von Torsteuersignalen (α4-α6 in Fig. 9), die vom zweiten Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-2 geliefert werden, eingeleitet.
Wie vorstehend beschrieben, wird dem zweiten Zyklokonverter CC-2 Konstantspannungs- und Konstantfrequenz-Dreiphasenwechselstromleistung oder -energie zugespeist, deren Frequenzen und Phasen entsprechend Dreiphasen-Bezugsspannungssignalen ea, eb und ec bestimmt sind und deren Spannungswert entsprechend dem Spannungsscheitelwertbefehl Vcap* bestimmt ist.
Im folgenden ist die Regeloperation für den zweiten Zyklokonverter beschrieben.
Fig. 9 ist ein Blockschaltbild einer detaillierten Ausgestaltung einer Steuer- oder Regelschaltung für den zweiten Zyklokonverter CC-2 nach Fig. 1. Die Schaltung nach Fig. 9 kann derjenigen nach Fig. 1 in den folgenden Punkten entsprechen.
Der Drehzahlregler SPC nach Fig. 1 besteht aus einem Komparator C5, einem Drehzahlregel-Kompensationskreis Gω(s), einer Erregungsstrom-Einstellvorrichtung EX, Rechenkreisen CAL1-CAL3, einem Dreiphasen-Sinusmustergenerator PTG sowie Multiplizierstufen ML4-ML6 (vgl. Fig. 9).
Ein Stromregler ACR2 besteht aus Komparatoren C6-C9, einem Stromwandler oder -konverter D/S-2, Stromregel-Kompensationskreisen Gu, Gv, Gw und Go sowie Addierstufen A4-A10 (vgl. Fig. 9).
Der Phasenregler PHC2 nach Fig. 1 besteht gemäß Fig. 9 aus Phasenreglern PHC21-PHC23.
Der Bezugsspannungsgenerator OSC gemäß Fig. 9 entspricht dem in Fig. 1 dargestellten Bezugsspannungsgenerator OSC und ist der gleiche wie die Einheit OSC nach Fig. 8.
Nachstehend ist die Drehzahlregeloperation für den Induktionsmotor M beschrieben.
Es ist ein Vektorregel-Induktionsmotor bekannt, bei dem eine Vektorkomponente des Sekundärstroms Iτ des Induktionsmotors orthogonal zu derjenigen des Erregungsstroms Ie bestimmt oder festgelegt ist, so daß beide unabhängig voneinander geregelt werden können. Die folgende Beschreibung bezieht sich beispielhaft auf einen Motor dieser Art, der dieses Schema für Drehzahlregelung anwendet.
Nebenbei bemerkt sind verschiedene Veröffentlichungen über die Vektorregelung erschienen (vgl. US-A-4 259 629 vom 31. März 1981 und US-A-4 267 499 vom 12. Mai 1981). Auf eine nähere Beschreibung der Vektorregelung kann daher verzichtet werden, vielmehr wird sie im folgenden lediglich kurz erörtert werden.
Eine der Drehzahl ωr proportionale Impulsreihe wird vom Impulsgenerator PG, der unmittelbar mit einem Rotor des Motors gekoppelt ist, geliefert.
Der Komparator C5 vergleicht die Drehzahl ωr mit seinem Befehl (seiner Führungsgröße) ωr* und liefert die Abweichung &epsi;w (= ωr* - ωr) zum Drehzahlregel-Kompensationskreis Gω(S). Der Kreis Gω(S) beinhaltet lineare Komponenten oder integrale Komponenten usw. und erzeugt als sein Ausgangssignal einen Drehmomentstrombefehl Iτ*.
Der Drehzahlmeßwert ωr wird der Erregungsstrom-Einstellvorrichtung EX eingegeben und in den Erregungsstrombefehl Ie* umgewandelt.
Der Drehmomentstrombefehl Iτ* und der Erregungsstrombefehl Ie* werden den Rechenkreisen CAL1 und CAL3 eingespeist und den im folgenden beschriebenen Berechnungen unterworfen.
Insbesondere führt der Rechenkreis CAL1 zur Ableitung der Schlupfwinkelfrequenz ωs1* die folgende Berechnung durch:
ωs1* = (Rr*/Lr*) (Iτ*/Ie*) . . . (38)
Rr* = Sekundärwiderstand
Lr* = Sekundärinduktivität
Der Rechenkreis CAL2 führt zur Ableitung des Phasenwinkels Rr* des Primärstrombefehls IL* in bezug auf den Erregungsstrombefehl Ie* die folgende Berechnung durch:
Rr*=tan&supmin;¹(Iτ*/Ie*) . . . (39)
Der Rechenkreis CAL3 führt zur Ableitung des Scheitelwerts ILm des Primärstrombefehls IL* die folgende Berechnung durch:
Fig. 10 ist ein Stromvektordiagramm des Induktionsmotors. Der Erregungsstrom Ie* und der Sekundärstrom (Drehmomentstrom) Iτ* besitzen eine orthogonale Beziehung zueinander, wobei das Erzeugungs- oder Generierdrehmoment Te vom Motor durch folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:
Te = Ke·Iτ*·Ie* . . . (41)
Normalerweise ist der Erregungsstrombefehl Ie* so eingestellt, daß konstant ist, und das Generierdrehmoment Te des Motors kann durch Änderung des Sekundärstrombefehls (Drehmomentstrombefehl) Iτ* geregelt werden. Wenn der Motor mit einer einen gegebenen Nennwert übersteigenden Drehzahl betrieben wird, wird eine Feldschwächungsregelung derart durchgeführt, daß der Erregungsstrombefehl Ie* durch die Erregungsstrom-Einstellvorrichtung EX nach Maßgabe der Drehzahl ωr geändert werden kann.
