DE19946428B4 - Einrichtung und Verfahren zum Erzeugen von Bremsdrehmomenten in einem Wechselstromantrieb - Google Patents

Abstract

Einrichtung zum Erzeugen von einem Gegenrotationsdrehmoment in einem Wechselstrommotor (21; 29; 60), umfassend: einen Wandler (26; 28), der ausgebildet ist, dem Wechselstrommotor (21; 29; 60) eine Wechselstromleistung mehrfacher Frequenz zuzuführen; wobei die Einrichtung ausgebildet ist, eine Normalfrequenzausgangsgröße mit einer ersten, normalen Frequenz an den Wechselstrommotor (21; 29; 60) zu liefern; wobei die Einrichtung ferner ausgebildet ist, gleichzeitig wenigstens eine zweite, verlustinduzierende Frequenzausgangsgröße an den Wechselstrommotor (21; 29; 60) zu liefern, wobei die wenigstens eine zweite Frequenz unterschiedlich von der ersten Frequenz ist und gegenüber der ersten Frequenz gegendrehend ist, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Frequenz höher als die erste Frequenz ist und die Einrichtung ferner ausgebildet ist, die durch einen normalen Spannungssatz der Normalfrequenzausgangsgröße beim Motorbremsen an ein Gleichstromglied der Einrichtung zurückgeführte Energie zu verwenden, um Spannungen der verlustinduzierenden Frequenzausgangsgröße zu erzeugen, sodass ein Niveau gewünschter Bremsung der Motorgeschwindigkeit erzeugt wird und die Energie in dem Wechselstrommotor (21; 29; 60) abgeführt wird.

Description

• Diese Erfindung betrifft das Bremsen eines Motors und dessen zugeordneter Last in einem Wechselstrommotorantrieb. In dem Motorantrieb wird eine Steuerung einstellbarer Frequenz für wenigstens einen Teil der Steuerung eines Wechselstrommotors verwendet. Die Erfindung ist im Besonderen an Antriebe von nichtregenerativen Arten anpassbar bzw. auf solche Antriebe anwendbar.
• Antriebe variabler Frequenz werden oft dazu benutzt, die Geschwindigkeit eines Wechselstrominduktionsmotors zu verändern. Solche Antriebe können, ausgehend von einer Wechselstromleistung fester Frequenz, wie sie beispielsweise von einer Stromversorgungsgesellschaft, z. B. über das öffentliche Stromnetz, erhältlich ist, betrieben werden, indem daraus eine Ausgangsleistung variabler Frequenz für den Motor erzeugt wird. In derartigen Antrieben können Leistungshalbleitereinrichtungen, die als EIN- oder AUS-Schalter gesteuert werden, dazu benutzt werden, um eine einstellbare Geschwindigkeitssteuerung vorzusehen. Viele dieser Antriebe können nur einen Leistungsfluss in den Motor aufnehmen bzw. bewerkstelligen. Infolgedessen können sie keine regenerative Bremsung bzw. Nutzbremsung vorsehen. Bei den nichtregenerativen Antrieben wird in vielen derselben eine zweistufige Leistungsumwandlung angewandt. In der ersten Stufe wird Wechselstromeingangsleitung zu einer Zwischen-Gleichstromquelle umgewandelt. In der zweiten Stufe werden Halbleiterschalter dazu benutzt, als Inverter zu wirken, welche die Gleichstromleistung in einen Ausgangswechselstrom einstellbarer Frequenz umwandeln. Es ist üblich, dass die zweite Umwandlungs- oder die Ausgangs-Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Umwandlungsstufe fähig ist, Nennleistung in jeder Richtung durchzulassen. Jedoch sind die in der ersten Umwandlungsstufe oder der Eingangs-Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Umwandlungsstufe verwendeten Schaltungen ziemlich oft nur dazu fähig, Leistung in einer Richtung durchzulassen, nämlich von der hereinkommenden Wechselstromleitung zu dem Gleichstromglied-Ausgang.
• In vielen Fällen erfordert die Anwendung des Motorantriebs gelegentlich einen Leistungsfluß in der entgegengesetzten Richtung, z. B. für das Bremsen oder Verzögern einer Last hoher Trägheit. In solchen Fällen ist es übliche Praxis, einen Leistungswiderstand und einen weiteren Halbleiterschalter in einer dynamischen Bremsanordnung hinzuzufügen. In einer solchen Anordnung kann der Schalter den Widerstand quer über die Gleichstromglied-Spannung zum Absorbieren der von der Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Umwandlung zurückgeführten Energie schalten. Im dynamischen Bremsen benutzt man einen Widerstand, welcher die Energie absorbiert, die in dem Motor und der Lastträgheit gespeichert worden ist. Die Energie von der Last her wird in dem Widerstand in Wärme umgesetzt. Im regenerativen Bremsen unter Verwendung von Widerständen ist ein Hochstromschalter erforderlich, der aus Halbleitern und einem Widerstand von genügender Größe zusammengesetzt ist, um die erzeugte Wärme zu absorbieren.
• In anderen Methoden kann, wenn Motorbremsen erfordlich ist, die Steuerung so ausgelegt sein, daß Bremsleistung durch Zurückführen der Leistung zurück in die hereinkommende Wechselstromleitung wiedergewonnen wird. In solchen Fällen, in denen ein Eingangs-Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler vorhanden ist, kann der Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler so ausgebildet sein, daß darin zusätzliche Halbleiterschalter verwendet werden, um den Wandler fähig zu machen, Leistung in beiden Richtungen durchzulassen. Jedoch ist dieses Verfahren auch teurer, da es zusätzliche Schaltereinrichtungen zur Handhabung von hohem Strom erfordert. Da in Antrieben höherer Leistung generell Drei-Phasen-Strom benutzt wird, können die obigen Verfahren des Vorsehens einer Bremsung eine große Anzahl von Schaltern erfordern, weil es erwünscht ist, alle drei Phasen auszugleichen. Ein solches dynamisches Bremsen oder regeneratives Bremsen oder Nutzbremsen kann wegen der Notwendigkeit zusätzlicher Leistungsschaltungselemente teuer sein.
• Wenn das Erfordernis umgekehrten Leistungsflusses selten oder nur maßvoll ist, gibt es hierfür einige Antriebe, welche diese vorerwähnten Kosten durch Benutzung des Stromversorgungsausgangsstroms bei einer Nullfrequenz vermeiden, was im wesentlichen bedeutet, daß den Motorwicklungen Gleichstromleistung zugeführt wird. Dieses erzeugt ein stationäres magnetisches Feld in dem Motorluftspalt. Wenn die sich schnell drehenden Rotorwicklungen mit diesem Feld in Wechselwirkung treten, wird eine Spannung in den Wicklungen induziert, die bewirkt, daß ein Rotorstrom fließt. Der Rotorstrom seinerseits tritt mit dem magnetischen Feld in Wechselwirkung, so daß ein negatives Bremsdrehmoment erzeugt wird. Eine solche Methode wird manchmal als ”Gleichstrominjektionsbremsung” bezeichnet. In Antrieben, in denen die Steuer- bzw. Regelfunktionen in einem Mikroprozessor ausgeführt werden, der durch Software gesteuert wird, werden durch die Gleichstrominjektion keine zusätzlichen Komponenten hinzugefügt, und die Kosten des Grundantriebs werden nur wenig erhöht. Jedoch gibt es zwei spezifische Nachteile bei der Gleichstrominjektionsbremsung. Der erste Nachteil besteht darin, daß das verfügbare Drehmoment bei hohen Geschwindigkeiten ziemlich niedrig ist. Dieses resultiert aus dem hohen Schlupf in dem Motor und dem daraus folgenden geringen Drehmoment, das pro Ampere verfügbar ist. Wenn z. B. der injizierte Gleichspannungsstrom auf 100% des Motornennstroms beschränkt ist (um den Antrieb zu schützen), kann das Drehmoment, das bei der Nenngeschwindigkeit erzeugt wird, nur 3% des Motornenndrehmoments betragen. Der zweite Nachteil besteht darin, daß die Steuerung bzw. Regelung die Geschwindigkeit des Motors nicht bewerten bzw. berechnen kann, während Gleichstrominjektion stattfindet; wenn infolgedessen eine plötzliche Rückkehr zum Vorwärtsdrehmoment erwünscht ist, während sich der Motor schnell dreht, ist eine Verzögerung notwendig, um die Motorgeschwindigkeit erneut zu bestimmen, bevor wieder eine Beschleunigungswechselstromspannung einstellbarer Frequenz an die Motoranschlüsse angelegt werden kann. Die Gleichstrominjektionsbremsung ist daher weder dort wünschenswert, wo hohe Bremsdrehmomentniveaus bei oder in der Nähe der normalen Betriebsgeschwindigkeit erforderlich sind, noch dort, wo es gewünscht wird, den Motor nur auf eine niedrigere Betriebsgeschwindigkeit, die nicht Null ist, zu bremsen.
