DE3787498T2

DE3787498T2 - Antriebseinrichtung für Wechselstrommotor.

Info

Publication number: DE3787498T2
Application number: DE87108797T
Authority: DE
Inventors: Shigeru C O Patent Divi Tanaka
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-06-23
Filing date: 1987-06-19
Publication date: 1994-01-20
Anticipated expiration: 2007-06-20
Also published as: EP0251068A3; EP0251068B1; DE3787498D1; EP0251068A2; US4843296A; CA1293529C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochgeschwindigkeits-Antriebseinrichtung mit großem Leistungsvermögen für Wechselstrom-Motoren mit veränderlicher Drehzahl.
Motoren können hauptsächlich in Gleichstrom-Motoren und Wechselstrom-Motoren eingeteilt werden.
Gleichstrom-Motoren besitzen kleine Drehmomentwelligkeiten und eine gute Steuerbarkeit und können einfach gehandhabt werden. Gleichstrom-Motoren sind in einem weiten Anwendungsbereich in Verbindung mit Gleichstrom-Zerhackern (Thyristor-Zerhacker)-Geräten verwendet worden. Jedoch erfordern Gleichstrom-Motoren sehr aufwendige und daher zeitaufwendige Instandhaltungsarbeiten an ihren Bürsten und Kommutatoren, und es existieren Beschränkungen bei deren maximaler Betriebsgeschwindigkeit und/oder deren maximalem Leistungsvermögen. Aus diesem Grund sind in den letzten Jahren Gleichstrom-Motoren tendenziell in steigendem Ausmaß durch Wechselstrom-Motoren mit veränderlicher Drehzahl ersetzt worden.
Gleichstrom-Zugsysteme besitzen die gleichen Beschränkungen, wie sie oben angeführt sind, und Antriebssysteme mit Wechselstrom-Motoren veränderlicher Drehzahl sind allmählich mit dem Ziel des Hochgeschwindigkeitsbetriebs und einem großen Leistungsvermögen verwendet worden.
Typische Wechselstrom-Motoren beinhalten Induktionsmotoren und Synchronmotoren. Obwohl Wechselstrom-Motoren auch Reluktanzmotoren und Hysteresismotoren beinhalten, besitzen diese einen beträchtlich engeren Anwendungsbereich.
Ein Motor ohne Kommutatoren ist bekannt, in dem eine gegenelektromotorische Kraft eines Synchronmotors verwendet wird, um auf natürliche Weise einen Thyristor-Invertierer zu kommutieren bzw. umzupolen. Da der Motor ohne Kommutatoren die natürliche Kommutation verwendet, kann er auf einfache Weise ein großes Leistungsvermögen besitzen, eine der der Gleichstrom-Motoren ähnlichen Steuerbarkeit besitzen, und er kann in verschiedenen Gebieten verwendet werden. Da jedoch der Motor ohne Kommutatoren einen Feldpol erfordert, wird das Gesamtmotorgerät groß bzw. sperrig und besitzt eine geringe Überlaststabilität infolge der Beschränkungen, die auf diese Weise der natürlichen Kommutation auferlegt sind.
Ein Induktionsmotor, insbesondere ein Kurzschlußläufermotor, besitzt eine einfache und robuste Struktur und kann einfach gehandhabt werden. Jedoch erfordert dieser Motor einen selbstangeregten Invertierer und besitzt gewisse Beschränkungen infolge der Eigenschaften des Invertierers.
Heute besitzen Selbstlöschungselemente wie z. B. Transistoren, GTOs und ähnliche tendenziell ein großes Leistungsvermögen und werden in dem Selbstanregungsinvertierer verwendet. Insbesondere kann ein Pulsweitenmodulations (PWM)-gesteuerter Invertierer einem Motor einen sinusförmigen Strom zuspeisen. Daher kann ein Wechselstrom-Motor mit veränderlicher Drehzahl realisiert werden, der ein geringes Rauschen und eine geringe Drehmomentwelligkeit besitzt. Mittlerweile sind zahlreiche Steuerungstechniken für Induktionsmotoren eingerichtet worden, wie z. B. eine V/f = Konstantsteuerung, eine Schlupffrequenzsteuerung, eine Vektorsteuerung und ähnliches, wobei derartige Steuerungstechniken es ermöglichen, daß Eigenschaften erhalten werden, die entsprechend jenen der Gleichstrom-Motoren sind.
Ein Steuerumrichter ist als ein typisches Beispiel bekannt, das eine Spannung von einer Wechselstrom-Spannungsquelle verwendet, um die natürliche Kommutation aufzuführen. Der Steuerumrichter kann einem Motor einen sinusförmigen Strom zuführen und dessen Leistungsvermögen kann infolge dessen natürlicher Kommutation auf einfache Weise vergrößert werden. Insbesondere ist, wie in US-A-4 418 380 (29. November 1983), US-A-4 570 214 (11. Februar 1983) oder der Japanischen Patentveröffentlichung Nr. 59-14988 einem Scheinleistungskompensationstypsteuerumrichter große Aufmerksamkeit geschenkt worden, indem ein Eingangsleistungsfaktor an einem Empfangsende so gesteuert ist, daß er immer 1 ist.
Die obigen Typen von Wechselstrom-Motor-Antriebstechniken sind in zahlreichen Anwendungsgebieten verwendet worden, während ihre Vorteile in Anspruch genommen wurden. Jedoch kann eine Vorrichtung zum Antreiben eines Hochgeschwindigkeitsmotors eines großen Leistungsvermögens, der an Gleichstrom-Zugsysteme angewendet wird, nicht einfach mittels der konventionellen Techniken realisiert werden. Insbesondere ist, obwohl der Steuerumrichter die natürliche Kommutation verwendet, so daß dessen Leistungsvermögen auf einfache Weise vergrößert werden kann, die Ausgangsfrequenz eines Steuerumrichters niedrig und nicht für einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb geeignet.
Eine Vorrichtung zum Antreiben eines Induktionsmotors mittels eines selbstangeregten Invertierers erfordert Selbstlöschungselemente eines großen Leistungsvermögens, wie z. B. Transistoren, GTOs und ähnlichen. Folglich ist die sich ergebende Vorrichtung teuer und es ist schwierig, deren Leistungsvermögen zu steigern. Eine verfügbare Schaltfrequenz der Selbstlöschungselemente mit großem Leistungsvermögen bzw. Kapazität (insbesondere der GTOs) ist höchstens 1 kHz. Falls die PWM- Steuerung bei derartigen Elementen angewendet wird, beträgt die Ausgangsfrequenz des selbstangeregten Invertierers höchstens 100 Hz.
Da der kommutatorlose Motor die natürliche Kommutation verwendet, kann dessen Leistungsvermögen auf einfache Weise gesteigert werden und ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb ist auf einfache Weise zu erreichen. Der Motor selbst jedoch ist kompliziert und voluminös. Ferner werden die durch den Motor erzeugten Drehmomentwelligkeiten vergrößert, da ein Rechteckstrom einer Ankerwicklung zugeführt ist. Zusätzlich bleiben Probleme, die mit der Art der Kommutation am Beginn der Erregung und mit einer ungenügenden Überlaststabilität verbunden sind, weiterhin erhalten.
Auf der anderen Seite kann der Einfluß einer Scheinleistung, die von der Spannungsquelle erzeugt wird, zusammen mit einem Ansteigen bezüglich des Motors, und der der harmonischen Komponenten der Scheinleistung nicht ignoriert werden. Änderungen bezüglich der Scheinleistung verursachen Änderungen in der Spannungsquellen- Systemspannung und beeinflussen die andere elektrische Ausrüstung, die mit demselben Spannungsquellensystem verbunden ist, nachteilig. Ein harmonischer Strom führt Induktionsprobleme in Fernsehsystemen, Radioempfängern oder Kommunikationsleitungen herbei und harmonische Komponenten der 3-ten, 5-ten und 7-ten Ordnung sind schwierig zu entfernen und erfordern daher geeignete Gegenmaßnahmen.
Im Unterschied dazu ist der Scheinleistungskompensationstyp-Steuerumrichter eine effektive Einrichtung zum Lösen des Scheinleistungsproblems und er dient als ein Leistungsumsetzer bzw. -wandler zum ständigen Aufrechterhalten des Eingangsleistungsfaktors des Empfangsendes auf 1. Jedoch erscheint abhängig von der Ausgangsfrequenz ein harmonischer Strom an der Eingangsseite und Gegenmaßnahmen dagegen müssen ergriffen werden. Jedoch ist es entsprechend der Stromtechnik schwierig, die Gegenmaßnahme zu erhalten.
Kürzlich ist ein Leistungsumsetzer- bzw. -wandler vorgeschlagen worden, der Funktionen von sowohl einem Wechselstrom-Leistungsumsetzer als auch einem aktiven Filter besitzt, wie in der Japanischen Patentanmeldung (Kokai) Nr. 59-61475 offenbart ist. Einem Wechselstrom- Motor-Antriebssystem ist große Aufmerksamkeit geschenkt worden, das aus einer Verbindung dieses Leistungsumsetzers und eines selbstangeregten Invertierers gebildet ist.
In dem System mit dem aktiven Filter ist, da ein Eingangsstrom derart gesteuert wird, daß er eine Sinuswelle in der gleichen Phase wie jene der Spannungsquellenspannung besitzt, eine harmonische Komponente klein, und der Eingangsleistungsfaktor kann ständig auf 1 gehalten werden. Jedoch muß der Umsetzer bzw. Wandler aus Selbstlöschungselementen, wie z. B. Transistoren und GTOs gebildet werden, und so ist es schwierig, ein System großer Leistungsfähigkeit zu realisieren und es besitzt ein ökonomisches Problem.
Das zum Stand der Technik gehörende Dokument EP-A- 173 216 offenbart ein Steuerungssystem für einen Leistungsumsetzer zum Antreiben von Induktionsmotoren. Dieses Steuerungssystem verwendet einen Stromtyp-Invertierer, der zwischen einem Gleichrichter und Induktionsmotoren verbunden ist. Der Invertierer ist im wesentlichen aus Thyristoren, Dioden und Kommutationskapazitäten gebildet und besitzt eine Funktion des Steuerns der Frequenz und der Phase des Gesamtprimärstroms des Induktionsmotors. In anderen Worten ist der Invertierer dieses bekannten Systems ein selbstkommutierter oder selbstangeregter Invertierer.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Hochgeschwindigkeits-Antriebseinrichtung mit großem Leistungsvermögen für Wechselstrom-Motoren mit veränderlicher Drehzahl bereitzustellen, die einem Wechselstrom-Motor einen sinusförmigen Strom mit einer Frequenz von 0 bis einigen hundert Hz zuführen kann.
Um diese Aufgabe zu lösen, stellt die vorliegende Erfindung eine Antriebseinrichtung für Wechselstrom-Motoren bereit, wie sie in Anspruch 1 spezifiziert ist.
Die Antriebseinrichtung für Wechselstrom-Motor mit veränderlicher Drehzahl umfaßt einen Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer mit einem Ausgangsanschluß, der mit einer Gleichstrom-Spannungsquelle verbunden ist, einen Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator und einen Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter mit einem Eingangsanschluß, der mit dem Phasenvorlaufkondensator verbunden ist. Ein Strom, der von der Gleichstrom-Spannungsquelle zugeführt ist, ist durch den Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer gesteuert, so daß der Scheitelwert einer Spannung, die man den Phasenvorlaufkondensator angelegt ist, im wesentlichen konstant gemacht werden kann. Der Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter führt einem Wechselstrom-Motor einen sinusförmigen Strom einer veränderlichen Frequenz (0 bis einige hundert Hz) zu.