Die Schlupfwinkelfrequenz ωs1*, der Phasenwinkel r* und die Drehwinkelfrequenz (Drehzahlmeßwert) ωr, die auf oben beschriebene Weise erhalten oder abgeleitet worden sind, werden dem Sinusmustergenerator PTG eingegeben, so daß damit Dreiphasen-Einheitssinuswellen Φu, Φv und Φw erhalten werden:
Φu=sin{(ωr+ωs1*)·t+Rr*} . . . (42)
Φv=sin{(ωr+ωs1*)·t+Rr*-2π/3} . . . (43)
Fv*sin{(ωr+ωs1*)·t+Rr*+2π/3} . . . (44)
Die Einheitssinuswellen Φu, Φv und Φw bestimmen die Frequenz und Phase des dem Induktionsmotor M zugespeisten Primärstroms IL.
Diese Dreiphasen-Einheitssinuswellen Φu, Φv und Φw werden durch die Multiplizierstufen ML4-ML6 mit dem Scheitelwertbefehl ILm multipliziert, um damit Befehle (Führungsgrößen) für den dem Induktionsmotor M zugespeisten Dreiphasenstrom (Primärstrom) zu gewinnen:
Iu*=ILm·sin{(ωr+ωs1*)·t+Rr*} . . . (45)
Iv*=ILm·sin{(ωr+ωs1*)·t+Rr*-2π/3} . . . (46)
Iv*=ILm·sin{(ωr+ωs1*)·t+Rr*+2π/3} . . . (47)
Das kennzeichnende Merkmal der Vektorregelung des Induktionsmotors liegt darin, daß der Erregungsstrom Ie und der Sekundärstrom Iτ unabhängig voneinander geregelt werden können. Wenn daher der Sekundärstrom Iτ geändert wird, während der Erregungsstrom Ie des Motors konstantgehalten wird, kann das Generierdrehmoment geregelt (eingestellt) werden, wobei ein Drehzahlregelansprechen oder -gang gleich demjenigen eines Gleichstrommotors erzielbar ist.
Im folgenden ist eine Operation zum Regeln der tatsächlichen oder Ist-Ströme Iu, Iv und Iw nach Maßgabe der auf oben beschriebene Weise vorgegebenen Primärstrombefehle Iu*, Iv* und Iw* erläutert.
Ausgangsströme I4, I5 und I6 der Konverter des zweiten Zyklokonverters werden jeweils durch Transformatoren CT4, CT5 bzw. CT6 erfaßt oder abgegriffen und dem Stromkonverter D/S-2 eingespeist. Letzterer führt die nachfolgend angegebenen Berechnungen durch, um Primärströme Iu, Iv und Iw von den Ausgangsströmen I4-I6 der Konverter abzuleiten:
Iu = I4-I6 . . . (48)
Iv = I5-I4 . . . (49)
Iw = I6-I5 . . . (50)
Die Motorprimärstrom-Meßwerte Iu, Iv und Iw werden jeweiligen Komparatoren C6-C8 eingegeben und mit Befehlen Iu*, Iv* bzw. Iw* verglichen.
Die Regeloperation ist im folgenden unter Bezugnahme auf einen U-Phasenstrom beschrieben.
Der Ist-Strom Iu und der Befehl (die Führungsgröße) Iu* werden durch den Komparator C6 (miteinander) verglichen, wobei eine Abweichung &epsi;u (= Iu*-Iu) dem Stromregel-Kompensationskreis Gu(S) eingespeist wird. Der Kreis Gu(S) führt eine integrale oder lineare Verstärkung durch und liefert sein Ausgangssignal über Addierstufen A4 und A5 zum Phasenregler PHC21. Eine invertierte Größe eines Ausgangssignals vom Stromregel-Kompensationskreis Gu(S) wird dem Regler PHC23 über Addierstufen A8 und A9 eingegeben.
Ausgangsspannungen V4-V6 von den Konvertern SS4-SS6 sind Eingangsspannungen vα4-vα6 der Phasenregler PHC21-PHC23 proportional.