• Diese Erfindung, die das Bremsen eines elektrischen Wechselstrommotors betrifft, bezieht sich im Gegensatz zu einer mechanischen Bremsung oder Reibungsbremsung auf ein elektrisches Mittel bzw. eine elektrische Einrichtung zum Vorsehen eines Bremsdrehmoments. Ein Ziel der Erfindung ist es, ein elektrisches Bremssystem zur Verfügung zu stellen, das hohe Bremsdrehmomentniveaus bei Nenngeschwindigkeit liefert. Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, ein Bremsdrehmoment in nichtregenerativen Wandlern ohne die Notwendigkeit der Verwendung von zusätzlichen teuren Halbleitereinrichtungen zur Verfügung zu stellen. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Mittel zum Abführen der Bremsenergie als Wärme zur Verfügung zu stellen, ohne daß die Notwendigkeit des Vorsehens von dynamischen Bremswiderständen besteht. Gegenstand der Erfindung ist es außerdem, ein elektrisches Bremsverfahren hohen Drehmoments zur Verfügung zu stellen, das insbesondere selten bzw. maßvoll als ein Mittel zur Reduzierung der Geschwindigkeit des Motors benutzt werden kann.
• In gewissen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung wird wenigstens eine Leistungsumwandlungseinheit verwendet, die einen Eingangs-Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler und einen Gleichstrom-zu-Wechselstrom einstellbarer Frequenz-Ausgangswandler hat. Eine solche Art von Antrieb ist in der US-Patentschrift US 5 625 545 A beschrieben, und der Inhalt dieser Patentschrift wird hierdurch mittels Bezugnahme in den Inhalt der vorliegenden Anmeldung einbezogen.
• In einigen Testeinrichtungen des Standes der Technik (siehe z. B. Grantham et al.: ”Dynamic Braking of Induction Motors”, Journal of Electrical and Electronical Engineering Australia, Band 6, Nr. 3, September 1986) werden mehrere bzw. eine Vielzahl von Frequenzen auf einen Wechselstrommotor angewandt, um eine Last während des Testens zu simulieren. In einer derartigen Testeinrichtung werden jedoch die mehreren bzw. vielen injizierten Frequenzen nicht dazu benutzt, die Geschwindigkeit eines Motors zu steuern, wie die Geschwindigkeit eines rotierenden Rotors auf eine niedrigere Geschwindigkeit zu bremsen oder dieselbe zu stoppen.
• Andere Vorschläge, speziell Jansen et al. in der US-Patentschrift US 5 729 113 A , benutzen zwei Frequenzen in einer Impulsbreitenmodulationssteuerung für das Abfühlen und die Berechnung der Geschwindigkeit.
• Wenn es gewünscht wird, die Geschwindigkeit eines Wechselstrommotors durch Anwendung von Bremsdrehmoment von einem Antrieb variabler Frequenz her zu vermindern, bestehen die üblichen Verfahren darin, ein dynamisches Bremsen mit einem Widerstand oder eine regenerative Leistungsschaltung zu benutzen.
• Die vorliegende Erfindung schlägt eine Einrichtung zum Erzeugen von einem Gegenrotationsdrehmoment in einem Wechselstrommotor gemäß Anspruch 1 und ein entsprechendes Verfahren gemäß Anspruch 9 vor. Die abhängigen Ansprüche definieren bevorzugte oder vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung.
• Die vorliegende Erfindung umfasst das Vorsehen eines Bremsdrehmoments in einem Wechselstrommotor dadurch, dass gleichzeitig zwei unterschiedliche Frequenzen auf den Motor angewandt werden, wenn ein Bremsen erwünscht ist. Das Ergebnis besteht darin, dass die zum Bremsen des Motors verwendete Energie in dem Motor selbst abgeführt bzw. umgewandelt wird. Es ist weder ein externer Bremswiderstand erforderlich, noch ist eine vollständige regenerative Leistungsschaltung erforderlich. Die Erfindung ist im Besonderen wünschenswert, wenn sie bei einer nichtregenerativen Leistungsschaltung verwendet wird. Es werden Drehmomentpulsationen bei bzw. mit der Differenz zwischen der normalen Frequenz und der verlustinduzierenden Bremsfrequenz erzeugt, aber bei angemessener Steuerung kann dieses bei einer generell konstanten Pulsationsfrequenz aufrechterhalten werden. Die Pulsationsfrequenz kann so gewählt werden, dass sie nichtkritisch ist, und sie kann einstellbar sein, um die Bremssteuerung auf die spezielle Einrichtung ”abzustimmen”. In Antrieben, die einen steuerbaren Ausgang haben, kann der Betrag des Bremsens auch gesteuert werden. Die Erfindung gestattet es, die Motorgeschwindigkeit selbst während des Bremsbetriebs zu bewerten bzw. zu berechnen bzw. abzuschätzen bzw. auszuwerten.
• Die vorstehenden sowie weitere Ziele, Vorteile und Merkmale der Erfindung seien nachstehend anhand einiger besonders bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung näher beschrieben und erläutert; es zeigen:
• 1a eine modulare Wechselstromantriebsschaltung einstellbarer Frequenz für höhere Leistungsniveaus, die ähnlich jener ist, welche in der US-Patentschrift US 5 625 545 A gezeigt ist; wobei jedoch die 1a Steuer- bzw. Regeleinrichtung(en) zum Vorsehen einer elektrischen Bremsung an einem Induktionsmotor enthält, und 1b Einzelheiten der Leistungszellen der 1a zeigt;
• 2 einen typischen nichtmodularen Wechselstromantrieb einstellbarer Frequenz, wie er üblicherweise bei niedrigen Leistungsniveaus verwendet wird, der jedoch zusätzlich eine elektrische Bremssteuerung bzw. -regelung hat;
• 3 eine schematische Darstellung, die eine Schaltung zeigt, welche äquivalent der Lastseite eines Wechselstromantriebs ist, der einfache Sinusgrößen erzeugt;
• 4 eine Schaltung, die der Lastseite eines Wechselstromantriebs äquivalent ist, welcher zwei gleichzeitige Sinusgrößen erzeugt;
• 5 eine Kurvendarstellung, welche die Verluste in Abhängigkeit von der Frequenz der verlustinduzierenden Spannung in einem Wechselstrominduktionsmotor von 1000 PS zeigt;
• 6 die Zuordnung der normalen und der verlustinduzierenden Spannung in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit, welche eine optimale Bremsleistungsfähigkeit ergibt;
• 7 den normalen und den verlustinduzierenden Strom in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit, die aus der Spannungszuordnung der 6 resultieren;
• 8 das normale und das verlustinduzierende Drehmoment sowie das Gesamtdrehmoment in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit, welche aus der Spannungszuordnung der 6 resultieren;
• 9 einen Vergleich der Bremsdrehmomente, die durch die vorliegende Erfindung und die Gleichstrominjektion verfügbar sind;
• 10 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Steuereinrichtungsausführungsform, in welcher das elektrische Bremssystem der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
• 11 eine schematische Darstellung einer alternativen Steuereinrichtungsausführungsform, in der das elektrische Bremssystem der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
• 12 eine andere Ausführungsform einer zweiten alternativen Steuereinrichtungsausführungsform, in der das elektrische Bremssystem der vorliegenden Erfindung benutzt wird;
• 13 eine andere Ausführungsform einer dritten Alternative einer Steuereinrichtungsausführungsform, in welcher das elektrische Bremssystem der vorliegenden Erfindung mit Raumvektormodulation verwendet wird;
• 14 eine Darstellung einer experimentellen kurvenartigen Aufzeichnung von Befehlssignalen, Motorgeschwindigkeit und Strom;
• 15 eine auseinandergezogene kurvenartige Darstellung der Signale der 14; und
• 16 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform von einer Art des Steuersystems.