Der Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer führt die Leistungsumsetzung bzw. -wandlung zwischen der Gleichstrom-Spannungsquelle und dem Phasenvorlaufkondensator durch und steuert den Strom, der von der gleichstrom-Spannungsquelle zugeführt ist, so daß die Spannung, die an den Phasenvorlaufkondensator angelegt ist, im wesentlichen konstant gemacht ist. Der Gleichstrom- Wechselstrom-Leistungsumsetzer ist auf natürliche Weise mittels einer Wechselspannung kommutiert bzw. umgepolt, die an den Phasenvorlaufkondensator angelegt ist.
Der Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter führt die Leistungsumsetzung zwischen dem Phasenvorlaufkondensator und dem Wechselstrom-Motor durch. Zum Beispiel kann der Steuerumrichter einen sinusförmigen Strom einer Frequenz von 0 bis 500 Hz der Ankerwicklung zuführen, während die Frequenz der Spannung des Phasenvorlaufkondensators 500 Hz ist.
Zu diesem Zeitpunkt dient der Phasenvorlaufkondensator als eine Vorlaufscheinleistungsquelle für sowohl den Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer als auch den Steuerumrichter, und dessen Frequenz (500 Hz) ist bestimmt, so daß die Verzögerungsscheinleistung von sowohl dem Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer als auch dem Steuerumrichter gleich der Vorlaufscheinleistung des Phasenvorlaufkondensators ist. In anderen Worten fließt der Zirkulationsstrom des Steuerumrichters, so daß die Frequenz und die Phase des Referenzsignals mit jenen der Phasenvorlaufkondensator-Spannung übereinstimmen, wenn ein Phasensteuerungsreferenzsignal von einem externen Sinuswellenoszillator (bei einer Frequenz von 500 Hz) dem Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer und dem Steuerumrichter zugeführt ist.
Mit der auf diese Weise erhaltenen Phasenvorlaufkondensator-Spannung führen der Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer und der Steuerumrichter die Leistungsumsetzung mittels nur der natürlichen Kommutation durch, und daher kann eine Hochgeschwindigkeits-Antriebseinrichtung mit großem Leistungsvermögen für Wechselstrom- Motoren realisiert werden.
Diese Erfindung kann aus der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Abbildungen besser verstanden werden, in welchen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, das die Anordnung einer Antriebseinrichtung für Wechselstrom- Motor entsprechend einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Ersatzschaltbild des Hauptteils (SSN) des Ausführungsbeispiels ist, das in Fig. 1 gezeigt ist;
Fig. 3A bis 3C jeweils Zündungsbetriebsartdiagramme des Thyristors eines zweiten Leistungsumsetzers (SSN) und Wellenformdiagramme von Anwendungsspannungen eines Phasenvorlaufkondensators des Ausführungsbeispiels sind, das in Fig. 1 gezeigt ist;
Fig. 4A und 4B jeweils ein Wellenformdiagramm eines Phasensteuerungsreferenzsignals eines Steuerumrichters und ein Betriebsartdiagramm eines Auslöseimpulssignals des Ausführungsbeispiels sind, das in Fig. 1 gezeigt ist;
Fig. 5 ein Ersatzschaltbild für eine Phase der Eingangsseite des Steuerumrichters ist;
Fig. 6 ein detailliertes Blockdiagramm einer Steuerungsschaltung für den ersten und zweiten Leistungsumsetzer (SSP, SSN) des Ausführungsbeispiels ist, das in Fig. 1 gezeigt ist;
Fig. 7 ein Graph ist, der eine Eigenschaft eines Spannungsreferenzerzeugers (FNC) veranschaulicht, der in Fig. 6 gezeigt ist;
Fig. 8 ein Blockdiagramm einer Steuerungsschaltung für den Steuerumrichter (CC) ist;
Fig. 9 Stromvektoren eines Induktionsmotors zeigt;
Fig. 10 ein Blockdiagramm ist, das die Anordnung einer Antriebseinrichtung für einen Wechselstrom-Motor entsprechend einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 11 ein detailliertes Blockdiagramm einer Steuerungsschaltung des ersten und zweiten Leistungsumsetzers (SSP, SSN) ist, die in Fig. 10 gezeigt ist;
Fig. 12 Spannungs- und Stromvektoren für eine Phase eines Empfangsendes des ersten Leistungsumsetzers (SSP) zeigt;
Fig. 13 ein Blockdiagramm ist, das die Anordnung einer Antriebseinrichtung für einen Wechselstrom-Motor entsprechend einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 14 ein Blockdiagramm einer Steuerungsschaltung ist, die in Fig. 13 gezeigt ist;
Fig. 15A bis 15C Wellenformdiagramme zum Erklären des Betriebs der Schaltung sind, die in Fig. 14 gezeigt ist;
Fig. 16 ein Blockdiagramm einer anderen Anordnung der Steuerungsschaltung ist, die in Fig. 13 gezeigt ist;
Fig. 17 und 18 Diagramme externer Eigenschaften zum Erklären des Betriebs der Motorantriebseinrichtung, die in Fig. 13 gezeigt ist, sind; und
Fig. 19 ein Blockdiagramm ist, das eine Modifikation der Fig. 13 zeigt.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf die beiliegenden Abbildungen beschrieben.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Wechselstrom-Motor- Antriebseinrichtung entsprechend dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 1 gezeigt ist, wird eine Wechselstrom-Leistung von einer Dreiphasen-Wechselstrom-Spannungsquelle SUP durch einen ersten Leistungsumsetzer bzw. -wandler SSP in einen Gleichstrom umgesetzt. Die umgesetzte Gleichstrom-Leistung wird einem zweiten Leistungsumsetzer SSN über eine Gleichstrom-Drossel Ld eingegeben und in eine Wechselstrom-Leistung mit veränderlicher Frequenz umgesetzt. Die Wechselstrom-Leistung wird einem Wechselstrom-Motor M durch einen Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAP und einem Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC zugeführt.
Der Steuerumrichter CC wird durch extern angeregte Umsetzer SS1 bis SS3 und Gleichstrom-Drosseln L1 bis L3 gebildet, und Eingangsanschlüsse der jeweiligen Umsetzer sind durch einen Trenntransformator TR isoliert.
Eine Steuerungsschaltung ist durch Stromdetektions- Stromtransformatoren CTd, CTu, CTv und CTw, Spannungsdetektionstransformatoren PTs, PTcap, eine Diode D, einen externen Oszillator OSC, einen Drehzahlkontroller SPC, einen Spannungskontroller AVR, Stromkontroller ACR1 und ACR2, Phasenkontroller PHP, PHN und PHC und einen Pulserzeuger PG zum Detektieren der Umdrehungsdrehzahl des Motors M gebildet.
Der Stromdetektionstransformator CTd detektiert den Ausgangsstrom Id des ersten Leistungsumsetzers SSP und führt den detektierten Strom dem Stromkontroller ACR1 zu. Die Stromdetektionstransformatoren CTu, CTv und CTw detektieren Ausgangsströme Iu, Iv und Iw jeweils in den jeweiligen Phasen des Steuerumrichters CC und führen die detektierten Ströme dem Stromkontroller ACR2 zu. Der Spannungsdetektionstransformator PTS detektiert die jeweiligen Phasenspannungen eR, eS und eT der Dreiphasen-Wechselstrom-Spannungsquelle SUP und sendet die detektierten Spannungen zu dem Phasenkontroller PHP. Der Spannungsdetektionstransformator PTcap detektiert die Ausgangsspannungen Va, Vb und Vc in jeweiligen Phasen des zweiten Leistungsumsetzers SSN und führt die detektierten Spannungen als Spannungsscheitelwert Vcap dem Spannungskontroller AVR über die Diode D zu. Der externe Oszillator OSC erzeugt Dreiphasen-Referenzspannungen ea, eb und ec und sendet diese zu den Phasenkontrollern PHN und PHC. Die Oszillationsfrequenz des Oszillators OSC kann durch den Frequenzbefehl fc* gesteuert werden, der von einem Funktionserzeuger FNC erhalten wird. (Dies wird später mit Bezug auf die Fig. 16 und 17 beschrieben.)
Der Drehzahlkontroller SPC empfängt das Umdrehungsdetektionssignal ωr von dem Impulserzeuger PG und erzeugt Stromreferenzsignale Iu*, Iv* und Iw*, um diese dem Stromkontroller ACR2 zuzuführen. Der Stromkontroller ACR2 vergleicht die Stromdetektionssignale Iu, Iv und Iw mit den Stromreferenzsignalen Iu*, Iv* bzw. Iw* und erzeugt Steuerungsspannungen vα1, vα2 und vα3, um diese dem Phasenkontroller PHC zuzuführen. Der Phasenkontroller PHC vergleicht die Steuerungsspannungen vα1, vα2 und vα3 jeweils mit den Referenzspannungen ea, eb und ec und erzeugt Phasensignale α1, α2 und α3 für die extern angeregten Umsetzer SS1, SS2 und SS3.
Der Spannungskontroller AVR empfängt das Umdrehungsdetektionssignal ωr von dem Impulserzeuger PG und den Spannungsscheitelwert Vcap von der Diode D. Dann erzeugt der Kontroller AVR einen Referenzstrom Ip* und sendet diesen zum Stromkontroller ACR1. Der Kontroller ACR1 vergleicht das Stromdetektionssignal Id mit dem Strom Ip* und erzeugt Steuerungsspannungen vαP und vαN und sendet diese zu den Phasenkontrollern PHP und PHN.
Der Phasenkontroller PHP vergleicht die Steuerungsspannung vαP mit den Spannungsdetektionssignaien eR, eS und eT und erzeugt ein Phasensignal αP für den ersten Leistungsumsetzer SSP. Der Phasenkontroller PHN vergleicht die Steuerungsspannung vαN mit den Referenzspannungen ea, eb und ec und erzeugt das Phasensignal αN für den zweiten Leistungsumsetzer SSN.
In der obigen Anordnung sind der erste und der zweite Leistungsumsetzer SSP und SSN verbunden, so daß der Strom Id über die Gleichstrom-Drossel Ld fließt, und sie führen die Leistungsumsetzung bzw. -wandlung zwischen der Wechselstrom-Spannungsquelle SUP und dem Phasenvorlaufkondensator CAP durch, der als eine Hochfrequenzscheinleistungsquelle dient. Insbesondere bilden sie eine Art Frequenzumsetzer und steuern den Wert des Gleichstroms Id derart, daß der Scheitelwert der Spannung, die an den Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAP angelegt ist, im wesentlichen konstant gemacht ist.
Der Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC führt die Leistungsumsetzung zwischen dem Phasenvorlaufkondensator CAP, der als die Hochfrequenz-Scheinleistungsquelle dient, und dem Wechselstrom-Motor M durch. Der Steuerumrichter CC führt dem Motor M eine Wechselstrom-Leistung einer veränderlichen Spannung und einer veränderlichen Frequenz zu. Zu beachten ist, daß ein im Dreieck geschalteter Steuerumrichter darin veranschaulicht ist.
Die Dreiphasen-Referenzspannungen ea, eb und ec von dem externen Oszillator OSC werden für die Phasensteuerung sowohl dem Steuerumrichter CC als auch dem zweiten Leistungsumsetzer SSN verwendet, so daß die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP mit jenen der Referenzspannungen ea, eb bzw. ec übereinstimmen.