Wenn daher Iu*> Iu erreicht ist, wird die Abweichung &epsi;u positiv, so daß die Eingangsspannung vα4 des Phasenreglers PHC21 über den Regel-Kompensationskreis Gu(S) erhöht wird, worauf die Ausgangsspannung V4 vom Konverter SS4 in einer durch einen Pfeil in Fig. 1 angegebenen Richtung erhöht wird. Gleichzeitig bewirkt die Abweichung &epsi;u, daß sich die Eingangsspannung vα6 des Phasenreglers PHC23 verringert, und sie läßt den Konverter SS6 eine Ausgangsspannung V6 in einer Richtung entgegengesetzt zum Pfeil in Fig. 1 generieren. Als Ergebnis werden der Ausgangsstrom I4 vom Konverter SS4 vergrößert und der Ausgangsstrom I6 vom Konverter SS6 verringert. Demzufolge wird der durch Gleichung (48) repräsentierte U-Phasenstrom Iu des Motors vergrößert und zur Einstellung von Iu Iu* geregelt.
Wenn dagegen Iu*< Iu gilt, wird die Abweichung &epsi;v negativ, und die Ausgangsspannung V4 wird verringert, während V6 erhöht wird. Folglich wird Iu I4-I6) verringert und infolgedessen Iu zur Einstellung von Iu Iu* geregelt. Wenn sich der Befehl Iu* längs einer Sinuskurve ändert, wird auch ein Ist-Strom geregelt, so daß dementsprechend Iu Iu* erhalten wird, wobei dem Induktionsmotor M ein Sinuswellenstrom zugespeist werden kann.
Der V-Phasenstrom Iv und der W-Phasenstrom Iw werden auf ähnliche Weise geregelt oder eingestellt.
Die Drehzahl ωr des Induktionsmotors M wird daher auf die folgende Weise geregelt.
Im Fall von ωr*> ωr wird die Abweichung &epsi;ω positiv, und der Drehmomentstrom-(Sekundärstrom)-Befehl Iτ* wird durch den Regel-Kompensationskreis Gω(S) vergrößert.
Als Ergebnis läßt der Primärstrombefehl IL* (Iu*, Iv*, Iw*) des Induktionsmotors (Fig. 11) den Scheitelwert ILm und den Phasenwinkel Rr* ansteigen, wobei die Ist-Ströme Iu, Iv und Iw zur entsprechenden Vergrößerung geregelt werden.
Der Ist-Sekundärstrom 17 des Induktionsmotors M wird damit vergrößert, um das Generierdrehmoment Te zu erhöhen und damit den Motor zu beschleunigen. Demzufolge wird ωr erhöht und zur Einstellung von ωr = ωr* geregelt.
Im Fall von ωr*< ωr wird andererseits die Abweichung &epsi;w negativ, und der Drehmomentstrombefehl Iτ* wird verkleinert, so daß sich der Scheitelwert ILm und der Phasenwinkel RL* des Primärstrombefehls IL* (Iu*, Iv*, Iw*) verkleinern. Folglich wird das Generierdrehmoment Te verringert. Sodann wird die Drehzahl ωr im Sinne einer Erniedrigung geregelt, so daß ωr ωr* erhalten wird.
Nachstehend ist die Umlaufstromregelung beim zweiten Zyklokonverter beschrieben.
Wie oben beschrieben, wird der Umlaufstrom des ersten Zyklokonverters CC-1 automatisch so eingestellt, daß Frequenz fcap und die Phase einer Spannung vom Phasenvorschiebe-Kondensator CAP mit denen von Signalen ea, eb und ec vom Dreiphasen-Bezugsspannungsgenerator OSC übereinstimmen.
Es kann in Betracht gezogen werden, daß der Umlaufstrom des zweiten Zyklokonverters CC-2 auf die gleiche Weise, wie oben beschrieben, automatisch eingestellt wird. In diesem Fall fließen die Umlaufströme der Zyklokonverter in der Weise, daß die Summe der verzögerten Blindleistungen des ersten und zweiten Zyklokonverters die vorgeschobene Blindleistung des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP aufhebt. Somit kann im einen Zyklokonverter ein größerer Umlaufstrom fließen als im anderen. Aus diesem Grund wird der Umlaufstrom des zweiten Zyklokonverters CC-2 geregelt, um identifiziert zu werden.
Gemäß Fig. 9 werden die Meßwerte der Ausgangsströme I4-I6 der Konverter im zweiten Zyklokonverter CC-2 der Addierstufe A10 eingegeben, um damit den durch die nachstehende Gleichung ausgedrückten Summenstrom IO zu gewinnen:
IO = I4 + I5 + I6 . . . (51)
Der Summenstrom IO wird dem Komparator C9 eingegeben und mit seinem Befehl (Führungsgröße) IO* verglichen. Die Abweichung &epsi;O = IO*-IO wird über den Regel-Kompensationskreis GO(S) den Addierstufen A5, A7 und A9 eingegeben.