• Obwohl die Erfindung so beschrieben wird, wie sie bei einer speziellen Antriebstopologie, wie sie in 1 oder 2 gezeigt ist, benutzt werden kann, versteht es sich, dass die Einrichtung und das Verfahren der vorliegenden Erfindung auch in anderen Wechselstromantriebskonfigurationen benutzt werden können. Die in den 1 und 2 gezeigten Antriebe sind nichtregenerativ und haben daher gewisse vorteilhafte Erfordernisse für die Verwendung der Erfindung. Es ist klar, dass die Erfindung auch bei anderen Antriebstopographien und -konfigurationen verwendet werden kann.
• Die 1 zeigt einen modularen Wechselstromantrieb, der am Eingang einen Transformator 2 hat. Primärwicklungen 1 erregen eine Anzahl von Sekundärwicklungen 3–11. Der Ausgang von jeder Sekundärwicklung wird einer separaten Leistungszelle 12–20 zugeführt. Diese Leistungszellen sind in einer Reihenanordnung in jedem Zweig verbunden, welcher seinerseits einen Drei-Phasen-Wechselstrominduktionsmotor 21 speist. Ein zentrales Steuersystem 22 sendet Befehlssignale zu lokalen Steuereinrichtungen 23 in jeder Zelle über Faseroptiken 95. Die Topographie scheint ähnlich jener zu sein, welche in der US-Patentschrift US 5 625 545 A gezeigt ist, jedoch ist vorliegend ein Bremssteuersystem 24 zum Vorsehen von elektrischer Bremsung, wie es hier näher beschrieben ist, zu der Standardsteuerung 22 hinzugefügt. Die Betriebsweise der Leistungsschaltungen in 1 ist in der US-Patentschrift US 5 625 545 A insoweit beschrieben, als diejenigen Aspekte betroffen sind, welche nicht die vorliegende Erfindung ausmachen. Der Eingangswandler in jeder Zelle hat, wie in 1 gezeigt ist, ein Gleichstromglied (Diodengleichrichterbrücke), welches es nicht gestattet, Energie zurück in die Stromversorgungsleitung fließen zu lassen.
• Die 2 zeigt einen typischen nichtmodularen Wechselstromantrieb, der eine Drei-Phasen-Eingangsleitung hat, deren Spannung durch die Diodenbrücke 51a–51c, 52a–52c gleichgerichtet wird. Die Kondensatoren 53a und 53b am Ausgang der Gleichrichtungsbrücke sehen ein Glätten vor und speichern Energie, so dass eine Gleichstromversorgungsquelle für einen Inverter 49 gebildet ist. In dem Inverter werden Halbleiterschalterelemente Q1–Q6 verwendet. Jedes Schalterelement ist mittels einer Diode D1–D6 nebengeschlossen. Diese Steuerung einstellbarer Frequenz hat einen Drei-Phasen-Ausgang 54, 55 und 56. Die 2 zeigt zwar einen Drei-Phasen-Ausgang, aber in anderen Ausführungsformen des Antriebs können auch Ausgänge mit einer anderen Anzahl von Phasen verwendet werden. Wie gezeigt ist, speist der Drei-Phasen-Ausgang der 2 einen Induktionsmotor 60. In 2 ist eine Bremssteuereinrichtung 66 zu der Standardsteuereinrichtung 65 hinzugefügt. Der in 2 gezeigte Eingangswandler hat ein Gleichstromglied (Diodengleichrichterbrücke), welches es nicht gestattet, Energie zurück in die Stromversorgungsleitung fließen zu lassen.
• Die 3 zeigt die äquivalente Schaltung für die Lastseite eines Wechselstromantriebs wie entweder gemäß 1 oder 2. Die Wirkung des Antriebs auf den Motor ist äquivalent einem Satz von Drei-Phasen-Spannungsquellen VA1, VB1 und VC1. Der Motor zieht Drei-Phasen-Ströme IA1, IB1 und IC1 in Ansprechung auf diese Spannungen. Für den normalen Motorbetrieb sollten diese Ströme ausgeglichene Drei-Phasen-Sinusgrößen sein. Jedoch ist jede der Leistungsschaltungen in den 1 oder 2 fähig, andere Wellenformen zu erzeugen.
• Die 4 zeigt einen möglichen Satz von alternativen Wellenformen. Der Antrieb kann Spannungen an den Motor anlegen, die äquivalent der Summe von zwei separaten Sinusgrößen mit unterschiedlichen Frequenzen sind. Die Wirkung auf den Motor ist äquivalent dazu, daß man einen Satz von Drei-Phasen-Spannungsquellen VA1, VB1 und VC1 in Reihe mit einem anderen Satz von Drei-Phasen-Spannungsquellen VA2, VB2 und VC2 hat. Der Spitzenwert der summierten Spannungen darf nicht die Antriebsspannungsfähigkeit bzw. -kapazität übersteigen. Der Motor zieht Ströme, die die Summe der Komponenten aufgrund jeder der Quellen sind; nämlich IA1 + IA2, IB1 + IB2 und IC1 + IC2. Der Spitzenwert der summierten Ströme darf auch die Antriebsstromfähigkeit bzw. -kapazität nicht übersteigen.
• Die vorliegende Erfindung benutzt diese Fähigkeit des Antriebs, zwei gleichzeitige Spannungen anzulegen, um zu bewirken, daß die Bremsenergie in dem Motor selbst abgeführt bzw. umgewandelt wird. Extra-Verluste werden in dem Motor durch Anlegen eines zweiten Satzes von verlustinduzierenden Drei-Phasen-Spannungen an den Motor zusätzlich zu den normalen Spannungen, die für die Geschwindigkeitssteuerung bzw. -regelung verwendet werden, induziert. Die zu dem Gleichstromglied (z. B. an den Kondensatoren 53a–b in 2) durch den normalen Spannungssatz zurückgeführte Energie wird dazu benutzt, den zweiten Satz von verlustinduzierenden Spannungen zu erzeugen, so dass die Energie dann in dem Motor als Wärme abgeführt bzw. zerstreut wird. In vielen modernen Antrieben wird ein Impulsbreitenmodulationsausgang (PWM-Ausgang) in der Inverterstufe angewandt, um Gleichstrom in Wechselstrom umzuwandeln. Diese Impulsbreitenmodulationssteuerungen sind fähig, komplizierten Spannungsbefehlen zu folgen, was es ermöglicht, die Erfindung ohne die Kompliziertheit des Hinzufügens von zusätzlichen Leistungskomponenten anzuwenden. Viele Antriebe sind fähig, die Erfindung mit nur Softwaremodifikationen zu benutzen. Dem Impulsbreitenmodulator werden Befehlswellenformen für jede Phase gegeben, welche die Summe des gewünschten Normalspannungssatzes und des verlustinduzierenden Spannungssatzes sind. Die Summe dieser Wellenformen darf generell nicht die Spitzenspannungskapazität des Ausgangskonverters übersteigen.