Der Betrieb der Anordnung, die in Fig. 1 gezeigt ist, wird nun ausführlich beschrieben.
Zuerst wird nachfolgend eine Startoperation zum Einrichten der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP beschrieben.
Der Eingangsanschluß des ersten Leistungsumsetzers SSP ist mit der Wechselstrom-Spannungsquelle SUP verbunden. Einheitssinuswellen eR, eS und eT, die mit den Spannungsquellenspannungen VR, VS und VT synchronisiert sind, werden für die Phasensteuerung verwendet. Daher kann die Ausgangsspannung VP, die durch die nachfolgende Gleichung (1) repräsentiert ist, durch ein Einstellen des Auslösephasenwinkels αP erzeugt werden.
VP = kV·Vsm·cosαP . . . (1)
in welcher kV eine Umsetzungskonstante und Vsm ein Spannungsquellen-Spannungsscheitelwert ist.
Fig. 2 ist ein Ersatzschaltbild des zweiten Leistungsumsetzers SSN und des Phasenvorlaufkondensators CAP (Cab, Cbc, Cca), wenn der erste Leistungsumsetzer SSP die positive Spannung VP erzeugt.
Es sei angenommen, daß die Thyristoren S2 und S4 Auslöseimpulse empfangen. Dann fließt ein Ladestrom Id über einen Strompfad, der durch eine Spannungsquelle VP&spplus;, die Gleichstrom-Drossel Ld, den Thyristor S4, den Kondensator Cab, den Thyristor S2 und eine Spannungsquelle VP&supmin; gebildet ist, und über einen Strompfad, der durch die Spannungsquelle VP&spplus;, die Gleichstrom-Drossel Ld, den Thyristor S4, den Kondensator Cca, den Kondensator Cbc, den Thyristor S2 und die Spannungsquelle VP&supmin; gebildet ist. Folglich wird die Gleichspannung VP an den Kondensator Cab angelegt und eine Spannung von -VP/2 ist an die Kondensatoren Cbc und Cca angelegt. Wenn die Auslöseimpulse an den Thyristor S3 angelegt sind, ist eine Rückwärtsvorspannung an den Thyristor S2 durch eine Spannung, die auf dem Kondensator Cbc geladen ist, angelegt. Dann ist der Thyristor S2 ausgeschaltet. Der Phasenvorlaufkondensator CAP dient nämlich auf das Starten des Betriebs als ein Kommutations-Kondensator. Wenn die Thyristoren S3 und S4 eingeschaltet sind, ist eine Spannung von -VP an den Kondensator Cca und eine Spannung von +VP/2 an die Kondensatoren Cab und Cbc angelegt.
Fig. 3A ist ein Auslösungsbetriebsartdiagramm der Thyristoren S1 bis S6 des zweiten Leistungsumsetzers SSN und die Fig. 3B und 3C sind Wellenformdiagramme von Spannungen, die an den Phasenvorlaufkondensator CAP zu diesem Zeitpunkt angelegt sind. Die Auslöseimpulse sind an die Thyristoren S1 bis S6 synchron mit den Dreiphasen-Referenzspannungen ea, eb und ec von dem externen Oszillator OSC angelegt. Folglich wird die Spannung Va-b, die über den Anschlüssen a und b erscheint, die in Fig. 2 gezeigt sind, in der in Fig. 3B gezeigten Weise, geändert. Da die Spannung Va-b über die Drossel Ld geladen wird, steigt sie allmählich an, wie durch die gestrichelte Kurve in Fig. 3B angezeigt ist. Falls die Zeitdauer als 2δ gegeben ist, ist die Grundwellenkomponente von Va-b um δ verzögert. Hier repräsentiert Va die Grundwellenkomponente einer Phasenspannung und deren Phase ist um (π/6)-Radiant von der Linienspannung Va-b verzögert.
Wie aus dem Vergleich zwischen der Phasenspannung Va und der Auslösungsbetriebsart der Thyristoren S1 bis S6 ersichtlich ist, ist der Phasensteuerungswinkel αN auf das Starten gegeben als
αN =π-δ(radian) . . . (2).
Da δ nicht so groß ist, kann der Motor nahezu bei αN = 180 Grad angetrieben werden. Die Ausgangsspannung VN von dem zweiten Leistungsumsetzer SSN ist zu diesem Zeitpunkt gegeben als:
VN = Kc·vcap·cosαN . . . (3),
in welcher kc eine Umsetzungskonstante und Vcap ein Spannungsscheitelwert der Kondensatorphasenspannung ist.
Falls αN 180 Grad ist, gilt VN -kc·Vcap und VN ist mit der Ausgangsspannung VP von dem ersten Leistungsumsetzer SSP abgeglichen (d. h. VP = -VN).
Jedoch kann in diesem Zustand eine Spannung, die größer ist als die Gleichspannung VP, nicht länger durch den Phasenvorlaufkondensator CAP geladen werden. So ist der Auslösephasenwinkel αN des zweiten Leistungsumsetzers SSN geringfügig in einer 90-Grad-Richtung verschoben. Der invertierte Wert - VN der Ausgangsspannung VN von dem zweiten Leistungsumsetzer SSN ist verringert, und die Beziehung VP > -VN ist eingerichtet. Folglich wird der Gleichstrom Id vergrößert, um die Kondensatorspannung Vcap zu vergrößern, und die Beziehung VP = -VN ist wieder eingerichtet, um die Spannungen abzugleichen. Zu diesem Zeitpunkt ist Id Null.
Falls die Kondensatorspannung Vcap weiter vergrößert werden soll, wird der Winkel αN in der 90 Grad-Richtung verschoben, um den invertierten Wert -VN der Ausgangsspannung zu verringern, um auf diese Weise das weitere Anwachsen von Vcap zu erreichen. Falls αN = 90 Grad, gilt -VN = 0 V. Theoretisch kann, auch wenn die Gleichspannung VP einen sehr geringen Wert besitzt, die Kondensatorspannung Vcap auf einen großen Wert geändert werden. Jedoch muß in der Praxis die Leistungsversorgung unter Berücksichtigung von Schaltungsverlusten durchgeführt werden.
Auf diese Weise kann die Spannung Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP auf einen frei wählbaren Wert geladen werden.
Es wird unten beschrieben, daß die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP, die wie oben beschrieben eingerichtet sind, jeweils mit jenen der Phasensteuerungsreferenzspannungen ea, eb und ec von dem externen Oszillator OSC übereinstimmen.
Wie oben beschrieben worden ist, werden die Referenzspannungen ea, eb und ec dem Phasenkontroller PHC des Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC zugeführt, der in Fig. 1 gezeigt ist.
Die folgende Beschreibung wird unter der Annahme gemacht, daß auf den Start die von dem Steuerumrichter CC dem Motor M zugeführten Ströme Iu, Iv und Iw Null sind. Daher besitzen die Ausgangsspannungen V1 bis V3 von den extern angeregten Umsetzen SS1 bis SS3 die folgende Beziehung:
V1 V2 V3 0 . . . (4).
Daher werden die Zündungsphasenwinkel α1 bis α3 zu diesem Zeitpunkt bei ungefähr 90 Grad gesteuert.
Fig. 4A ist ein Wellenformdiagramm der Phasensteuerungsreferenzsignale ea, eb und ec von dem externen Oszillator OSC und Fig. 4B ist ein Betriebsartdiagramm eines Auslöseimpulssignals des extern angeregten Umsetzers SS1. Wie in den Fig. 4A und 4B gezeigt ist, wird die Steuerung unter der Bedingung durchgeführt, daß gilt α1 = 90 Grad. Was die anderen Umsetzer SS2 und SS3 anbetrifft, gilt α2 α3 90 Grad. Die Phasensteuerungsreferenzsignale ea, eb und ec, die in Fig. 4A gezeigt sind, können jeweils ausgedrückt werden durch:
ea = Em·sin(ωc·t) . . . (5)
eb = Em·sin(ωc·t-2π/3) . . . (6)
ec = Em·sin(ωc·t+2π/3) . . . (7)
in welchen Em ein Einheitsspannungsscheitelwert ist und ωc eine Hochfrequenzwinkelfrequenz (= 2πfc) ist.
Wenn die Frequenzen und Phasen der Phasenspannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP mit jenen der obigen Referenzspannungen übereinstimmen, können die Ausgangsspannungen V1 bis V3 von den extern angeregten Umsetzern SS1 bis SS3 wie folgt ausgedrückt werden:
V1 = kc'·Vcap·cosα1 . . . (8)
V2 = kc'·Vcap·cosα2 . . . (9)
V3 = kc'·Vcap·cosα3 . . . (10)
in welchen kc' eine Umsetzungskonstante ist.
Daher gilt V1 + V2 + V3 = 0 und der Zirkulationsstrom I0 des Steuerumrichters CC wird nicht vergrößert.
Ein Fall wird betrachtet, bei dem die Frequenzen der Kondensatorspannungen auf Va', Vb' und Vc' von dem obigen Zustand verringert werden, wie durch die gestrichelten Linien in Fig. 4A angezeigt ist.
Der Auslösephasenwinkel α1 90 Grad des Umsetzers SS1 ist auf α1' 78 Grad geändert, so daß V1 > 0 ist. Auf ähnliche Weise sind die Ausgangsspannungen der Umsetzer SS2 und SS3 geändert, um V2 > 0 bzw. V3 > 0 und V1 + V2 + V3 > 0 einzurichten. Folglich ist der Zirkulationsstrom I0 des Steuerumrichters CC vergrößert. Der Zirkulationsstrom I0 entspricht einer Verzögerungsscheinleistung an der Eingangsseite des Steuerumrichters CC bezüglich dem Phasenvorlaufkondensator CAP.
Fig. 5 ist ein Ersatzschaltbild für eine Phase der Eingangsseite des Steuerumrichters CC. Der Steuerumrichter CC und der zweite Leistungsumsetzer SSN sind durch eine veränderliche Induktivität Lcc ersetzt, die einen verzögerten Strom bereitstellt. Die Resonanzfrequenz fcap dieser Schaltung ist gegeben durch:
Da ein Ansteigen bei dem Zirkulationsstrom I0 einem Abnehmen in der äquivalenten Induktivität Lcc entspricht, ist die Frequenz fcap durch das Zunehmen von I0 vergrößert und die Frequenzen fcap von Va', Vb' und Vc' nähern sich der Frequenz fc. Falls fcap > fc wird der Zirkulationsstrom I0 so vergrößert, daß die veränderliche Induktivität Lcc vergrößert wird, und sie werden abgeglichen, um fcap = fc zu ergeben.
Falls die Phase der Spannung von dem Phasenvorlaufkondensator CAP von der der Referenzspannung verzögert ist, ist der Zirkulationsstrom I0 wie in dem Fall, bei dem fcap < fc ist, vergrößert, und die Spannungsphase des Phasenvorlaufkondensator CAP wird vorgeschoben. Im Unterschied dazu ist, wenn die Spannungsphase des Phasenvorlaufkondensators CAP von jener der Referenzspannung nach vorne geschoben ist, der Zirkulationsstrom I0 wie in dem Fall verringert, bei dem fcap > fc gilt, und die Spannungsphase des Phasenvorlaufkondensator CAP ist verzögert.