Die Eingangsspannungen vα4-vα6 zu den Phasenreglern PHC21-PHC23 lassen sich daher wie folgt ausdrücken:
vα4=&epsi;u·Gu-&epsi;v·Gv+&epsi;O·GO . . . (52)
vα5=&epsi;v·Gv-&epsi;w·Gw+&epsi;O·GO . . . (53)
vα6=&epsi;w·Gw-&epsi;u·Gu+&epsi;O·GO . . . (54)
Die Summe der Ausgangsspannungen der Konverter, welche der Abweichung &epsi;O proportional ist, ist daher folgende:
V1 + V2 + V3 = Kc·3&epsi;O·GO . . . (55)
Darin steht Kc für eine proportionale Konstante.
Im Fall von IO*> IO wird die Abweichung &epsi;O positiv, und sie läßt V1 + V2 + V3 ansteigen, den Umlaufstrom sich vergrößern und auch den Summenstrom 10 sich vergrößern. Die Ströme sind schließlich ausgeglichen oder symmetriert, wenn IO IO* gilt.
Im Fall von IO*< IO wird dagegen die Abweichung &epsi;O negativ, so daß die Summe V1 + V2 + V3 kleiner ist als O und der Umlaufstrom sich verkleinert. Der Strom wird daher zur Einstellung von IO IO* geregelt.
Wenn, wie oben beschrieben, der Summenstrom 10 des zweiten Zyklokonverters CC-2 auf eine praktisch konstante Größe geregelt wird, wird die verzögerte Blindleistung des Zyklokonverters CC-2, von der Seite des Phasenvorschiebe- Kondensators CAP her gesehen, praktisch konstant, und die verzögerte Blindleistung des ersten Zyklokonverters CC-1 wird dementsprechend ebenfalls praktisch konstant.
Es ist zu beachten, daß nicht der Summenstrom, sondern der Umlaufstrom des zweiten Zyklokonverters CC-2 erfaßt und auf eine praktisch konstante Größe geregelt werden kann. In diesem Fall ändert sich die verzögerte Blindleistung des zweiten Zyklokonverters CC-2 entsprechend einer Last, wobei der Umlaufstrom des ersten Zyklokonverters CC-1 automatisch entsprechend eingestellt wird, so daß die Summe der verzögerten Blindleistungen der ersten und zweiten Zyklokonverter praktisch der vorgeschobenen Blindleistung des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP gleich wird.
Gemäß obiger Beschreibung wird der Umlaufstrom (oder der Summenstrom) des zweiten Zyklokonverters CC-2 zur Übereinstimmung mit seinem Befehl (seiner Führungsgröße) geregelt, während der Umlaufstrom des ersten Zyklokonverters CC-1 nicht geregelt wird. Der Umlaufstrom (oder Summenstrom) des ersten Zyklokonverters CC-1 kann jedoch auf Übereinstimmung mit seinem Befehl geregelt werden, während der Umlaufstrom des zweiten Zyklokonverters CC-2 ungeregelt bleiben kann.
Fig. 11 ist ein Blockschaltbild einer Anordnung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.
In Fig. 11 stehen die Bezugssymbole CTcc für einen Transformator zum Erfassen oder Abgreifen eines Dreiphasen-Eingangsstroms Icc-2 des zweiten Zyklokonverters CC-2, Ptcc für einen Transformator zum Erfassen oder Abgreifen einer Dreiphasenspannung der Eingangsseite (der Seite des Phasenvorschiebe-Kondensators) des Zyklokonverters CC-2, VAR für einen Blindleistung-Rechenkreis, VRQ für eine Blindleistung- Einstellvorrichtung, C10 für einen Komparator und HQ für einen Blindleistungsregel-Kompensationskreis. Andere Symbole bezeichnen die gleichen Teile wie in den Fig. 1 und 9.
Bei dieser Ausführungsform wird die verzögerte Blindleistung Qcc des zweiten Zyklokonverters CC-2 auf eine konstante Größe geregelt.
Insbesondere werden der Eingangsstrom Icc-2 und die Eingangsspannung Vcc des zweiten Zyklokonverters CC-2 erfaßt oder abgegriffen; der (die) erfaßte Strom und Spannung werden dem Blindleistung-Rechenkreis VAR eingegeben, um damit die verzögerte Blindleistung Qcc des Zyklokonverters CC-2 zu ermitteln. Der Meßwert Qcc der Blindleistung und der (die) entsprechende Befehl oder Führungsgröße Qcc* werden dem Komparator C10 eingespeist zwecks Berechnung der Abweichung &epsi;Q = Qcc* - Qcc. Diese Abweichung wird dem Regel-Kompensationskreis HQ(S) eingegeben. Der Kreis HQ(S) bewirkt eine integrale oder lineare Verstärkung der Abweichung &epsi;Q und liefert den Befehl IO* des Summenstroms des zweiten Zyklokonverters CC-2.
Die Regelung bezüglich des Summenstroms 10 ist die gleiche, wie sie in Verbindung mit Fig. 9 beschrieben worden ist.
Im Fall von Qcc*> Qcc wird die Abweichung &epsi;Q positiv, und sie veranlaßt die Erhöhung des Summenstrombefehls IO* über den Kreis HQ(S). Damit wird die verzögerte Blindleistung Qcc des Zyklokonverters CC-2 erhöht, und sie wird zur Gewinnung von Qcc Qcc* geregelt.