• Der zweite Satz von verlustinduzierenden Spannungen sollte so gewählt werden, dass die Drehmomentpulsationen aufgrund der Wechselwirkung des zweiten Satzes von Motorströmen mit dem normalen oder ersten Satz der Motorströme minimiert werden, und dass die Störung des Betriebs der vorhandenen Steuerung minimiert wird. In vielen Anwendungen ist es wünschenswert, den zweiten Satz von verlustinduzierenden Spannungen so zu wählen, dass die in dem Motor erzeugten Verluste maximiert werden, ohne dass die Stromfähigkeit bzw. -kapazität des Antriebs überschritten wird. Ein bevorzugtes Verfahren des Praktizierens der Erfindung besteht darin, einen einzigen bzw. einzelnen Satz von ausgeglichenen Drei-Phasen-Spannungen höherer Frequenz für das Induzieren von Verlusten zu benutzen, und zwar mit einer Phasensequenz, die entgegengesetzt der Rotationsrichtung ist. Die 5 zeigt eine Kurvendarstellung der Wirkung eines solchen gegenrotierenden Spannungssatzes bei einem 4-Pol-Motor von 1000 PS, 4000 V, 60 Hz, der sich mit 1800 UpM schnell vorwärtsdreht. Diese Verluste repräsentieren das potentielle Bremsen der dem Motor auferlegten mechanischen Last. Die Kurven repräsentieren das Stationärzustandsverhalten des Motors einschließlich der Hochfrequenzeffekte, und sie wurden von einem empirischen Stationärzustandsmodell für einen Induktionsmotor abgeleitet, welcher nichtlineare Tiefnuteffekte aufwies. Die in 5 gezeigte Kurvendarstellung repräsentiert einen einzelnen bzw. einzigen Gegenrotationsspannungssatz, der bei 0,1, 1, 2, 10, 30, 60, 120, 180 und 240 Hz simuliert wurde. In jedem Falle wurde die Amplitude so eingestellt, daß die Nenneffektivamperes (angenähert 127 A) erhalten wurden. 5 zeigt die zum Erreichen des Nennstroms erforderliche Spannungsamplitude und die demgemäß erhaltenen Verluste. Es ist klar, daß die Verluste konsistent zunehmen, wenn die Frequenz von etwa 17,5 kW bei 0,1 Hz bis über 100 kW bei 240 Hz erhöht wird. 100 kW ist mehr als 13% der Nennleistung. Es ermöglicht 13% Bremsdrehmoment bei Nenngeschwindigkeit, oder 100% Bremsdrehmoment bei 13% Geschwindigkeit. Der Grund für diese Erhöhung von Verlusten pro Ampere in Abhängigkeit von der Frequenz ist der Skineffekt der Rotorleiter. Bei höherer Frequenz dringt der Strom nicht gleichförmig durch einen Leiter ein, und kann dahingehend betrachtet werden, daß er sich an oder nahe der Oberfläche oder Haut des Leiters konzentriert. Dieses vermindert die effektive Querschnittsfläche des Leiters und erhöht daher den scheinbaren Widerstand des Leiters. Der Rotor eines Induktionsmotors ist für niedrige Spannung und hohen Strom gewickelt, so daß die Rotorleiter eine größere Querschnittsfläche als die Statorleiter haben. Daher ist der Skineffekt viel wichtiger in den Rotorleitern eines Induktionsmotors als in den Statorleitern. Höhere Widerstände führen zu höheren Verlusten (besseres Bremsen) bei dem gleichen Stromniveau. Durch Verwenden eines Gegenrotationssatzes, d. h. eines gegenrotierenden Satzes, von Spannungen zum Induzieren von Verlusten wird die Frequenz des Rotorstroms sogar weiter bis zu der Summe der angewandten Frequenz und der effektiven Geschwindigkeitsfrequenz (UpM mal Anzahl der Pole geteilt durch 120) erhöht.
• In 5 ist die zum Erreichen des Nennstroms bei 240 Hz erforderliche Spannung etwa 2080 V. Dieses entspricht etwa 8,7 V pro Hz, verglichen mit 67 V pro Hz für Nennbedingungen (4.000 V bei 60 Hz). Dieses bedeutet, dass der in dem Motor durch den verlustinduzierenden Spannungssatz erzeugte Magnetfluß nur 13% des Nennflusses ist, und das unterstützt die Ziele des Minimierens der Störung der normalen Steuerung und des Minimierens der Drehmomentpulsationen. Es bedeutet außerdem, dass eine Extra-Spannungskapazität in dem Antrieb zum Erzeugen der normalen Spannungen übrigbleibt.
• Das Vorhandensein von zwei Sätzen von Strömen in dem Motor bei zwei unterschiedlichen Frequenzen bewirkt eine Wechselwirkung zwischen ihnen, wodurch Drehmomentpulsationen erzeugt werden. Die Pulsationsfrequenz ist die Differenz zwischen den beiden angewandten Frequenzen. Da eine Frequenz positiv ist und die andere negativ ist, ist die Differenz gleich der Summe der Absolutwerte. Zum Beispiel ist die Pulsationsfrequenz bei 60 Hz Vorwärtssequenz (normal) und 240 Hz umgekehrter Sequenz (verlustinduzierend) 300 Hz. Da sich die Geschwindigkeit des Motors aufgrund des Bremsens verlangsamt, reduziert sich auch die Pulsationsfrequenz, wenn die verlustinduzierende Frequenz konstant bleibt, während die normale Frequenz abnimmt. Eine hohe Pulsationsfrequenz hat die Tendenz, die Wahrscheinlichkeit des Erregens von Torsionsresonanz in der angetriebenen Last zu vermindern, obwohl eine solche mechanische Resonanz unter gewissen Konfigurationen kein Problem sein mag. Jedoch wird es, um die Resonanz zu begrenzen, bevorzugt, dass die negative, verlustinduzierende Frequenz zunehmen sollte, wenn die Geschwindigkeit (und die normale Frequenz) abnimmt, so dass dadurch eine konstante Pulsationsfrequenz aufrechterhalten wird. In Ausführungsformen, in denen eine generell feste Pulsationsfrequenz verwendet wird, kann es wünschenswert sein, daß die individuellen Antriebe die Fähigkeit haben, die konstante Pulsationsfrequenz (über einen schmalen Bereich) einzustellen, so daß sie eine Einstellung des speziellen Antriebs so gestatten, daß irgendeine Torsionsresonanz durch Abstimmen des Antriebs auf eine nichtresonante Frequenz vermieden werden kann.
• Die Daten in 5 sind optimistisch, weil sie von der Annahme ausgehen, daß der volle Nennstrom zum Induzieren von Verlusten geopfert werden kann. In der Praxis muß einiges von der Antriebsstromfähigkeit bzw. -kapazität dem normalen Strom gewidmet sein. Die Leistungsfähigkeitsbegrenzungen des Verfahrens dieser Erfindung wurden daher mittels desselben Stationärzustands-Induktionsmotormodells untersucht, wie es für die 5 verwendet wurde. Die verwendeten Modellparameter repräsentieren den gleichen Motor wie in 5, mit Nennwerten von 1000 PS, 4.000 Volt, 60 Hz und 1780 UpM. Die Drehmomentpulsationsfrequenz wurde auf 300 Hz festgesetzt. Die verlustinduzierende Frequenz war daher gleich der Pulsationsfrequenz minus der normalen Frequenz; z. B. 300 Hz bei Stillstand, 240 Hz bei Nenngeschwindigkeit, und 180 Hz bei zweifacher Nenngeschwindigkeit. Für jede Geschwindigkeit wurden die Amplituden der normalen und der verlustinduzierenden Spannung für maximales Bremsdrehmoment eingestellt, während die induzierten Verluste auf die absorbierte Bremsleistung abgestimmt wurden, und während verhindert wurde, daß die Gesamtspannung und der Gesamtstrom 100% des Nennwerts überschreiten (4000 V, 127 A). Die Ergebnisse dieser Beschränkungsstudie sind in den 6, 7 und 8 für einen maximalen Gesamtstrom von 100% des Nennwerts gezeigt.