Auf diese Weise ist der Zirkulationsstrom I0 des Steuerumrichters CC automatisch eingestellt, so daß die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP mit jenen der Referenzspannungen ea, eb bzw. ec übereinstimmen. Dieses wird auch eingerichtet, wenn der Steuerumrichter CC dem Motor M die Ströme Iu, Iv und Iw zuführt. Zu beachten ist, daß die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP jeweils durch die folgenden Gleichungen (12), (13) und (14) ausgedrückt werden können:
Va = Vcap·sin(ωc·t) . . . (12)
Vb = Vcap·sin(ωc·t-2π/3) . . . (13)
Vc = Vcap·sin(ωc·t+2π/3) . . . (14)
in welchen Vcap ein Spannungsscheitelwert ist.
Mit Bezug auf die Fig. 1 werden die Steuerungsoperationen für die jeweiligen Teile in einer eingeschwungenen Betriebsart beschrieben.
Fig. 6 zeigt eine Steuerungsschaltung für einen ersten und zweiten Leistungsumsetzer SSP und SSN im Detail und kann der Steuerungsschaltung, die in Fig. 1 gezeigt ist, wie folgt entsprechen.
Der Spannungskontroller AVR wird durch den Referenzspannungserzeuger FNC, einen Komparator C1 und eine Spannungssteuerungskompensationsschaltung Gc(S) gebildet.
Ein Stromkontroller ACR1 ist aus einer Betragswertschaltung ABS, einem Komparator C2, einer Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S), einer Schmitt-Schaltung SH, einem Linearverstärker Kα, einem Invertierer INV und Addierern A1 und A2 gebildet.
Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Eigenschaften des Referenzspannungserzeugers FNC zeigt. Der Spannungsbefehl Vcap* ist entsprechend der Umdrehungsdrehzahl ωr des Wechselstrom-Motors M geändert. Der Spannungsbefehl Vcap* ist dem Komparator C1 eingegeben.
Die Spannungen des Phasenvorlaufkondensators CAP werden durch den Transformator PTcap detektiert und die Dreiphasen-Spannungen werden durch die Diode D gleichgerichtet. Auf diese Weise wird der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP detektiert und dem Komparator C1 eingegeben.
Der Komparator C1 vergleicht den Spannungsbefehl Vcap* mit der detektierten Spannung Vcap und führt eine Abweichung &epsi;c (= Vcap*-Vcap) der Spannungssteuerungskompensationsschaltung Gc(S) zu. Die Spannungssteuerungsschaltung Gc(S) besteht normalerweise aus integralen Komponenten oder linearen Komponenten. In diesem Fall wird aus Gründen der Vereinfachung ein Fall einer linearen Verstärkung veranschaulicht werden (Gc(S) = Kc).
Das Ausgangssignal Ip* der Steuerungskompensationsschaltung Gc(S) wird durch die Betragswertschaltung ABS in den Gleichstrom-Befehl Id* umgesetzt. Insbesondere gilt Id* = Ip*.
Der Gleichstrom Id wird durch den Stromtransformator CTd detektiert und durch den Komparator C2 mit dem Strombefehl Id verglichen. Eine Abweichung &epsi;d = (Id*WId) wird an die Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S) ausgegeben und wird dadurch linear oder integral verstärkt. Hier wird nachfolgend ein Fall einer linearen Verstärkung von Gd(S) = Kd veranschaulicht. Ein Ausgangssignal von der Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S) wird über die Addierer A1 und A2 an die Phasenkontroller PHP und PHN eingegeben.
Das Ausgangssignal Ip* von der Kompensationsschaltung Gc(S) wird durch die Schmitt-Schaltung SH in ein "+1" oder in ein "-1" eines Digitalsignals umgesetzt. Insbesondere ist der Ausgang von SH "+1", wenn Ip* > 0 ist,
Ausgang von SH "-1", wenn Ip-< 0 ist.
Ein Ausgangssignal von der Schmitt-Schaltung SH wird durch eine lineare Verstärkung mit der konstanten Kα multipliziert und in die Phasensteuerungseingangsspannung vα umgesetzt. Die Phasensteuerungseingangsspannung vα wird als Steuerungsspannung vαP dem Phasenkontroller PHP des ersten Leistungsumsetzers SSP über den Addierer A1 eingegeben. Die Spannung vα wird durch den Invertierer INV invertiert und danach als Steuerungsspannung vαN dem Phasenkontroller PHN des zweiten Leistungsumsetzers SSN über den Addierer A2 eingegeben. Insbesondere werden vαP und αN durch die Gleichungen (15) und (16) ausgedrückt:
vαP = vα + &epsi;d·Kd . . . (15)
vαN = -vα + &epsi;d·Kd . . . (16).
Die Ausgangsspannungen VP und VN von dem ersten und zweiten Leistungsumsetzer sind proportional den Phasensteuerungseingangsspannungen v P und v N.
Falls Id* = Id gilt, ist die Abweichung &epsi;d gleich Null und es geltem vαP = vα und vαN = -vα. Daher sind die Ausgangsspannungen von dem ersten und zweiten Phasenvorlaufumsetzer SSP und SSN wie folgt abgeglichen:
VP = -VN∞vα . . . (17).
Falls Id* > Id gilt, wird die Abweichung &epsi;d positiv, so daß VP> -VN erhalten wird, um den Gleichstrom Id zu vergrößern. Schließlich sind sie abgeglichen, um Id Id* zu ergeben.
Im Unterschied dazu wird die Abweichung &epsi;d, falls Id* < Id ist, negativ, so daß VP< -VN erhalten wird, um den Gleichstrom Id zu verringern. Daher wird der Strom gesteuert, um Id Id* zu ergeben.
Auf diese Weise ist der Gleichstrom Id so gesteuert, um mit dem Befehl Id* übereinzustimmen.
Der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP ist wie folgt gesteuert.
Falls Vcap* Vcap ist, wird die Abweichung ec positiv und das Ausgangssignal Ip* von der Stromsteuerungskompensationsschaltung Gc(S) wird positiv und wird vergrößert. Daher wird der Ausgang der Schmitt-Schaltung SH "+1" und vα ist durch einen positiven Wert gegeben. Dann wird der Gleichstrom-Befehl Id* vergrößert und verursacht, daß der tatsächliche Gleichstrom Id anwächst.
Folglich ist die Wirkleistung Pd = VP·Id*> 0 dem Phasenvorlaufkondensator CAP zugeführt und die Energie ist gegeben durch:
Pd·t = (1/2)·Ccap·Vcap² . . . (18).
Diese wird in dem Phasenvorlaufkondensator CAP angehäuft bzw. gesammelt. Auf diese Weise ist der Scheitelwert Vcap einer Spannung, die an den Kondensator CAP angelegt ist, vergrößert und gesteuert, um Vcap Vcap* zu ergeben.
Im Gegensatz dazu wird, falls Vcap*< Vcap ist, die Abweichung &epsi;c negativ, so daß dieses &epsi;c verursacht, daß das Ausgangssignal Ip* von der Schaltung Gc(S) negativ ist. Aus diesem Grund wird das Ausgangssignal der Schmitt-Schaltung SH "-1" und vα bekommt einen negativen Wert. Dann wird die Wirkleistung Pd zu der Dreiphasen-Wechselstrom-Spannungsquelle SUP zurückgespeichert. Daher ist der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP verringert und abgeglichen, um Vcap Vcap* zu ergeben.
Auf diese Weise wird mittels des ersten und zweiten Leistungsumsetzers SSP und SSN der Scheitelwert Vcap einer Spannung, die an den Phasenvorlaufkondensator CAP angelegt ist, so gesteuert, um mit dem Befehl Vcap* übereinzustimmen.
Wenn der Spannungsbefehl Vcap* entsprechend der Umdrehungsdrehzahl ωr des Wechselstrom-Motors M geändert ist, wie in dem Diagramm von Fig. 7 gezeigt ist, wird der Spannungsscheitelwert Vcap selbstverständlich entsprechend gesteuert. Eine Wirkung einer Änderung von Vcap abhängig von ωr wird später beschrieben.
Die Steuerungsoperation für den Steuerumrichter CC wird nun beschrieben.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das eine Steuerungsschaltung für den in Fig. 1 gezeigten Steuerumrichter CC zeigt. Diese Anordnung kann der in Fig. 1 gezeigten Steuerungsschaltung wie folgt entsprechen.
Der Drehzahlkontroller SPC wird aus einem Komparator C3, einer Drehzahlsteuerungskompensationsschaltung Gω(S), einem Anregungsstromsetzgerät EX, Berechnungsschaltungen CAL1 bis CAL3, einem Dreiphasen-Sinusmustererzeuger PTG und Multiplizierern ML1 bis ML3 gebildet.
Der Stromkontroller ACR2 wird aus Komparatoren C4 bis C6, Stromsteuerungskompensationsschaltungen Gu(S), Gv(S) und Gw(S) und Addierern A3 bis A5 gebildet.
Der Phasenkontroller PHC wird durch Phasenkontroller PHC1 bis PHC3 gebildet.
Sowohl eine Steuerungsoperation für die Ströme Iu, Iv und Iw, die einem Wechselstrom-Motor (in diesem Fall einem Induktionsmotor) M zugeführt sind, als auch eine Drehzahlsteuerungsoperation werden nun mit Bezug auf die Fig. 1 bis 8 beschrieben.
Ein vektorgesteuerter Induktionsmotor ist bekannt, bei dem eine Vektorkomponente eines Sekundärstroms I des Induktionsmotors so bestimmt ist, daß sie senkrecht zu jener des Anregungsstroms Ie ist, so daß sie auf unabhängige Weise gesteuert werden können. In der folgenden Beschreibung wird ein Motor dieses Typs, der dieses Vektorsteuerungsschema verwendet, um die Drehzahlsteuerung durchzuführen, veranschaulicht.
Eine Impulsreihe, die proportional zur Umdrehungsdrehzahl ωr ist, ist vom Impulserzeuger PG abgeleitet, der direkt mit einem Rotor des Motors gekoppelt ist.
Der Komparator C3 vergleicht die Umdrehungsdrehzahl ωr mit dessen Befehl ωr* und gibt eine Abweichung &epsi;ω (= ωr*-ωr) der Geschwindigkeitssteuerungskompensationsschaltung Gω(S) ein. Die Schaltung Gω(S) umfaßt lineare Komponenten oder integrale Komponenten und stellt einen Drehmomentstrombefehl Iτ* als dessen Ausgang bereit.
Der Umdrehungsdrehzahldetektionswert ωr wird dem Anregungsstromsetzgerät EX eingegeben und wird in den Anregungsstrombefehl Ie* umgesetzt.
Der Drehmomentstrombefehl Iτ* und der Anregungsstrombefehl Ie*, die auf diese Weise erhalten werden, werden den Rechenschaltungen CAL1 und CAL2 eingegeben und gegebenen Berechnungen unterworfen.
Insbesondere führt die Berechnungsschaltung CAL1 die folgende Berechnung durch, um die Schlupfwinkelfrequenz ωs * zu erhalten.
ωs *=(Rr*/Lr*)·(Iτ*/Ie*) . . . (19)
in welcher Rr* einen Sekundärwiderstandswert des Motors anzeigt und Lr* dessen Sekundärinduktivität anzeigt.
Die Berechnungsschaltung CAL2 führt die folgende Berechnung durch, um den Phasenwinkel θr* des Primärstrombefehls IL* in Bezug auf den Anregungsstrombefehl Ie* zu erhalten:
θr* = tan&supmin;¹(Iτ*/Ie*) . . . (20).