Im Fall von Qcc*< Qcc wird die Abweichung &epsi;Q zu einem negativen Wert; der Summenstrombefehl IO* wird zur Verkleinerung von Qcc verringert. Der Strom ist dann symmetriert, wenn Qcc Qcc* gilt.
Auf diese Weise wird die verzögerte Blindleistung Qcc des zweiten Zyklokonverters CC-2 auf eine konstante Größe geregelt, so daß die verzögerte Blindleistung des ersten Zyklokonverters CC-1 konstant eingestellt werden kann. Die Blindleistungen der Zyklokonverter können mithin unabhängig von der Größe der Last konstantgehalten werden. Daher werden Frequenz und Phase des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP stabilisiert, und letzterer kann als Hochfrequenz-Stromquelle dienen, die durch Änderungen in der Last nicht beeinflußt wird.
Wenn der Einstell- oder Vorgabewert Qcc* der Blindleistung auf 1/2 der verzögerten Blindleistung Qcap des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP eingestellt ist oder wird, kann die von beiden Zyklokonvertern geteilte Blindleistung jeweils gleich groß sein, wobei keine Überlast auf einen der Zyklokonverter einwirkt.
Das obige kennzeichnende Merkmal läßt sich realisieren, wenn anstelle des Summenstroms IO der Umlaufstrom geregelt wird.
Fig. 12 ist ein Blockschaltbild einer Abwandlung von Fig. 1. Bei dieser Ausführungsform sind die hauptsächlichen Schaltungsanordnungen der ersten und zweiten Zyklokonverter abgewandelt.
In Fig. 12 stehen die Bezugssymbole SP11, SP12, SP13, SP21, SP22 und SP23 für Konverter einer positiven Gruppe, SN11, SN12, SN13, SN21, SN22 und SN23 für Konverter einer negativen Gruppe, TR11, TR12, TR13, TR21, TR22 und TR23 für Isoliertransformatoren sowie LO1 und LO2 für Gleichspannungs- Drosseln. Andere Symbole bezeichnen die gleichen Teile wie in Fig. 1.
Erste und zweite Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-1 bzw. CC-2 bestehen aus Konvertern positiver und negativer Gruppe für jede Phase, wobei die Umlaufströme über die Konverter der positiven bzw. negativen Gruppe fließen.
Die Ausführungsform nach Fig. 1 wird als in Dreieckschaltung vorliegender Umlaufstrom-Zyklokonverter bezeichnet, während die Ausführungsform nach Fig. 12 als Positiv-Negativkonverterart-Umlaufstromtyp-Zyklokonverter bezeichnet wird.
Da bei der Ausführungsform nach Fig. 1 die Zahl der Konverter die Hälfte derjenigen bei der Ausführungsform nach Fig. 12 betragen kann, ist erstere Ausführungsform wirtschaftlich. Beim Zyklokonverter nach Fig. 12 können jedoch die Ausgangsströme (Iu, Iv, Iw usw.) für jede Phase unabhängig geregelt werden, so daß die Schaltungsauslegung einfach sein kann.
Bei jeder der Ausführungsformen nach den Fig. 1 und 12 ist der Isoliertransformator an der Eingangsseite (an der Seite des Phasenvorschiebe-Kondensators) eingefügt, doch kann er auch, wie der Transformator MTR nach Fig. 13 (noch zu beschreiben), an der Ausgangsseite der Hauptschaltungsanordnung gemäß Fig. 12 angeordnet sein.
Um den Wechselstrommotor M mit hoher Drehzahl zu betreiben, müssen allerdings zumindest die Isoliertransformatoren für den zweiten Zyklokonverter an der Eingangsseite eingeschaltet sein, um die Zahl der Regelimpulse (Regelphasen) zu vergrößern.
Die beschriebene Wechselstrommotor-Antriebsanordnung bietet die folgenden Vorteile.
(1) Die Frequenz eines einem Motor zugespeisten Stroms liegt in einem Bereich von etwa 0-500 Hz.
Wenn insbesondere die Zahl der Regelimpulse (Regelphasen) des zweiten Zyklokonverters CC-2 mit etwa 24 Impulsen gewählt ist, kann dessen Ausgangsfrequenz fO so geregelt oder eingestellt werden, daß sie die Eingangsfrequenz fcap übersteigt. Wenn dann die Frequenz fcap der Spannung des Phasenvorschiebe-Kondensators CAP mit etwa 500 Hz gewählt wird, kann der Motor unter einer solchen Bedingung betrieben oder angesteuert werden, daß die Frequenzen der dem Motor zugespeisten Ströme Iu, Iv und Iw im Bereich von 0-500 Hz liegen.
Die Drehzahl eines Zweipol-Wechselstrommotors kann daher 30 000/min erreichen, so daß ein Betrieb mit ultrahoher Drehzahl realisierbar ist. Bei einem Gebläsemotor, bei dem Zahnräder (Getriebe) zur Beschleunigung bzw. Erhöhung seiner Drehzahl beputzt werden müssen, kann folglich auf Beschleunigungszahnräder (-getriebe) verzichtet werden. Damit können der Betriebswirkungsgrad verbessert und der Motor kompakt und mit niedrigem Gewicht ausgelegt werden.