• Die 6 zeigt die beiden Spannungsamplituden in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit. Für jede Geschwindigkeit oberhalb von 60% des Nennwerts ist es klar, daß die Gesamtspannung immer 100% ist. Unter 60% der Nenngeschwindigkeit folgt die normale Spannung der Geschwindigkeit so, daß das Nennverhältnis von V pro Hz aufrechterhalten wird. 7 zeigt die beiden Ströme, die aus der Spannung der 6 resultieren, in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit. Für alle Geschwindigkeiten ist es klar, daß der Gesamtstrom immer 100% ist. Bei Hochgeschwindigkeit ist das meiste des verfügbaren Stroms der verlustinduzierenden Frequenz zugeordnet, da selbst ein kleines Bremsdrehmoment große Verluste erfordert. Wenn die Geschwindigkeit abnimmmt, wird der verlustinduzierende Strom progressiv vermindert und der normale Strom wird erhöht. Wenn einmal der Nennfluß in dem Motor erreicht ist, geht der Prozeß weiter, aber mit einer unterschiedlichen Rate bzw. Geschwindigkeit. 8 zeigt die beiden Drehmomente plus das Gesamtdrehmoment in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit. Bei allen Geschwindigkeiten wird das meiste des Drehmoments durch die normale Frequenz erzeugt, obwohl das Drehmoment aus der verlustinduzierenden Frequenz bei hoher Geschwindigkeit signifikant wird. Das verfügbare Gesamtbremsdrehmoment ist etwa 6% bei 200% Geschwindigkeit, 11% bei 100% Geschwindigkeit und 30% bei 20% Geschwindigkeit.
• Die Motorimpedanz bei der verlustinduzierenden Frequenz wird durch die Streureaktanz dominiert. Bei hoher Geschwindigkeit wird die verlustinduzierende Frequenz und demgemäß die Impedanz vermindert, wobei die zum Forcieren bzw. Erzwingen des großen verlustinduzierenden Stroms benötigte Spannung abnimmt. Wenn die Geschwindigkeit abnimmt, nimmt die verlustinduzierende Frequenz zu, aber der erforderliche Strom nimmt ab. Diese Effekte tendieren dazu, sich auszugleichen und eine nahezu konstante verlustinduzierende Spannung über den größten Teil des Geschwindigkeitsbereichs zu erzeugen.
• Das gleiche Modell kann auch zum Vorhersagen des Bremsdrehmoments benutzt werden, welches durch Anwenden eines Gleichspannungsstroms auf den Motor erzeugt wird. 9 vergleicht das Drehmoment von der Gleichstrominjektion gegenüber einer Dualfrequenzwechselstrominjektion gemäß dieser Erfindung, wenn beide Verfahren auf einen Spitzenstrom von 100% des Nennwerts beschränkt sind. Über den größten Teil des Geschwindigkeitsbereichs hinweg ist das Bremsdrehmoment aus der Dualfrequenzwechselstrominjektion das Vier- bis Fünffache des Werts von der Gleichstrominjektion.
• Die 10 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform zum Hinzufügen der verlustinduzierenden Befehle zu der Antriebssteuerung. Sie kann bei einem Antrieb wie dem in den 1 oder 2 gezeigten verwendet werden. Die Erfindung kann entweder in Hardware oder Software ausgeführt sein, aber in den meisten modernen Ausführungen wird Software zum Erzeugen der Befehlssignale verwendet. Außerdem enthalten die meisten Antriebe auch einen Stromregulator oder eine andere Ausrüstung, welche die Funktion vorsieht, die an den Motor angelegte Spannung in einer solchen Art und Weise zu steuern, dass die Motorströme gezwungen werden, einem Satz von Strombefehlen zu folgen. Die 10 zeigt eine Drei-Phasen-Wechselstromeingangsleitung 25, die einen Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Wandler 26 speist. Glättung und Energiespeicherung wird durch die Verwendung eines Kondensators oder mehrere Kondensatoren 27 erreicht. Der Wandler umfasst außerdem einen Ausgangsteil, welcher ein Inverter 28 zum Umwandeln von Gleichstrom in Wechselstrom ist. Der steuerbare Wechselspannungs-Strom wird in den Induktionsmotor 29 eingespeist. Stromsensoren 30a, 30b, 30c speisen einen Drei-Phasen-zu-Zwei-Phasen-Wandler 34, der seinerseits einen Ausgang hat, welcher zweiphasig ist. Dieser Ausgang wird einem Stationär-zu-Drehend-Wandler 35 zugeführt. Im normalen Betrieb wird ein erster Satz oder normaler Satz von Steuerbefehlen 37 mit dem Motorstromsignal von 35 verglichen, und die Fehler werden einem Stromregulator 36 zugeführt. In 10 wird ein zweiter Satz oder verlustinduzierender Satz von Spannungsbefehlen 38 zu dem Ausgang des Stromregulators 36 hinzugefügt. Die kombinierten Spannungsbefehle werden dann einem Drehend-zu-Stationär-Wandler 33 zugeführt und dann mittels des Wandlers 32 von Zwei-Phasen zu Drei-Phasen-Signalen umgesetzt. Die Drei-Phasen-Signale werden einer Impulsbreitenmodulationssteuerung 31 zugeführt, welche in an sich bekannter Art und Weise zum Steuern von Schaltern, wie beispielsweise Q1–Q6 in 2, betrieben wird.
• Der Stromregulator 36 wird gewöhnlich, wie gezeigt, so konfiguriert, dass er auf Zwei-Phasen-Größen in einem Koordinantensystem, das sich mit der Geschwindigkeit der Motorvariablen dreht, operiert. Dieses Verfahren wird als Vektorsteuerung bezeichnet, und es wird dadurch ermöglicht, den Strom in drehmomenterzeugende und flußerzeugende Komponenten zu separieren. Außerdem ermöglicht es dieses Verfahren dem Stromregulator, mit Null-Frequenz-Variablen umzugehen, was eine gute Genauigkeit bei vernünftigen Verstärkungsfaktoren gestattet. In der in 10 gezeigten Ausführungsform werden die verlustinduzierenden Befehle zu dem Spannungsbefehlsausgang der Stromregulatoren 36 hinzugefügt. Das wird in dem Moment getan, bevor die Signale zurück in stationäre Koordinaten transformiert und in eine Drei-Phasen-Form umgewandelt werden. Durch diese Ausführungsform wird vermieden, dass es erforderlich ist, dass die Stromregulatoren auf die höhere Frequenz der verlustinduzierenden Befehle ansprechen. Diese Ausführungsform ermöglicht es außerdem, die verlustinduzierenden Befehle bei der festen Frequenz anzuwenden, die für die Drehmomentpulsationen ausgewählt ist, weil die Drehend-zu-Stationär-Umsetzung automatisch die effektive Geschwindigkeitsfrequenz zu der verlustinduzierenden Frequenz addiert. Wenn diese effektive Geschwindigkeitsfrequenz dann, wie vorher beschrieben, innerhalb des Motors subtrahiert wird, ist das Ergebnis eine generell feste Pulsationsfrequenz bei bzw. mit dem gewählten Wert. Die Steuerung kann z. B. in der Hauptsteuereinrichtung 22 oder 65 lokalisiert sein.
• Die 10 zeigt nicht mehrere Steuerfunktionen höheren Niveaus, welche vorhanden sein können. Es ist generell ein Detektor vorhanden, um anzuzeigen, wenn die verlustinduzierenden Befehle erforderlich sind. Diese verlustinduzierende Befehlssteuerung stellt die Amplitude der verlustinduzierenden Befehle ein, wie es durch die spezielle Bremsanwendung erfordert wird. Es ist vorzugsweise außerdem eine Schaltung oder Software zum Begrenzen der normalen Befehle einbezogen so, dass die Spitzengesamtspannung oder der Spitzengesamtstrom, die bzw. der auf den Motor angewandt wird, nicht die Kapazitäten der Leistungsumsetzer übersteigt. Zusätzliche Steuerfunktionen können leicht in Systemen, die auf Software basieren, dadurch erreicht werden, dass eine zusätzliche Kodierung zum Vorsehen dieser Funktionen hinzugefügt wird. In anderen Systemen, welche nicht auf Software basieren, können bekannte Steuerelemente als Hardware dazu benutzt werden, um diese oder andere wünschenswerte Operationen auszuführen.
• Die 11 zeigt, wie die verlustinduzierenden Befehle zu einer anderen Steuerkonfiguration hinzugefügt werden könnten. In der Steuerkonfiguration der 11 werden weder Transformationen von Drei-Phasen zu Zwei-Phasen noch von stationären zu rotierenden Koordinaten angewandt.