Die Berechnungsschaltung CAL3 führt die folgende Berechnung durch, um den Scheitelwert ILm des Primärstrombefehls IL* zu erhalten:
Fig. 9 ist ein Stromvektordiagramm des Induktionsmotors. Der Anregungsstrom Ie* und der Sekundärstrom (Drehmomentstrom) Iτ* besitzen eine zueinander orthogonale Beziehung, und ein Erzeugungsdrehmoment Te von dem Motor kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
Te = Ke·Iτ*·Ie* . . . (22).
Normalerweise ist der Anregungsstrombefehl Ie* auf einen konstanten Wert gesetzt und das Erzeugungsdrehmoment Te des Motors kann durch ein Ändern des Sekundärstrombefehls (Drehmomentstrombefehl) Iτ* gesteuert werden.
Wenn der Motor bei einer Umdrehungsdrehzahl, die einen Nennwert überschreitet, angetrieben wird, wird eine Feldschwächungssteuerung durchgeführt, so daß der Anregungsstrombefehl Ie* durch das Anregungsstromsetzgerät EX entsprechend der Umdrehungsdrehzahl ωr geändert wird.
Die Schlupfwinkelfrequenz ωs *, der Phasenwinkel θr* und die Umdrehungswinkelfrequenz (Umdrehungsdrehzahldetektionswert) ωr, die wie oben beschrieben erhalten werden, werden dem Sinusmustererzeuger PTG eingegeben, wobei auf diese Weise Dreiphaseneinheitssinuswellen Φu, Φv und Φw erhalten werden.
Φu = sin{(wr+ ws *)·t+θr*} . . . (23)
Φv = sin{(wr+ ws *)·t+θr*-2π/3} . . . (24)
Φw = sin{(wr+ ws *)·t+θr*+2π/3} . . . (25).
Die Einheitssinuswellen Φu, Φv und Φw bestimmen die Frequenz und die Phase des Primärstroms IL, der dem Induktionsmotor M zugeführt wird.
Diese Dreiphasen-Einheitssinuswellen Φu, Φv und Φw werden mit dem Scheitelwertbefehl ILm durch die Multiplizierer ML1 bis ML3 multipliziert, um so die Befehle Iu*, Iv* und Iw* des Dreiphasenstroms (Primärstrom) zu erhalten, der dem Induktionsmotor M zugeführt wird.
Iu* = ILm·sin{(ωr + ωs *)·t+θr*} . . . (26)
Iv* = ILm·sin{(ωr + ωs *)·t+θr*-2π/3} . . . (27)
Iw* = ILm·sin{(ωr + ωs *)·t+θr*+2π/3} . . . (28).
Das charakteristische Merkmal der Vektorsteuerung des Induktionsmotors liegt darin, daß der Anregungsstrom Ie und der Sekundärstrom Iτ unabhängig gesteuert werden können. Daher kann das Erzeugungsdrehmoment gesteuert werden, wenn der Sekundärstrom Iτ geändert wird, während der Anregungsstrom Ie des Motors auf einem konstanten Wert gehalten wird. Dann kann eine Drehzahlsteuerungsantwort, die im wesentlichen jener eines Gleichstrom-Motors äquivalent ist, erreicht werden.
Eine Operation zum Steuern der tatsächlichen Ströme Iu, Iv und Iw entsprechend den Primärstrombefehlen Iu*, Iv* und Iw*, die wie oben beschrieben gegeben sind, wird nun beschrieben.
Die Ströme Iu, Iv und Iw, die dem Wechselstrom-Motor M zugeführt sind, werden durch die Stromtransformatoren CTu, CTv und CTw detektiert, die in Fig. 1 gezeigt sind.
Falls die Ausgangsströme von den extern angeregten Umsetzern SS1 bis SS3 als I1 bis I3 gegeben sind, werden die Gleichungen (29), (30) und (31) zwischen diesen aufgestellt und die Ströme Iu, Iv und Iw werden dem Gleichstrom-Motor M zugeführt:
Iu = I1-I3 . . . (29)
Iv = I2-I1 . . . (30)
Iw = I3-I2 . . . (31).
Die Primärstromdetektionswerte Iu, Iv und Iw des Motors werden jeweils den Komparatoren C4 bis C6 eingegeben und werden mit den Befehlen Iu*, Iv* bzw. Iw* verglichen.
Diese Steuerungsoperation wird unten mit Bezug auf einen U-Phasenstrom erklärt werden.
Der Wirkstrom Iu und der Befehl Iu* werden durch den Komparator C4 verglichen und eine Abweichung &epsi;u (= Iu*-Iu) wird einer Stromsteuerungskompensationsschaltung Gu(S) eingegeben. Die Schaltung Gu(S) führt eine integrale oder lineare Verstärkung durch und gibt sein Ausgangssignal über den Addierer A3 dem Phasenkontroller PHC1 ein. Ein invertierter Wert eines Ausgangs von der Stromsteuerungskompensationsschaltung Gu (S) wird über den Addierer A5 PHC3 eingegeben.
Die Ausgangsspannungen V1 bis V3 von den Umsetzern SS1 bis SS3 sind proportional den Eingangsspannungen v 1 bis vα3 der Phasenkontroller PHC1 bis PHC3.
Daher wird, falls Iu*> Iu eingerichtet wird, die Abweichung &epsi;u positiv. Dann ist die Eingangsspannung vα1 des Phasenkontrollers PHC1 durch die Steuerungskompensationsschaltung Gu(S) vergrößert, und die Ausgangsspannung V1 vom Umsetzer SS1 ist auch in eine Richtung vergrößert, die durch einen Pfeil in Fig. 1 angezeigt ist.
Zu diesem Zeitpunkt verursacht die Abweichung &epsi;u, daß die Eingangsspannung vα3 des Phasenkontrollers PHC3 verringert ist, und sie verursacht, daß der Umsetzer SS3 die Ausgangsspannung V3 in einer Gegenrichtung zu dem Pfeil in Fig. 3 erzeugt. Folglich ist der Ausgangsstrom I1 von dem Umsetzer SS1 vergrößert und der Ausgangsstrom I3 von dem Umsetzer SS3 ist verkleinert. Insbesondere ist der U-Phasenstrom Iu des Motors, der durch Gleichung (29) repräsentiert ist, vergrößert und ist gesteuert, um Iu = Iu* zu errichten.
Im Gegensatz dazu wird, falls Iu*< Iu eingerichtet ist, die Abweichung &epsi;u negativ, so daß die Ausgangsspannung V1 verringert ist, während V3 vergrößert ist. Daher ist Iu (= I1-I3) verringert und daher ist sie gesteuert, um Iu Iu* zu errichten. Falls der Befehl Iu* entlang einer Sinuskurve geändert ist, ist der Wirkstrom auch gesteuert, um entsprechend Iu Iu* zu besitzen, und ein Sinusstrom kann dem Induktionsmotor M zugeführt werden.
Ein V-Phasenstrom Iv und ein W-Phasenstrom Iw werden auf ähnliche Weise gesteuert.
Daher ist die Umdrehungsdrehzahl ωr des Wechselstrom- Motors M wie folgt gesteuert.
Falls ωr*> ωr ist, wird die Abweichung &epsi;ω positiv und verursacht, daß der Drehmomentstrom (Sekundärstrom)-Befehl Iτ* durch die Stromsteuerungskompensationsschaltung Gω(S) ansteigt.
Folglich verursacht der Primärstrombefehl IL* (Iu*, Iv*, Iw*) des Induktionsmotors, wie in Fig. 9 gezeigt ist, daß der Scheitelwert ILm und der Phasenwinkel θr* ansteigen, und die Wirkströme Iu, Iv, Iw werden gesteuert, um entsprechend vergrößert zu werden.
Daher ist der Wirk-Sekundärstrom Iτ des Induktionsmotors M vergrößert, um das Erzeugungsdrehmoment Te zu vergrößern, um so den Motor zu beschleunigen. Auf diese Weise ist ωr vergrößert und gesteuert, um ωr ωr* einzurichten.
Dagegen wird, falls ωr*< ωr gilt, die Abweichung &epsi;ω negativ und der Drehmomentstrombefehl Iτ* ist verringert, so daß der Scheitelwert ILm und der Phasenwinkel θr* des Primärstrombefehls IL* (Iu*, Iv*, Iw*) verringert sind. Daher ist das Erzeugungsdrehmoment Te verringert und die Umdrehungsdrehzahl ωr ist verringert, um gesteuert zu werden, um ωr ωr* einzurichten.
Auf diese Weise ist die Umdrehungsdrehzahl ωr des Wechselstrom-Motors M gesteuert, um mit dem Befehl ω* übereinzustimmen. Der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP ist bevorzugt entsprechend dem Wert der Umdrehungsdrehzahl ωr geändert, wie in Fig. 7 gezeigt ist.
Die Scheitelwerte VLm der Anschlußspannungen Vu, Vv und Vw des Wechselstrom-Motors M werden proportional zur Umdrehungsdrehzahl ωr vergrößert. Daher muß der Spannungsscheitelwert Vcap (MAX) des Phasenvorlaufkondensators CAP vorbereitet werden, um den Spannungsscheitelwert VLm(MAX) in dem Fall der maximalen Umdrehungsdrehzahl ωr(MAX) zu erzeugen. Jedoch ist, wenn die Umdrehungsdrehzahl ωr erniedrigt wird, der Spannungsscheitelwert VLm auch verringert und daher kann der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP ein geringer Wert sein.
In dem Niedriggeschwindigkeitszustand kann der Motor angetrieben werden, während der Spannungsscheitelwert Vcap(MAX) auf einem konstanten Wert gehalten wird. Jedoch ist eine phasenverzögerte Scheinleistung des Steuerumrichters CC oder des zweiten Leistungsumsetzers SSN oder eine Phasenvorlauf-Scheinleistung des Phasenvorlaufkondensators CAP durch ein Ansteigen der Spannung Vcap vergrößert, und daraus ergibt sich ein großer Verlust und eine ineffiziente Operation.
Aus diesem Grund ist der Spannungsscheitelwertbefehl Vcap* des Phasenvorlaufkondensators CAP entsprechend der Umdrehungsdrehzahl ωr oder entsprechend dem Befehl ωr* des Wechselstrom-Motors M, wie in Fig. 7 gezeigt ist, geändert.
Wenn ωr = 0 ist, ist der Spannungsscheitelwert Vcap auf einen minimalen Wert Vcap(MIN) gesetzt und ist danach auf eine Nennumdrehungsdrehzahl ωr0 proportional zu ωr vergrößert. Auf der anderen Seite ist, falls der Motor unter der Bedingung ωr> ωr0 zu betreiben ist, der Wechselstrom-Motor M der Feldschwächungssteuerung unterworfen, und der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP wird auf einen konstanten Wert bei Vcap(MAX) gehalten.
Auf diese Weise ist der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP entsprechend der Umdrehungsdrehzahl ωr des Wechselstrom-Motors M geändert, so daß ein Verlust in dem Niedriggeschwindigkeitszustand reduziert werden kann und eine sehr effiziente Operation durchgeführt werden kann.
Falls der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP verringert ist, ist der Betragswert VN der Ausgangsspannung VN des zweiten Leistungsumsetzers SSN verringert. Aus diesem Grund ist die Operation der Steuerungsschaltung, die in Fig. 6 gezeigt ist, wie folgt geändert.