Wenn die Drehzahl auf einen niedrigen Wert von z. B. etwa 3000/min eingestellt wird oder ist, kann die Zahl der Pole des Motors mit 20 gewählt sein. In diesem Fall können nicht nur Drehmomentwelligkeitskomponenten bei niedriger Drehzahl ausgeschaltet werden, vielmehr kann auch die Drehzahlregelungsgenauigkeit bei dem bei 50 Hz mit 3000/min arbeitenden Zweipolmotor um das Zehnfache oder mehr verbessert werden.
(2) Die dem Motor M zugespeisten Ströme Iu, Iv und Iw werden zu Sinuswellen geregelt; damit kann eine Anordnung mit sehr geringen Drehmomentwelligkeitskomponenten erreicht werden. Gleichzeitig kann elektromagnetisches Geräusch oder Störsignal ausgeschaltet und eine Umweltverschmutzungsquelle vermieden werden.
(3) Ein von der Stromquelle zugespeister Strom wird zu einer Sinuswelle der gleichen Phase wie die der Stromquellenspannung geregelt, so daß der Eingangsleistungsfaktor ständig auf 1 eingestellt werden oder sein kann. Außerdem können (damit) im Eingangsstrom enthaltene harmonische Komponenten beseitigt werden. Der Eingangsleistungsfaktor = 1 bedeutet, daß die Blindleistung zu Null gemacht werden kann. Damit kann die erforderliche Kapazität eines Stromquellensystems verringert werden, während mit Änderungen der Blindleistung verbundene Änderungen (Schwankungen) der Spannung vermieden werden können. Folglich läßt sich damit eine Anordnung erzielen, die keine ungünstigen Einflüsse auf andere elektrische Ausrüstung ausübt. Eine durch harmonische Komponenten verursachte Induktionsstörung kann vermieden werden; ferner kann ein ungünstiger Einfluß auf benachbarte Übertragungs- oder Verbindungsleitungen ausgeschaltet werden.
(4) Da die Konverter SS1-SS6 natürlich kommutierte Konverter (getrennt erregte Konverter) sind, die unter Heranziehung einer an einen Phasenvorschiebe-Kondensator CAP angelegten Wechselspannung kommutiert werden, sind keine selbstlöschenden Elemente, wie Hochleistungs-Transistoren, GTOs und dgl., nötig, vielmehr kann eine Anordnung hoher Zuverlässigkeit, hoher Überlastfestigkeit und großer Kapazität (oder Leistung) zur Verfügung gestellt werden.
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild einer Wechselstrommotor-Antriebsanordnung gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 13 stehen die Bezugssymbole R, S und T für die Abnahmeseiten einer Dreiphasenstromquelle, MTR für einen Stromquellentransformator, CC-1 für einen Nichtumlaufstromtyp-Zyklokonverter, CAP für einen in Dreieck- oder Sternschaltung vorliegenden Hochfrequenz- und Dreiphasen-Phasenvorschiebe-Kondensator, TRU, TRV und TRW für Isoliertransformatoren, CC-2 für einen Umlaufstromtyp-Zyklokonverter und M für einen Wechselstrommotor (Dreiphasen-Kurzschlußläuferinduktionsmotor).
Der Nichtumlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-1 ist in Anordnungen für R-, S- und T-Phasen unterteilt, und seine Ausgangsklemmen sind über Wechselspannungs-Drosseln LSR, LSS bzw. LST mit dem Stromquellentransformator MTR verbunden.
Ein R-Phasen-Zyklokonverter ist durch einen Konverter SPR positiver Gruppe und einen Konverter SNR negativer Gruppe gebildet. Ein S-Phasen-Zyklokonverter besteht aus einem Konverter SPS positiver Gruppe und einem Konverter SNS negativer Gruppe. Ein T-Phasen-Zyklokonverter besteht aus einem Zyklokonverter SPT positiver Gruppe und einem Zyklokonverter SNT negativer Gruppe.
Der Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-2 ist in Anordnungen für U-, V- und W-Phasen unterteilt; seine Ausgangsklemmen sind mit einer Ankerwicklung eines Wechselstrommotors M verbunden.
Ein U-Phasen-Zyklokonverter besteht aus einem Konverter SPU positiver Gruppe und einem Konverter SNU negativer Gruppe sowie Gleichspannungs-Drosseln Lou1 und Lou2. Zwei Konverter SPU und SNU sind an ihren Eingangsseiten durch einen Isolier- oder Trenntransformator TRU isoliert bzw. getrennt.
Auf ähnliche Weise ist ein V-Phasen-Zyklokonverter aus einem Konverter SPV positiver Gruppe und einem Konverter SNV negativer Gruppe sowie Gleichspannungs-Drosseln Lov1 und Lov2 gebildet. Ein W-Phasen-Zyklokonverter besteht aus einem Konverter SPW positiver Gruppe und einem Konverter SNW negativer Gruppe sowie Gleichspannungs-Drosseln Low1 und Low2. Diese Konverter sind an ihren Eingangsseiten durch Isolier- oder Trenntransformatoren TRV bzw. TRW isoliert bzw. getrennt.