• Die Konfiguration der 11 benutzt die Stromregulatoren 39 zum operieren mit Drei-Phasen-Wechselstrom-Größen. Daher werden die verlustinduzierenden Strombefehle 40 einfach direkt zu dem normalen Satz von Drei-Phasen-Strombefehlen 37 hinzugefügt. Wie vorher diskutiert worden ist, können Steuerfunktionen höheren Niveaus, wie Pulsationssteuerung bzw. -regelung, die Steuerung der verlustinduzierenden Befehle, die Amplitudeneinstellung des Motorsignals und die Spitzenspannungsfunktionen vorgesehen sein bzw. angewandt werden, sie sind jedoch zur Klarheit der Darstellung aus dem in 11 gezeigten Blockschaltbild weggelassen worden.
• Die 12 zeigt eine Ausführungsform, in der die verlustinduzierenden Befehle zu einer dritten Steuerkonfiguration hinzugefügt werden können. Diese Steuerkonfiguration wendet weder Stromregulatoren noch die Transformation von drei Phasen zu zwei Phasen noch die Transformation von stationären zu rotierenden Koordinaten an. In dieser Konfiguration wird die Spannung an dem Motor 29 stattdessen von dem Strom in einer offenschleifigen Art und Weise gesteuert. Der verlustinduzierende Spannungsbefehlssatz 38 wird einfach direkt zu dem normalen Satz von Spannungsbefehlen 41 hinzugefügt, und die Summe wird der Impulsbreitenmodulationssteuereinrichtung 31 zugeführt. Die gleichen Steuer- bzw. Regelfunktionen höheren Niveaus, die vorher beschrieben worden sind, können auch in der Ausführungsform der 12 vorgesehen sein.
• Die 13 zeigt eine andere Ausführungsform, in der verlustinduzierenden Befehle verwendet werden. In dieser Steuer- bzw. Regelkonfiguration wird ein Raum-Vektor-Verfahren benutzt. In der Konfiguration der 13 werden die Volt-Sekunden an dem bzw. auf den Motor gesteuert bzw. geregelt. Die verlustinduzierenden Volt-Sekunden-Befehle 43 werden einfach direkt zu dem normalen Satz von Volt-Sekunden-Befehlen 42 hinzugefügt. Die Summen der beiden Sätze von Befehlen werden dann dem Vektormodulator 44 zugeführt, welcher den Ausgang des Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Wandlerabschnitts 28 steuert. Funktionen, die vorher mit Bezug auf Steuerungen höheren Niveaus beschrieben worden sind, können auch zu der Konfiguration der 13 hinzugefügt werden.
• Das Steuerdiagramm in 16 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Bremssteuereinrichtung (Block 98), die gleichartig bzw. ähnlich der 10 ist, jedoch in mehr Einzelheiten, wobei diese Ausführungsform Funktionen höheren Niveaus und die Steuerung für normalen Motorbetrieb (Block 99) umfasst. Die Rückkopplungssignale bestehen aus Motorspannungen und Motorströmen im stationären Bezugsrahmen. Die gemessenen Rückkopplungssignale sind von Drei-Phasen-Größen in Zwei-Phasen-Größen (bezeichnet mit den Subskripten α und β in 16) durch in 10 gezeigte Mittel umgewandelt worden. Die Motor-Volt-Sekunden werden von den Motorspannungen und -strömen (Block 122) gemäß den folgenden Gleichungen abgeleitet: λ_α = ∫(V_α – R_sI_α)dt λ_β = ∫(V_β – R_sI_β)dt worin R_S der Statorwiderstand des Motors ist. Die Motor-Volt-Sekunden werden auch als Statorfluß bezeichnet. Eine phasenverriegelte Schleife, oder auch entsprechend dem englischen Ausdruck PLL genannt (Block 100), wird dazu benutzt, die Größe λ_ds, die Frequenz ω_S und den Winkel Θ_S des Statorflusses abzuschätzen bzw. zu berechnen. Dieses ist in verschiedenen Veröffentlichungen [R1] beschrieben. Die Motorstromsignale in dem stationären Bezugsrahmen werden in einen Bezugsrahmen (Block 101) umgewandelt, der sich synchron mit dem Statorfluß dreht. Diese Transformation wird durch die folgenden Gleichungen beschrieben:

  
• Die Ausgangsgrößen des Blocks 101 repräsentieren den Motormagnetisierungsstrom I_ds und den Motordrehmomentstrom I_qs. Diese Stromkomponenten werden unabhängig durch Regulatoren 102 und 103 gesteuert. Der Eingang zum Regulator 102 besteht aus der Differenz zwischen dem BeFehl I_ds,ref und dem gemessenen Wert des Magnetisierungsstroms. Der Magnetisierungsstrombefehl wird (im Block 104) aus dem gewünschten Statorfluß in einer offenschleifigen Art und Weise berechnet, oder er kann mit einem Regulator bestimmt werden, welcher den gemessenen Statorfluß auf ein gewünschtes Niveau steuert, Der Regulator 103 operiert auf bzw. über die Differenz zwischen dem befohlenen (I_qs,ref) und gemessenen (I_qs) Drehmomentstromkomponenten. Der Drehmomentstrombefehl wird durch einen Geschwindigkeitsregulator (Block 105) erzeugt, welcher einen eingestellten Geschwindigkeitsbefehl ω_r,ref mit der abgeschätzten bzw. berechneten Geschwindigkeit ω_r vergleicht. Ein einfaches Verfahren zum Abschätzen bzw. Berechnen der Statorgeschwindigkeit durch in 16 nicht gezeigte Mittel kann beschrieben werden als ω_r = ω_s – ω_slip, ω_slip = k_tI_qs worin ω_slip die Schlupfgeschwindigkeit des Motors ist und kt eine Konstante ist. Es sind auch andere Verfahren zum Abschätzen bzw. Berechnen der Motorgeschwindigkeit veröffentlicht worden, worin k_t keine Konstante, sondern eine Variable ist, die, in Abhängigkeit von Betriebsbedingungen, modifiziert ist [R2].
• In einem Motorantrieb mittlerer Leistungsfähigkeit bilden die Ausgangsgrößen der Stromregulatoren (Blöcke 102 und 103) die Spannungsbefehle in dem sich synchron drehenden Rahmen. Diese werden unter Verwendung einer umgekehrten Transformation (Block 107), wie unten angegeben, in den stationären Bezug transformiert.
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• Für Hochleistungsantriebe können Zuführungs-Vorwärts-Ausrücke zu den Ausgangsgrößen der Stromregulatoren hinzugefügt werden, um die Übergangsleistungsfähigkeit des Antriebs zu verbessern. In 16 ist ein Zuführungs-Vorwärts-Ausdruck nur an dem Ausgang des Drehmomentstromregulators (V_ff) gezeigt und wird mit der Ausgangsgröße des Drehmomentstromregulators unter Verwendung des Blocks 106 summiert.
• Die Steuereinrichtung (Block 98) für dynamisches Bremsen benutzt die gleichen Rückkopplungssignale wie in der normalen Steuerung, aber verarbeitet diese Signale weiter, um Information über den Motor bei der verlustinduzierenden Frequenz zu extrahieren. Während des Dualfrequenzbremsens enthalten die gemessenen Signale zwei interessierende Frequenzen, nämlich die normale Betriebsfrequenz ω_S und die verlustinduzierende Frequenz ω_inf. Die Transformation dieser Rückkopplungssignale in den synchron rotierenden (Statorfluß) Flußrahmen verschiebt die normalen Frequenzen zu Gleichstrom und die verlustinduzierende Frequenz zu der Pulsationsfrequenz ω_p (= ω_S – ω_inj). Dieses bedeutet, daß während des Bremsens die Signale λ_ds, ω_S, I_ds und I_qs eine Gleichstromkomponente enthalten, welche der normalen Betriebsfrequenz entspricht, und eine Komponente bei bzw. mit der Pulsationsfrequenz, welche der verlustinduzierenden Frequenz entspricht. Eine weitere Drehung um den Pulsationsfrequenzwinkel Θ_p transformiert die Pulsationsfrequenzkomponente in Gleichstromquantitäten. Dieses geschieht unter Verwendung der Blöcke 108 und 109, die gleichartig bzw. ähnlich 101 sind. Der Pulsationsfrequenzwinkel Θ_p wird aus der Pulsationsfrequenz ω_p unter Verwendung eines einfachen Integrators 115 bestimmt. Es ist zu beachten, daß ω_p eine Zahl ist, die von dem Benutzer gewählt worden ist.