Falls Ip*> 0 ist, wird VP> -VN eingerichtet, wird der Gleichstrom Id vergrößert und dann gilt Id> Id*. Aus diesem Grund wird die Abweichung &epsi;d = Id*-Id negativ, so daß VαP, das durch die Gleichungen (15 und 16) ausgedrückt ist, verkleinert ist und -vαN vergrößert ist. Folglich sind die Spannungen abgeglichen, um VP -VN> 0 einzurichten. Zu diesem Zeitpunkt gilt VαP< -vαN.
Im Unterschied dazu wird, falls Ip*< 0 und vα< 0 gilt, VN positiv und VP wird negativ. Jedoch wird, da der Betragswert von VN gering ist, VN< -VP erhalten, so daß der Gleichstrom Id verringert ist. Daher ist Id< Id* eingerichtet und die Abweichung &epsi;d ist auf einen positiven Wert vergrößert. Dann wird -vαP verringert und vαN wird vergrößert. Schließlich sind diese Spannungen abgeglichen, um Id Id* einzurichten, wenn VN =-VP< 0 ist. Zu diesem Zeitpunkt gilt VαN> -vαP.
Insbesondere ist in dem Niedriggeschwindigkeitszustand der Motor angetrieben, während der Betragswert der Ausgangsspannung VP des ersten Leistungsumsetzers SSP durch einen Abfall von Vcap verringert ist.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Ein Unterschied zwischen der in Fig. 1 gezeigten Anordnung und der in Fig. 10 gezeigten ist der, daß ein Niedrigfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAPS an der Eingangsseite des ersten Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzers SSP angeordnet ist, und daß eine Scheinleistungsberechnungsschaltung VAR und ein Scheinleistungskontroller AQR bereitgestellt sind. Wie in Fig. 10 gezeigt ist, empfängt die Scheinleistungsberechnungsschaltung VAR einen Detektionswert des Spannungsquellenstroms Is von dem Spannungsquellenstromtransformator CTs und Phasenspannungen eR, eS und eT der Wechselstrom-Spannungsquelle SUP von einem Potentialtransformator PTs. Dann führt VAR die berechnete Scheinleistung Qs dem Scheinleistungskontroller AQR zu. Der Kontroller AQR erzeugt einen Scheinstrombefehl IQ* und sendet diesen zu dem Stromkontroller ACR1.
Eine Steuerungsschaltung für den ersten und zweiten Leistungsumsetzer, wie in Fig. 10 gezeigt ist, ist in einem Blockdiagramm in Fig. 11 gezeigt. Die jeweiligen Komponenten in Fig. 10 können wie folgt jenen in Fig. 11 entsprechen.
Der Scheinleistungskontroller AQR umfaßt ein Scheinleistungssetzgerät VRQ, einen Komparator C7 und eine Scheinleistungssteuerungskompensationsschaltung HQ(S). Der Stromkontroller ACR1 umfaßt Quadratberechnungsschaltungen SQ1 und SQ2, eine Wurzelberechnungsschaltung SQR, einen Dividierer DIV, einen Komparator C2, eine Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S), einen Invertierer INV und Addierer A1, A2 und A6.
Eine Operation des ersten und zweiten Phasenvorlaufkondensators SSP und SSN, die in Fig. 10 gezeigt sind, werden mit Bezug auf Fig. 11 beschrieben.
Der Transformator PTcap, der in Fig. 10 gezeigt ist, detektiert die Dreiphasenspannungen des Phasenvorlaufkondensators CAP und detektiert dessen Scheitelwert Vcap über die Diode D. Der Komparator C1 vergleicht den Spannungsdetektionswert Vcap mit dem Spannungsbefehl Vcap* und führt die Abweichung &epsi;c (= Vcap*-Vcap) der Spannungssteuerungskompensationsschaltung Gc(S) zu. Die Schaltung Gc(S) wird üblicherweise durch integrale oder lineare Komponenten gebildet. In diesem Ausführungsbeispiel wird ein linearer Verstärker, der nur eine Verstärkungskonstante von Gc(S) = Kc aufweist, veranschaulicht. Das Ausgangssignal Ip* von der Schaltung Gc(S) dient als ein aktiver Strombefehl.
Der Transformator CTs detektiert die Dreiphaseneingangsströme Is von der Wechselstrom-Spannungsquelle SUP und der Transformator PTs detektiert die Dreiphasen-Spannungsquellenspannungen Vs. Die Dreiphasen-Spannungs- und -Stromdetektionswerte werden der Scheinleistungsberechnungsschaltung VAR eingegeben, um die Scheinleistung Qs an einem Empfangsende zu erhalten. Insbesondere sind die Dreiphasenspannungen Vs um 90 Grad phasenverschoben und die phasenverschobenen Spannungen werden jeweils mit den Eingangsströmen Is multipliziert. Dann werden die Produkte addiert, um den Scheinleistungsdetektionswert Qs zu erhalten.
Der Scheinleistungsdetektionswert Qs wird dem Komparator C7 eingegeben und wird mit dem Befehl Qs* von dem Scheinleistungssetzgerät VRQ verglichen. Eine Abweichung &epsi;Q (= Qs*-Qs) wird der Scheinleistungssteuerungskompensationsschaltung HQ(S) eingegeben, um auf integrale oder lineare Weise verstärkt zu werden. Zu beachten ist, daß das Ausgangssignal IQ* von der Schaltung HQ(S) als ein Scheinstrombefehl dient.
Auf dem Wirkstrombefehl Ip* und dem Scheinstrombefehl IQ* basierend wird die Berechnung von Gleichung (32) durch die Quadratberechnungsschaltungen SQ1 und SQ2, den Addierer A7 und die Wurzelberechnungsschaltung SQR durchgeführt, um dadurch den Gleichstrombefehl Id* zu erhalten:
Der Gleichstrombefehl Id und der Wirkstrombefehl Ip* werden dem Dividierer DIV eingegeben, und die Phasensteuerungseingangsspannung vα wird auf der Berechnung der Gleichung (33) basierend erhalten:
vα= cosα = Ip*/Id* . . . (33).
Die Phasensteuerungseingangsspannung vα wird dem Phasenkontroller PHP des ersten Leistungsumsetzers SSP über den Addierer A1 eingegeben, und ein invertierter Wert von vα wird dem Phasenkontroller PHN des zweiten Leistungsumsetzers SSN über den Addierer A2 eingegeben. Als Phasensteuerungsreferenzspannungen eR, eS und eT für den Phasenkontroller PHP werden Einheitssinuswellen, die mit den Spannungsquellenspannungen VR, VS und VT synchronisiert sind, verwendet und als Phasensteuerungsreferenzspannungen ea, eb und ec für den Phasenkontroller PHN werden Ausgangsspannungen von dem externen Oszillator OSC verwendet, wie in der in Fig. 1 gezeigten Anordnung.
Der Gleichstrombefehl Id* wird mit dem Gleichstromdetektionswert Id durch den Komparator C2 verglichen und die Abweichung &epsi;d (= Id*-Id) wird der Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S) eingegeben. Daher ist der Gleichstrom Id gesteuert, um mit dessen Befehl Id* übereinzustimmen.
Fig. 12 ist ein Diagramm, das Vektorkomponenten einer Spannung und eines Stroms für eine Phase an dem Empfangsende des Leistungsumsetzers SSP zeigt. In Fig. 12 bezeichnet das Referenzsymbol Vs eine Spannungsquellenspannung; ISSP einen Eingangsstrom zu dem ersten Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzer SSP; IP eine Wirkkomponente von ISSP; IQ eine Blindkomponente von ISSP; ICAPS einen Vorlaufstrom, der durch den Niedrigfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAPS fließt; und αp einen Zündungsphasenwinkel von SSP.
Die Größe von ISSP ist proportional einem Wert des Gleichstroms Id und wird wie folgt ausgedrückt, wenn eine Umsetzungskonstante gegeben ist als kI:
ISSP = kI·Id . . . (34).
Die Wirkkomponente Ip und die Blindkomponente IQ von ISSP können jeweils ausgedrückt werden als:
Ip =ISSP·cosαp . . . (35)
IQ =ISSP·sinαp . . . (36).
Auf der anderen Seite sind in der in Fig. 11 gezeigten Steuerungsschaltung der Gleichstrombefehl Id und der Auslösephasenwinkel α (= αp) durch die Gleichungen (32) bzw. (33) gegeben. Falls die Steuerung durchgeführt wird, um Id = Id* zu erhalten, können die Gleichungen (34) bis (36) wie folgt neu geschrieben werden:
Insbesondere ist die Wirkkomponente Ip des Eingangsstroms ISSP des ersten Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzers SSP proportional dem Wirkstrombefehl Ip* in Fig. 11 und die Blindkomponente IQ proportional dem Blindstrombefehl IQ* in Fig. 11.
Eine Wirkleistung ist bezogen auf die Steuerungsoperation des Spannungsscheitelwertes Vcap des Hochfrequenz- Phasenvorlaufkondensators CAP. Daher kann die Wirkkomponente Ip selbstverständlich eingestellt werden.
Die Blindleistung Qs an dem Empfangsende ist wie folgt gesteuert.
Der Niedrigfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAPS ist mit dem Empfangsende des ersten Leistungsumsetzers SSP verbunden und empfängt den Vorlaufstrom ICAPS. Wenn die Blindkomponente IQ des Eingangsstroms ISSP kleiner wird als der obige Strom ICAPS, wird der Blindleistungsdetektionswert Qs negativ. Falls der Befehl Qs* auf Null gesetzt ist, wird die Abweichung &epsi;Q (= Qs*-Qs) positiv.
Folglich ist der Blindstrombefehl IQ* durch die Blindleistungssteuerungskompensationsschaltung HQ (S) vergrößert, so daß der Gleichstrombefehl Id* vergrößert ist und so daß vα = cosαp vergrößert ist. Aus diesem Grund ist die Blindkomponente IQ des tatsächlichen ISSP vergrößert und ist abgeglichen, wenn IQ ICAPS eingerichtet ist. Zu diesem Zeitpunkt ist der Wirkstrom IP nicht geändert.
Umgekehrt wird, falls IQ> ICAPS ist, Qs positiv und die Abweichung &epsi;Q wird negativ, so daß IQ = kI·IQ* verringert ist. Dann wird die Steuerung durchgeführt, um IQ = ICAPS einzurichten.
Daher ist der Strom Is, der von der Wechselstrom- Spannungsquelle SUP zugeführt ist, immer der Wirkstrom Ip, und die Operation des Eingangsleistungsfaktors = 1 kann realisiert werden.
Wie oben beschrieben worden ist, kann, falls der Spannungsscheitelwert Vcap des Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensators CAP entsprechend der Umdrehungsdrehzahl ωr des Wechselstrom-Motors M geändert ist, die Scheinleistungssteuerung an dem Empfangsende auf ähnliche Weise durchgeführt werden.
Eine Überlastoperation einer Antriebseinrichtung für einen Wechselstrom-Motor entsprechend der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben.
In den Ausführungsbeispielen, die in Fig. 1 und 10 gezeigt sind, ist ein Nennausgangssignal der Vorrichtung durch ein Leistungsvermögen bzw. eine Kapazität des Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensators CAP bestimmt. Insbesondere ist, falls ein Strom, der dem Wechselstrom-Motor M zugeführt ist, vergrößert ist, eine verzögerte Blindleistung an der Eingangsseite (an der Seite des Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensators) des Steuerumrichters CC entsprechend vergrößert, und der Zirkulationsstrom I0 wird dann Null. Auf diese Weise kann fcap = fc nicht eingerichtet werden und die Vorrichtung ist nicht steuerbar.