Die Eingangsklemmen der Zyklokonverter CC-1 und CC-2 sind mit einem Hochfrequenz-Phasenvorschiebe-Kondensator CAP verbunden.
Eine Steuer- oder Regelschaltung dafür umfaßt einen Drehimpulsgenerator PG, der unmittelbar mit dem Motor gekoppelt ist, Stromtransformatoren CTR, CTS, CTT, CTU, CTV und CTW, Potentialtransformatoren PTs und PTcap, eine Diode D, einen Spannungsregler AVR, einen Drehzahlregler SPC, Stromregler ACR1 und ACR2 sowie Phasenregler PHC1 und PHC2.
Der Nichtumlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-1 regelt die von der Dreiphasen-Wechselstromquelle gelieferten Ströme IR, IS und IT so, daß die Scheitelwerte Vcap der an den Hochfrequenz-Phasenvorschiebe-Kondensator CAP angelegten Dreiphasen-Wechselspannungen Va, Vb und Vc praktisch konstant eingestellt sind.
Der Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-2 speist einen Dreiphasen-Wechselstrom variabler Spannung und variabler Frequenz dem Induktionsmotor M zu, und zwar unter Heranziehung des Hochfrequenz-Phasenvorschiebe-Kondensators CAP als Dreiphasen-Spannungsquelle. Gleichzeitig wird ein dem Zyklokonverter CC-2 zugespeister Umlaufstrom automatisch so eingestellt, daß die Frequenzen und Phasen der an den Phasenvorschiebe-Kondensator CAP angelegten Spannungen mit denen der extern angelegten Dreiphasen-Bezugsspannungen übereinstimmen.
Die Anordnung nach Fig. 13 kann so abgewandelt werden, daß Klemmen R, S und T mit dem Wechselstrommotor M verbunden sind und die Dreiphasen-Wechselstromquelle an die Mittelanzapfungen der Drosseln Lou1, Lov1 und Low1 angeschlossen ist. Bei dieser Abwandlung dient der mit der Wechselstromquelle verbundene Zyklokonverter CC-2 als Umlaufstromtyp- Zyklokonverter, während der mit den Klemmen R, S und T verbundene Zyklokonverter CC-1 als Nichtumlaufstromtyp-Zyklokonverter dient.
Bei dieser Ausführungsform findet die Stromumwandlung zwischen der Wechselstromquelle und dem Phasenvorschiebe-Kondensator CAP durch den Nichtumlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-1 statt. Infolgedessen sind die folgenden Vorteile zu erwarten.
(a) Eingangsklemmen der Positiv- und Negativgruppen-Konverter können unmittelbar an den Phasenvorschiebe-Kondensator angeschlossen sein, so daß ein Isolier- oder Trenntransformator weggelassen werden kann. Die Anordnung kann folglich kompakt ausgelegt sein; zudem kann auch der Betriebswirkungsgrad verbessert sein.
(b) Je zwei den Konverter bildende, in Durchlaß- und Sperrrichtung geschaltete Elemente (Thyristoren) können an der gleichen Kühlrippe angeordnet sein. Dadurch kann der Konverter vereinfacht und eine kompakt gebaute, leichte Anordnung realisiert werden.
(c) Eine Gleichspannungs-Drossel zur Unterdrückung eines Umlaufstroms kann weggelassen werden. Dadurch kann der Betriebswirkungsgrad verbessert sein; zudem kann damit eine kompakte Anordnung niedrigen Gewichts realisiert werden.
Bei dieser Ausführungsform erfolgt die Stromumwandlung zwischen dem Phasenvorschiebe-Kondensator und dem Wechselstrommotor durch den Umlaufstromtyp-Zyklokonverter CC-2. Aus diesem Grund sind weiterhin die folgenden Vorteile zu erwarten.
(d) Aufgrund der Verwendung des Umlaufstromtyp-Zyklokonverters kann die obere Grenze der Ausgangsfrequenz verbessert bzw. erhöht werden; der Wechselstrommotor M kann zudem mit ultrahoher Drehzahl betrieben werden.
(e) Da ein Hochfrequenz-Isoliertransformator an der Eingangsseite eingeschaltet ist, können die Konverter voneinander isoliert oder getrennt sein, und die Zahl der Regelphasen kann vergrößert sein. Aus diesem Grund kann die Kapazität der Gleichspannungs-Drossel herabgesetzt sein; zudem kann ein Pulsieren des dem Motor zugespeisten Stroms minimiert sein.
(f) Der Umlaufstrom des Zyklokonverters CC-2 wird automatisch eingestellt, so daß Frequenzen und Phasen der an den Phasenvorschiebe-Kondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc mit denen der externen Bezugsspannungen ea, eb und ec übereinstimmen.