• Eine der Eingangsgrößen zum Block 108, λ_qs, ist im wesentlichten Null, weil die PLL (phasenverriegelte Schleife) (Block 100) den Statorfluß vollständig längs der d-Achse abfluchtet. Die Filter 110 bis 113 entfernen die Wechselstromquantitäten in den Eingangsgrößen, was zu Ausgangsgrößen führt, welche verlustinduzierende Frequenzkomponenten repräsentieren (bezeichnet mit dem Subskript fil). Andererseits entfernen die Filter 118 und 119 die verlustinduzierenden Frequenzkomponenten (Wechselstrom-Komponenten) und weisen Ausgangsgrößen auf, welche die normalen Betriebsfrequenzkomponenten repräsentieren. Diese Filter können Tiefpaßfilter oder Synchronfilter sein, welche Daten über einen Zyklus der Pulsationsfrequenz mitteln.
• Die verlustinduzierende Frequenz ω_inj wird unter Verwendung des Summationsblocks 123 berechnet, wobei die Eingangsgrößen der gefilterte Wert der normalen Betriebsfrequenz und die Pulsationsfrequenz ω_p sind. Die in dem Motor umgewandelte bzw. abgeführte Leistung bei der verlustinduzierenden Frequenz P_inj und der Motoräquivalenzwiderstandswert R_inj sowie die Reaktanz X_inj bei jener Frequenz werden unter Verwendung der Mittelwerte des Flusses und des Stroms und der verlustinduzierenden Frequenz berechnet (Block 114). Basierend auf der Leistung, die bei der normalen Betriebsfrequenz und der Motoräquivalenzschaltung bei der verlustinduzierenden Frequenz absorbiert wird, werden die verlustinduzierenden Spannungsbefehle (V_dp,ref und V_gp,ref) berechnet (Block 116). Ohne Verlust der Allgemeinheit (und zur Leichtigkeit der Berechnung) kann die q-Achsen-komponente V_qp,ref zu Null gemacht werden, und die Gesamtheit der berechneten verlustinduzierenden Spannung kann der d-Achsenkomponente zugeeignet werden. Der verlustinduzierende Spannungsbefehl wird (im Block 116) auf nicht mehr als einen voreingestellten Wert begrenzt, wie z. B. 50% der Nenninverterspannung. Diese Befehle werden dann in den synchron rotierenden (Statorfluß) Bezugsrahmen transformiert, wie im Block 117 gezeigt ist, und mit den Betriebsfrequenzbefehlen, gleichartig bzw. ähnlich der 10, zum Bilden der Spannungsbefehle summiert. Diese werden dann weiter im Block 107 in den stationären Bezugsrahmen transformiert und zu dem Impulsbreitenmodulator geschickt.
• Die im Motor umgewandelte bzw. abgeführte Leistung wird im Block 120 dazu benutzt, einen ersten Minimumbremsstromgrenzbefehl 121 zu erstellen, der an den Ausgang des Geschwindigkeitsregulators (Block 105) angelegt wird. Wenn das Bremsen eingeleitet wird und die Größe der verlustinduzierenden Spannung klein ist, wird die erste Grenze unter Verwenden eines Werts für P_inj, der höher als sein durch P_delta berechneter Wert ist, berechnet. Dieses ermöglicht es der Steuerung mit Injektion zu beginnen und das maximale Bremsen zu erreichen, das benötigt wird. Eine zweite Bremsstromgrenze wird aus der Inverterstromkapazität abgeleitet, die für den Drehmomentstrom verfügbar ist. Diese zweite Grenze wird aus dem Inverternennstrom und dem Strom, der bei der verlustinduzierenden Frequenz abgeschätzt bzw. berechnet wurde, bestimmt.
• Die Minimumdrehmomentstromgrenze (121), welche zu niedrigstem Inverterstrom führt, wird unter diesen beiden Grenzen ausgewählt.
• Wenn Bremsen bei höheren Geschwindigkeiten erforderlich ist, kann der Motorfluss zu vermindern sein, um Raum für die verlustinduzierende Spannung zu schaffen. Dieses geschieht durch Herabsetzen des Magnetisierungsstroms auf einen geeigneten Wert, der eine Funktion der Betriebsgeschwindigkeit vor dem Bremsen ist. Wenn dieses einmal vollendet ist, werden die Stromregulatorverstärkungsfaktoren in den Blöcken 102 und 103 reduziert, um die Regulatoren immun gegen Wechselstromkomponenten in den Rückkopplungssignalen zu machen. Wenn die Geschwindigkeit abnimmt, gibt es zunehmenden Raum für die normalen Betriebsspannungen, und demgemäß wird der Magnetisierungsstrombefehl erhöht, um den Konverter bzw. Wandler optimal zu nutzen (Block 104).
• Die 14 zeigt Motorvariable während experimentellen Testens einer Mehrfrequenzbremsoperation. Der Antrieb und der Motor hatten 10 PS Nennleistung bei 460 V, 60 Hz. Die Steuerstruktur folgte der 10. Die Kurvendarstellung umfasst einen ersten Kanal, der den Spannungsbefehl an den Modulator zeigt. Der zweite Kanal zeigt die Motorgeschwindigkeitsabschätzung bzw. -berechnung. Der dritte Kanal zeigt den Motorstrom. Der Motor, wie er in 14 abgebildet ist, arbeitete unbelastet bei 45 Hz, als das Bremsen eingeleitet wurde. Diese Figur zeigt die gesamte Verzögerung von angenähert 1350 UpM (Vier-Pol-Motor bei 45 Hz) bis zum Stillstand. Der Motor war an eine generell gleichbemessene Gleichstrommaschine angekoppelt, so daß die Gesamtträgheit wenigstens 200% der Motorträgheit war. Die Verzögerung, Kanal 2, beginnt bei etwa 1/2-Teilung (100 ms) von dem linken Rand der Kurvendarstellung aus und nimmt neun Teilungen ein, die 1,8 Sekunden repräsentieren.
• Die 15 zeigt die ersten beiden 100 Millisekunden des gleichen Ereignisses, die so gedehnt sind, daß sie die gesamte Kurvendarstellung ausfüllen. Das Diagramm in 15 zeigt, daß selbst vor dem Bremsen der normale Spannungsbefehl (Kanal 1) nicht sinusförmig ist, weil er eine Nullsequenz(üblicher Modus)-Komponente aus bzw. von der Spitzenreduktionsfunktion enthält. Der Motor spricht aufgrund der Drei-Draht-Verbindung nicht auf die Nullsequenz-Komponente an, so daß der Motorstrom vor dem Bremsen sinusförmig ist (Kanal 3). Im Moment, in dem das Bremsen beginnt, wird die verlustinduzierende Spannung (angenähert 150 V bei 240 Hz) der normalen Spannung (angenähert 345 V bei 45 Hz) überlagert. Dieses ist im Kanal 1 der 15 gezeigt. Diese Überlagerung bewirkt, daß der Motorstrom auch beide Frequenzen im Kanal 3 zeigt. Die Motorgeschwindigkeitsabschätzung bzw. -berechnung im Kanal 2 ist von der Motorspannung abgeleitet. Wenn die verlustinduzierende Spannung der normalen Antriebsspannung überlagert wird, stört sie die Geschwindigkeitsabschätzung bzw. -berechnung, wobei sie das Erscheinen einer Welligkeit mit angenähert 240 Hz bewirkt. Jedoch ist der Mittelwert der Geschwindigkeitsabschätzung bzw. -berechnung in dieser Art von Anordnung noch korrekt.