Das folgende Verfahren ist wirksam, um diesen nicht steuerbaren Zustand zu verhindern.
Die Frequenzen fc der Phasenreferenzsignale ea, eb und ec, die von dem externen Oszillator OSC zugeführt werden, werden entsprechend den Scheitelwerten ILm der Ströme Iu, Iv und Iw geändert, die dem Wechselstrom-Motor M zugeführt werden. Insbesondere ist fc proportional ILm vergrößert. Dann werden die Frequenzen fcapfc der Spannungen Va, Vb und Vc, die an den Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAP angelegt sind, vergrößert, und es ist möglich, einen Effekt zu erhalten, daß das Leistungsvermögen bzw. die Kapazität des Kondensators vergrößert wird. Zum selben Zeitpunkt sind die Ströme vergrößert und der Zirkulationsstrom I0 des Steuerumrichters CC ist entsprechend vergrößert. Daher kann I0 auch in dem Überlast-Operationszustand Null sein und der nicht steuerbare Zustand kann vermieden werden. Dies wird später detailliert mit Bezug auf Fig. 17 beschrieben.
In einem Zustand geringer Belastung ist, wenn fcαILm ist, ein effektives Leistungsvermögen bzw. Kapazität des Phasenvorlaufkondensators CAP verringert und der Zirkulationsstrom I0 ist auch verringert. Insbesondere kann verhindert werden, daß der Zirkulationsstrom zu sehr vergrößert wird, kann ein Verlust reduziert werden und kann eine sehr effiziente Operation realisiert werden.
Entsprechend den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen können die folgenden Vorteile erhalten werden.
1) Eine Frequenz eines einem Motor zugeführten Stroms fällt in den Bereich von ungefähr 0 bis 500 Hz bezüglich einer Spannungsquellenfrequenz von 50 Hz. Die Ausgangsfrequenz f0 kann nämlich gesteuert werden, die Eingangsfrequenz fcap zu überschreiten, wenn eine Steuerungsimpulszahl (Steuerungsphasenzahl) eines Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichters als groß ausgewählt wird.
In anderen Worten kann, wenn die Frequenz einer an einen Phasenvorlaufkondensator angelegte Spannung auf 500 Hz gesetzt ist, der Motor betrieben werden, während die Frequenz f0 eines an den Motor angelegten Stroms in den Bereich von ungefähr 0 bis 500 Hz fällt.
Daher kann die Umdrehungsdrehzahl eines Zweipol-Wechselstrom-Motors 30000 U/min erreichen und es kann ein Ultrahochgeschwindigkeitsbetrieb realisiert werden. Aus diesem Grund können in einem Gebläsemotor, der herkömmlicherweise mittels Getrieben zu beschleunigen ist, Beschleunigungsgetriebe weggelassen werden. Auf diese Weise kann die Betriebseffizienz verbessert werden und der Motor kann kompakt und leicht gemacht werden.
Wenn die Umdrehungsdrehzahl auf 3000 U/min gesetzt ist, kann die Anzahl der Pole des Motors auf 26 gesetzt werden, und es kann nicht nur die Drehmomentpulsation eliminiert werden, sondern es kann auch die Drehzahlsteuerungspräzision ,im den Faktor 10 oder mehr gegenüber dem konventionellen Motor verbessert werden.
2) Ein dem Wechselstrom-Motor zugeführter Strom ist gesteuert, um eine Sinuswelle zu sein, und die Vorrichtung, die eine sehr geringe Drehmomentpulsation aufweist, kann erhalten werden. Zur selben Zeit ist das elektromagnetische Rauschen eliminiert und ein nachteiliger Einfluß auf das Leistungsversorgungssystem oder eine andere elektrische Ausstattung kann reduziert werden.
3) Leistungsumsetzer sind extern angeregte Umsetzer, die natürliche Kommutation verwenden, und erfordern keine Selbstlöschungselemente wie z. B. Hochleistungs-Transistoren, GTOs und ähnliches. Daher ist es möglich, ein System mit einer hohen Zuverlässigkeit und einer hohen Überlaststabilität zu realisieren und dessen Leistungsvermögen auf einfache Weise zu steigern.
4) Der Eingangsleistungsfaktor kann durch die Blindleistungssteuerung des Empfangsendes auf 1 gehalten werden. Ein erforderliches Spannungsquellensystem-Leistungsvermögen kann reduziert werden und Änderungen in der Spannungsquellenspannung als Folge von Änderungen in der Scheinleistung können eliminiert werden.
5) Wenn der erste Leistungsumsetzer gemultiplext ist, kann der Eingangsstrom näherungsweise eine Sinuswelle aufweisen und ein harmonischer Strom kann auf einfache Weise reduziert werden.
6) Wenn ein Spannungsscheitelwert des Phasenvorlaufkondensators entsprechend der Umdrehungsdrehzahl des Motors geändert ist, kann die Betriebseffizienz, insbesondere in einem Niedriggeschwindigkeitsbetriebszustand, verbessert werden.
7) Wenn eine Frequenz einer an den Phasenvorlaufkondensator angelegten Spannung entsprechend einer Größe eines an den Motor angelegten Stroms geändert ist, kann ein nicht steuerbarer Zustand auch in dem Überlast-Betriebszustand vermieden werden und die Effizienz in dem Betriebszustand geringer Belastung kann verbessert werden.
Fig. 13 zeigt die Anordnung von noch einem weiteren Ausführungsbeispiel einer Antriebseinrichtung für einen Wechselstrom-Motor entsprechend der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 13 bezeichnet das Referenzsymbol BUS eine Gleichstrom-Speiseleitung; PAN einen Scherenstromabnehmer; SWC eine Umschaltschaltung; La eine Gleichstrom- Drossel; SSN einen Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (extern angeregter Umsetzer); CAP einen Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator; CC einen Zirkulationsstromtyp-Stromumrichter; und M einen Wechselstrom- Motor (Dreiphasen-Kurzschlußläufermotor).
Die Umschaltschaltung SWC umfaßt Thyristoren Th1, Th2 und Freilaufdioden WD1 und WD2, und dient dazu, eine Richtung eines Stroms, der von der Gleichstrom-Speiseleitung BUS zugeführt ist, zu ändern.
Der Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC umfaßt die extern angeregten Umsetzer SS1 bis SS3, die Gleichstrom-Drosseln L1 bis L3 und den Trenntransformator TR, und dessen Ausgangsanschluß ist mit einer Ankerwicklung des Wechselstrom-Motors M verbunden.
Die Eingangsanschlüsse des Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzers SSN und des Steuerumrichters CC sind mit dem Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAP verbunden.
Eine Steuerungsschaltung dieses Ausführungsbeispiels umfaßt Stromtransformatoren CTd, CTu, CTv und CTw, einen Potentialtransformator PTcap, einen Umdrehungsimpulserzeuger PG, eine Diode D, einen Funktionserzeuger FNC, einen Dreiphasen-Referenzspannungserzeuger (externer Oszillator) OSC, einen Spannungskontroller AVR, einen Drehzahlkontroller SPC, Stromkontroller ACR1 und ACR2 und Phasenkontroller PHN und PHC.
Der Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer SSN steuert den von der Gleichstrom-Speiseleitung BUS zugeführten Strom Id, so daß die Scheitelwerte Vcap der Dreiphasen-Wechselspannungen Va, Vb und Vc, die an den Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensator CAP angelegt sind, so, um konstant zu sein.
Der Steuerumrichter CC ist ein im Dreieck geschalteter Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter und liefert die Dreiphasen-Wechselstromleistung einer veränderlichen Spannung und einer veränderlichen Frequenz zu dem Induktionsmotor M, wobei er den Phasenvorlaufkondensator CAP als die Dreiphasen-Spannungsquelle verwendet.
Für die Phasensteuerung des Leistungsumsetzers SSN und des Steuerumrichters CC werden die Dreiphasen-Referenzspannungssignale ea, eb und ec von dem externen Oszillator OSC verwendet, und die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP stimmen mit jenen der Referenzspannungen ea, eb und ec überein.
Eine allgemeine Operation der obigen Anordnung ist wie folgt.
Eine Startoperation zum Aufstellen der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP wird zunächst beschrieben.
Auf den Start empfangen die Thyristoren Th1 und Th2 der Umschaltschaltung SWC Auslöseimpulse und werden EIN gehalten.
Der Leistungsumsetzer SSN ist basierend auf den Referenzspannungen ea, eb und ec von dem externen Oszillator OSC phasengesteuert und anfänglich ist dessen Steuerungsphasenwinkel αN auf 180 Grad gesetzt.
Danach ist die Ladespannung Vcap auf einen frei wählbaren Wert (Va, Vb und Vc) in derselben Art, wie oben beschrieben ist, gesetzt, wobei die Fig. 2 und 4 und die Gleichungen (1) bis (3) verwendet werden. Wie oben beschrieben worden ist, stimmen die Frequenzen und Phasen der Spannungen Va, Vb und Vc des Kondensators CAP mit jenen der Phasensteuerungsreferenzspannungen ea, eb und ec überein.
Die Steuerungsoperation für die jeweiligen Komponenten, die in Fig. 13 gezeigt sind, werden in dem eingeschwungenen Betriebszustand nachfolgend beschrieben.
Fig. 14 zeigt im Detail eine Steuerungsschaltung für den Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer SSN und kann der in Fig. 13 gezeigten Steuerungsschaltung wie folgt entsprechen.
Der in Fig. 13 gezeigte Spannungskontroller AVR wird durch das Spannungssetzgerät VR, den Komparator C1 und die in Fig. 14 gezeigte Spannungssteuerungskompensationsschaltung Gc(S) gebildet und gibt den Gleichstrombefehl Id* aus.
Der Stromkontroller ACR1 umfaßt die Betragswertschaltung ABS, den Komparator C2, die Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S), die Schmitt-Schaltung SH, einen monostabilen Multivibrator MM und eine Gateschaltung GC.
Der Phasenkontroller PHN und der externe Oszillator OSC werden durch dieselben Referenzsymbole wie in Fig. 13 und 14 bezeichnet.
Der in Fig. 13 gezeigte Transformator PTcap detektiert die Anschlußspannungen Va, Vb und Vc des Phasenvorlaufkondensators CAP und erhält deren Scheitelwerte Vcap durch die Diode D. Die Scheitelwerte Vcap werden dem Komparator C1 eingegeben, wie in Fig. 14 gezeigt ist, und werden mit dem Signal (Spannungsbefehl) Vcap* von dem Spannungssetzgerät VR verglichen. Die Abweichung &epsi;c = Vcap*-Vcap ist auf integrale oder lineare Weise durch die Spannungssteuerungskompensationsschaltung Gc(S) an der nächsten Stufe verstärkt und ist in den Gleichstrombefehl Id* umgesetzt.
Da jedoch ein durch den Transformator CTd detektierter Strom in Fig. 13 nur in eine Richtung fließt, ist der Gleichstrombefehl Id* in der Praxis durch die Betragswertschaltung ABS gegeben als Id*.
Die Umschaltschaltung SWC in Fig. 13 ist in der Rückspeicherungsoperation notwendig. Die Schaltung SWC ist durch die Schmitt-Schaltung SH, durch den monostabilen Multivibrator MM und durch die Gateschaltung GC, wie in Fig. 14 gezeigt ist, gesteuert. Die Fig. 15A bis 15C sind Zeitablaufdiagramme, die deren Operationszustände zeigen.