Wie vorstehend beschrieben, wird gemäß dieser Ausführungsform eine Anordnung, bei der ein Nichtumlaufstromtyp- und ein Umlaufstromtyp-Zyklokonverter mit ihren Eingangsklemmen an einen Phasenvorschiebe-Kondensator angeschlossen sind und ein Strom variabler Spannung und variabler Frequenz (0 bis mehrere hundert Hz) von einer Wechselstromquelle (50 oder 60 Hz) einem Wechselstrommotor zugespeist wird, zur Verfügung gestellt.
Erfindungsgemäß kann ein Sinuswellenstrom von 0 Hz bis zu mehreren hundert Hz einem Wechselstrommotor zugespeist werden; der Eingangsleistungsfaktor der Stromquelle kann auf 1 gehalten werden; zudem kann ein Wechselstrombetrieb mit hoher Drehzahl und hoher Kapazität oder Leistung bei variabler bzw. regelbarer Drehzahl realisiert werden, während harmonische Streuung zur Stromquelle unterdrückt wird.

Claims

1. Wechselstrommotor-Antriebsanordnung, umfassend:

einen zweiten Zyklokonverter (CC-2) mit einer an einen Wechselstrommotor (M) angeschlossenen Ausgangsklemme und

einen mit einer Eingangsklemme des zweiten Zyklokonverters (CC-2) verbundenen Phasenvorschiebe-Kondensator CAP), dadurch gekennzeichnet, daß

ein erster Zyklokonverter (CC-1) eine mit einer Wechselstromquelle (SUP) verbundene Ausgangsklemme aufweist,

der Phasenvorschiebe-Kondensator (CAP) auch an eine Eingangsklemme des ersten Zyklokonverters (CC-1) angeschlossen ist, um die Zyklokonverter (CC-1, CC-2) mittels einer in ihm aufgeladenen Wechselspannung (Va, Vb, Vc; Vcap) zu kommutieren,

die Zyklokonverter (CC-1, CC-2) so (an) gesteuert sind, daß die Frequenz des Phasenvorschiebe-Kondensators (CAP) konstant und höher ist als die Frequenz der Wechselstromquelle (SUP), und

mindestens einer der Zyklokonverter (CC-1, CC-2) ein Umlaufstrom-Zyklokonverter ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zyklokonverter (CC-2) über einen ersten Trenn- oder Isoliertransformator (TR2; TRU, TRV, TRW) an den Phasenvorschiebe-Kondensator (CAP) angeschlossen ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Zyklokonverter (CC-1) über einen zweiten Trenn- oder Isoliertransformator (TR1) an den Phasenvorschiebe-Kondensator (CAP) angeschlossen ist.

4. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (ACR2, PHC2) zum Regeln eines Umlaufstroms (I4, I5, I6) eines der ersten und zweiten Zyklokonverter (z. B. CC-2) in der Weise, daß eine Summe verzögerter Blindleistungen der ersten und zweiten Zyklokonverter (CC-1, CC-2) durch eine vorgeschobene Blindleistung des Phasenvorschiebe-Kondensators (CAP) aufgehoben ist.

5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Zyklokonverter (CC-1) über einen Strom- oder Leistungstransformator (MTR) an die Wechselstromquelle (SUP) angeschlossen ist.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine an den ersten Zyklokonverter (CC-1) angeschlossene Einrichtung (ACR1, PHC1, AVR) zum Regeln eines von der Wechselstromquelle (SUP) zum ersten Zyklokonverter (CC-1) fließenden Stroms (IR, IS, IT) in der Weise, daß ein im Phasenvorschiebe- Kondensator (CAP) aufgeladener Spannungsscheitelwert (Vcap) eine vorbestimmte Größe (Vcap*) erreicht.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (ACR1, PHC1, AVR) zum Regeln des Stroms mit Einrichtungen (ML1-ML2, C2-C4, D/S-1) zum Regeln des zum ersten Zyklokonverter (CC-1) fließenden Stroms auf die gleiche Phase oder die entgegengesetzte Phase in bezug auf die Phase einer Spannung von der Wechsel stromquelle (SUP) versehen ist.

8. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zyklokonverter (CC-2) dem Wechselstrommotor (M) einen Wechselstrom unter Heranziehung einer im Phasenvorschiebe-Kondensator (CAP) aufgeladenen Spannung (Va, Vb, Vc) zuspeist,

und ferner gekennzeichnet durch

eine an den zweiten Zyklokonverter (CC-2) angeschlossene Einrichtung (OSC) zum Bestimmen einer Frequenz (fs) des dem Wechselstrommotor (M) zugespeisten Wechselstroms.

9. Anordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine an den Wechselstrommotor (M) und den zweiten Zyklokonverter (CC-2) angeschlossene Einrichtung (EX) zum Ansteuern des zweiten Zyklokonverters (CC-2), so daß der Erregungsstrom (Ie) zum Motor (M) entsprechend einer Erhöhung der Drehzahl (ωr) des Wechselstrommotors (M) verkleinert wird.