• Wie vorher beschrieben worden ist, stellt die Erfindung eine Einrichtung und ein Verfahren zur Verfügung, worin ein zweiter Satz von Spannungswerten einem arbeitenden Motor zusätzlich zu den normalen Spannungen überlagert wird, um ein effektives Bremsdrehmoment zu erzeugen, in dem die Energie innerhalb des Motors selbst umgewandelt bzw. abgeführt wird. Die Erfindung ist zwar in Verbindung mit gewissen Ausführungsformen und gegebenen Topographien beschrieben worden. Es versteht sich jedoch, daß die vorliegende Erfindung auch unter Verwendung von anderen Antriebstopographien bzw. -strukturen praktiziert werden kann, welche die Mehrfrequenzbremsmotorsteuerung bzw. -regelung benutzen. Gewisse Ausführungsformen sind gezeigt und beschrieben worden, wobei das Verständnis des Fachmanns leicht daraus erkennt, daß die Erfindung auch in anderen Antriebstopographien bzw. -strukturen und/oder bei anderen Steuer- bzw. Regelstrukturen zusätzlich zu oder anstelle von jenen, die hier gezeigt worden sind, benutzt werden kann. Es versteht sich weiter, dass die beschriebenen Strom- und Spannungsbeschränkungen Beispiele sind, und dass die Antriebsfähigkeiten bzw. -kapazitäten nicht gleich den Motornennwerten zu sein brauchen, um das erfindungsgemäße Verfahren und die Einrichtung nach der Erfindung anzuwenden.
• Mit der Erfindung werden eine Einrichtung und ein Steuerverfahren zum Erzeugen eines Bremsdrehmoments entgegen der Motordrehung zur Verfügung gestellt. Ein Wandler führt dem Motor Mehrfrequenz-Wechselstromleistung zu. Eine erste Frequenz wird bei bzw. mit der normalen Betriebsfrequenz/Geschwindigkeit zugeführt. Eine zweite Frequenz, die unterschiedlich von der normalen Betriebsfrequenz ist, wird zum Erzeugen von Bremsdrehmoment zugeführt. Das Niveau des Bremsens kann so gesteuert werden, dass generell einiges oder das gesamte Bremsen bzw. dessen Energie in dem Motor verbraucht wird. Es kann mehr als eine Bremsfrequenz verwendet werden. Außerdem kann die Beziehung zwischen der normalen Frequenz und der Bremsfrequenz (den Bremsfrequenzen) aufrechterhalten werden, um die Motorpulsation zu begrenzen.

Claims (16)

1. Einrichtung zum Erzeugen von einem Gegenrotationsdrehmoment in einem Wechselstrommotor (21; 29; 60), umfassend: einen Wandler (26; 28), der ausgebildet ist, dem Wechselstrommotor (21; 29; 60) eine Wechselstromleistung mehrfacher Frequenz zuzuführen; wobei die Einrichtung ausgebildet ist, eine Normalfrequenzausgangsgröße mit einer ersten, normalen Frequenz an den Wechselstrommotor (21; 29; 60) zu liefern; wobei die Einrichtung ferner ausgebildet ist, gleichzeitig wenigstens eine zweite, verlustinduzierende Frequenzausgangsgröße an den Wechselstrommotor (21; 29; 60) zu liefern, wobei die wenigstens eine zweite Frequenz unterschiedlich von der ersten Frequenz ist und gegenüber der ersten Frequenz gegendrehend ist, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Frequenz höher als die erste Frequenz ist und die Einrichtung ferner ausgebildet ist, die durch einen normalen Spannungssatz der Normalfrequenzausgangsgröße beim Motorbremsen an ein Gleichstromglied der Einrichtung zurückgeführte Energie zu verwenden, um Spannungen der verlustinduzierenden Frequenzausgangsgröße zu erzeugen, sodass ein Niveau gewünschter Bremsung der Motorgeschwindigkeit erzeugt wird und die Energie in dem Wechselstrommotor (21; 29; 60) abgeführt wird.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, worin die Einrichtung (24; 66) weiter ausgebildet ist, die Differenz zwischen der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz auf einen vorher bestimmten Wert zu regeln.
3. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin kombinierte Ausgangsspannungen und -ströme von der ersten und zweiten Frequenz unterhalb voreingestellter Grenzen gehalten werden.
4. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin zwei oder mehr verlustinduzierende Frequenzen gleichzeitig angewandt werden.
5. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin eine kontinuierliche Abschätzung der Motorgeschwindigkeit während des Bremsens aufrechterhalten wird, um eine prompte Rückkehr zu einer positiven Drehmomenterzeugung zu ermöglichen.
6. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin Amplituden von Spannungen sowohl der ersten als auch der wenigstens einen zweiten Frequenz so gesteuert werden, dass ein gegendrehendes Drehmoment maximiert wird, während induzierte Verluste auf die absorbierte Energie abgestimmt werden.
7. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin verlustinduzierende Befehle in ein sich drehendes Koordinatensystem eingeführt werden, wobei eine gewünschte Drehmomentpulsationsfrequenz, die einer gegebenen Drehmomentpulsation entspricht, so verwendet wird, dass sich die verlustinduzierende Frequenz, die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird, automatisch mit der Geschwindigkeit des Motors (21; 29; 60) ändert, so dass die Differenz zwischen der normalen und der verlustinduzierenden Frequenz gleich der gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz gehalten wird.
8. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Amplitude bei der zweiten Frequenz so gesteuert wird, dass generell die Energie verbraucht wird, welche während des Bremsens absorbiert wird.
9. Verfahren zum Erzeugen von einem Gegenstandsdrehmoment in einem Wechselstrommotor (21; 29; 60), umfassend: Zuführen einer Wechselstromleistung mehrfacher Frequenz zu dem Wechselstrommotor (21; 29; 60); Liefern einer Normalfrequenzausgangsgröße mit einer ersten, normalen Frequenz an den Wechselstrommotor (21; 29; 60); gleichzeitiges Liefern von wenigstens einer zweiten, verlustinduzierenden Frequenzausgangsgröße an den Wechselstrommotor (21; 29; 60), wobei die wenigstens eine zweite Frequenz unterschiedlich von der ersten Frequenz ist und gegenüber der ersten Frequenz gegendrehend ist, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Frequenz höher als die erste Frequenz ist, und dass das Verfahren weiter umfasst: Verwenden der durch einen normalen Spannungssatz der Normalfrequenzausgangsgröße beim Motorbremsen an ein Gleichstromglied der Einrichtung zugeführten Energie, um Spannungen der verlustinduzierenden Frequenzausgangsgröße zu erzeugen, so dass ein Niveau gewünschter Bremsung der Motorgeschwindigkeit erzeugt wird und die Energie in den Wechselstrommotor (21; 29; 60) abgeführt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, weiter umfassend das Regeln der Differenz zwischen der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz auf einem vorher bestimmten Wert.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder Anspruch 10, weiter umfassend das Aufrechterhalten von kombinierten Ausgangsspannungen und -strömen von der ersten und der zweiten Frequenz unter voreingestellten Grenzen.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 9–11, weiter umfassend das Anwenden von zwei oder mehr verlustinduzierenden Frequenzen gleichzeitig.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 9–12, weiter umfassend die kontinuierliche Abschätzung der Motorgeschwindigkeit während des Bremsens, um eine prompte Rückkehr zur positiven Drehmomenterzeugung zu ermöglichen.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 9–13, weiter umfassend das Steuern von Amplituden von Spannungen von sowohl der ersten als auch der wenigstens einen zweiten Frequenz zum Maximieren eines gegendrehenden Drehmoments, während induzierte Verluste auf die absorbierte Energie auf einen Wert abgestimmt werden, der nicht die Strom- und Spannungskapazitäten einer Einrichtung, welche zur Durchführung des Verfahrens verwendet wird, übersteigt.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 9–14, weiter umfassend das Einführen von verlustinduzierenden Befehlen in ein rotierendes Koordinatensystem unter Verwendung einer gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz, die einer gegebenen Drehmomentpulsation entspricht, so dass die verlustinduzierende Frequenz, die aktuell auf den Motor (21; 29; 60) angewandt wird, automatisch mit der Geschwindigkeit des Motors (21; 29; 60) variiert, um die Differenz zwischen der normalen und der verlustinduzierenden Frequenz generell gleich der gewünschten Drehmomentpulsationsfrequenz zu halten.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 9–15, weiter umfassend das Steuern der Amplitude der zweiten Frequenz so, dass generell die Energie, die während des Bremsens absorbiert worden ist, verbraucht wird.

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