Insbesondere geht, wenn der Befehl Id* positiv wird, das Ausgangssignal Sg1 von der Schmitt-Schaltung SH auf logisch "1", so daß ein EIN-Signal den Thyristoren Th1 und Th2 in Fig. 13 durch die Gateschaltung GC zugeführt ist. Folglich fließt der Strom Id über einen Strompfad, der durch den Scherenstromabnehmer PAN, den Thyristor Th1, die Gleichstrom-Drossel Ld, den Leistungsumsetzer SSN, den Thyristor Th2, das Rad bzw. den Anschluß WL und der Spannungsquelle (Schiene) (-) gebildet ist.
Im Gegensatz dazu geht, falls der Befehl Id* negativ wird, das Ausgangssignal Sg1 von der Schmitt-Schaltung SH auf logisch "0" so daß ein AUS-Signal den Thyristoren Th1 und Th2 in Fig. 13 über die Gateschaltung GC zugeführt wird. Dann fließt der Strom Id über einen Strompfad, der durch die Spannungsquelle (-), die Diode WD2, die Gleichstrom-Drossel Ld, den Leistungsumsetzer SSN, die Diode WD1, den Scherenstromabnehmer PAN und die Spannungsquelle (+) gebildet wird, um eine Leistung rückzuspeichern.
Wenn der Befehl Id* von einem negativen Wert in einen positiven Wert oder umgekehrt innerhalb einer Zeit ΔT synchron mit der voreilenden oder nacheilenden Kante des Ausgangssignals Sg1 von der Schmitt-Schaltung SH geändert wird, wird das Gateschiebesignal Sg2 zu dem Phasenkontroller PHN des Leistungsumsetzers SSN über den monostabilen Multivibrator MM gesendet. Abhängig von diesem Gateschiebesignal Sg2 weist die Ausgangsspannung von dem Umsetzer SSN einen maximalen Wert einer Spannung in einer Gegenrichtung zu einem Pfeil in Fig. 13 auf, und löscht auf perfekte Weise den Gleichstrom Id auf Null. Wenn die Gatesignale zu den Thyristoren Th1 und Th2 der Umschaltschaltung SWC unwirksam sind, sind die Thyristoren Th1 und Th2 ausgeschaltet. Das Gateschiebesignal Sg2 kann bereitgestellt werden, wenn der Befehl Id* von einem positiven Wert zu einem negativen Wert geändert ist. Wird ein Fall berücksichtigt, bei dem Id* nahe Null gepulst ist, wird das Gateschiebesignal Sg2 bevorzugt bereitgestellt, wenn Id* von einem negativen Wert zu einem positiven Wert geändert wird.
Die Steuerungsoperation für den Gleichstrom Id wird nun beschrieben.
Der Gleichstrombefehl Id* wird dem Komparator C2 über die Betragswertschaltung ABS eingegeben. Der Gleichstrom Id, der durch den Transformator CTd in Fig. 13 detektiert ist, wird auch dem Komparator C2 eingegeben, um auf diese Weise die Abweichung &epsi;d =Id*-Id zu erhalten. Die Abweichung Ed wird durch die Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd(S) verstärkt und dem Phasenkontroller PHN als Eingangssignal VαN zugeführt, das durch die folgende Gleichung ausgedrückt ist:
VαN = Gd(S)·&epsi;d = Kd·&epsi;d . . . (40)
in welcher Kd eine lineare Konstante ist, wenn die Stromsteuerungskompensationsschaltung Gd (S) ein linearer Verstärker ist.
Die Gleichstromausgangsspannung VN von dem Leistungsumsetzer SSN ist proportional dem Phasensteuerungseingangssignal VαN.
Wenn der Befehl Id* einen positiven Wert besitzt und Id*> Id gilt, wird die Abweichung &epsi;d positiv, wobei auf diese Weise die Gleichspannung VN in einer Richtung, die durch einen Pfeil in Fig. 13 angezeigt ist, vergrößert wird. Folglich ist der Wirkstrom Id vergrößert und gesteuert, um Id Id* einzurichten. Im Gegensatz dazu wird, falls Id*< Id ist, die Abweichung &epsi;d negativ, wobei auf diese Weise die Gleichspannung VN auf einen negativen Wert verringert wird. Wenn VN auf negative Weise vergrößert ist, ist für eine gegebene Zeit -VN> VP eingerichtet und der Gleichstrom Id ist verringert. Daher ist der Strom abgeglichen, wenn Id =Id*.
Wenn der Befehl Id* einen negativen Wert annimmt, werden die Thyristoren Th1 und Th2 der Umschaltschaltung SWC ausgeschaltet, um eine Rückspeicherungsbetriebsart zu setzen. In diesem Fall ist der Gleichstrom Id auch gesteuert, um gleich dem Betragswert Id* dessen Befehls zu sein.
Die Steuerungsoperation des Spannungsscheitelwertes Vcap des Phasenvorlaufkondensators CAP wird unten beschrieben.
Falls Vcap*> Vcap ist, wird die Abweichung &epsi;c = Vcap*-Vcap positiv. Dann wird auch der Gleichstrombefehl Id* positiv und vergrößert.
Daher sind die Thyristoren Th1 und Th2 der Umschaltschaltung SWC eingeschaltet, um zu verursachen, daß der Gleichstrom Id in der Leistungserzeugungsbetriebsart vergrößert wird, und die Wirkleistung Vp·Id·t wird von der Spannungsquelle geliefert.
Folglich wird die Energie Vp·Id·t von der Spannungsquelle dem Phasenvorlaufkondensator CAP zugeführt und dadurch als (1/2)Ccap·Vcap² geladen. Dann ist die Spannung Vcap vergrößert und schließlich abgeglichen, wenn Vcap Vcap* ist.
Dagegen wird, falls Vcap*< Vcap ist, die Abweichung &epsi;c negativ. Dann bekommt der Gleichstrombefehl Id* einen negativen Wert. Daher sind die Thyristoren Th1 und Th2 der Umschaltschaltung SWC ausgeschaltet, um die Leistungsrückspeicherungsbetriebsart zu setzen. Dann wird die Energie (1/2)Ccap·Vcap², die in dem Phasenvorlaufkondensator CAP geladen ist, zu der Spannungsquelle als VP·Id·t rückgespeichert. Daher ist die Spannung Vcap verringert und gesteuert, um Vcap = Vcap* zu erhalten.
Zu diesem Zeitpunkt ist der Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC zum selben Zeitpunkt betrieben, so daß die Frequenzen und Phasen der Spannung des Phasenvorlaufkondensators CAP mit jenen der Dreiphasen-Referenzspannungen ea, eb und ec übereinstimmen, wie zuvor mit Hilfe der Gleichungen (4) bis (14) beschrieben worden ist.
Die Steuerungsoperation der Ausgangsströme Iu, Iv und Iw mittels des Steuerumrichters CC und die Drehzahlsteuerungsoperation des Induktionsmotors M sind dieselben wie jene, die zuvor mit Hilfe der Gleichungen (19) bis (31) beschrieben worden sind, und deren detaillierte Beschreibung ist weggelassen. Zu beachten ist, daß eine Steuerungsschaltung für den Steuerumrichter CC in Fig. 16 gezeigt ist. (Dieselben Referenzziffern in Fig. 16 bezeichnen dieselben Teile wie in anderen Figuren und deren detaillierte Beschreibung ist weggelassen).
Der Steuerumrichter CC und der Leistungsumsetzer SSN können als Lasten betrachtet werden, die eine Art verzögerter Leistung bezüglich dem Phasenvorlaufkondensator CAP erzeugen. Die verzögerte Leistung Qcc ist stetsgleich der Vorlaufleistung Qcap von dem Kondensator CAP, und die Oszillationsfrequenz fcap, die durch die Gleichung (11) repräsentiert ist, kann beibehalten werden.
Eine Formel zum Berechnen des verzögerten Stroms IQ' des Steuerumrichters CC und des Leistungsumsetzer SSN und zum Erhalten des Zirkulationsstroms I0, der durch den Steuerumrichter CC fließt, wird nachfolgend beschrieben.
Falls ein Gleichstrom als Id gegeben ist, ist ein Phasensteuerungswinkel des Leistungsumsetzers SSN gegeben als αN, sind die Ausgangsströme der Umsetzer SS1 bis SS3 des Steuerumrichters CC jeweils gegeben als I1 bis I3, sind die Phasensteuerungswinkel zu jener Zeit jeweils gegeben als α1 bis α3 und die linearen Konstanten als k1 und k2 gegeben. Dann ist die gesamte verzögerte Scheinleistung IQ' bezüglich dem Phasenvorlaufkondensator CAP ausgedrückt durch:
+ I3_inα3) . . . (41).
Die Ausgangsströme I1 bis I3 von den Umsetzern SS1 bis SS3 des Steuerumrichters CC sind in die Komponenten I1' bis I3' in Abhängigkeit von Lastströmen Iu bis Iw und dem Zirkulationsstrom I0 getrennt und sind jeweils wie folgt gegeben:
I1 = I1' + I0 . . . (42)
I2 = I2' + I0 . . . (43)
I3 = I3' + I0 . . . (44).
Diese Gleichungen werden in Gleichung (41) eingesetzt und der Zirkulationsstrom I0 kann mittels IQ' = Icap wie folgt berechnet werden:
I0 = {Icap-kl·Id·sinαN-k2(I1'·sinα1+I2'·sinα2+I3'·sinα3)/k2(sinα1+sinα2+sinα3)} . . . (45).
Wenn die Lastströme Iu, Iv und Iw vergrößert sind, sind I1', I2' und I3' und der Gleichstrom Id verringert und der Zirkulationsstrom I0 ist allmählich verringert. Falls die Lasten weiter vergrößert werden, wird der Zirkulationsstrom I0 letztendlich Null. Zu diesem Zeitpunkt kann eine Bedingung fcap = fc nicht länger erfüllt werden. Dies ist also die Grenze dieser Vorrichtung.
Wenn der Überlastbetrieb erforderlich ist, muß ein geeigneter Phasenvorlaufkondensator CAP vorbereitet werden. In diesem Fall ist jedoch der Zirkulationsstrom I0 in dem Betriebszustand geringer Belastung vergrößert und ein Transformatorverlust ist vergrößert.
Um diesen Nachteil zu eliminieren, ist die Kapazität des Phasenvorläufkondensators CAP entsprechend einer Last geschaltet, oder die Frequenz fcap einer Spannung, die an den Phasenvorlaufkondensator CAP angelegt ist, kann entsprechend einer Last geändert werden.
Fig. 17 zeigt eine externe Charakteristik des Funktionserzeugers FNC in Fig. 13, der einen Laststromscheitelwert ILm empfängt und den Oszillationsfrequenzbefehl fc* für den externen Oszillator OSC ausgibt.
Eine Oszillationsfrequenz wird auf fc* = fcl aufrechterhalten, bis der Laststrom ILm die Nennlast IL0 erreicht. Danach wird auf das Ansteigen bezüglich der Last die Oszillationsfrequenz fc* vergrößert. Auf diese Weise ist auch die Frequenz fcap = fc des Phasenvorlaufkondensators CAP vergrößert und der Vorlaufstrom Icap ist vergrößert. Daher ist der durch die Gleichung (45) ausgedrückte Zirkulationsstrom I0 nicht infolge des Ansteigens bezüglich der Last verringert und wird auf einem konstanten Wert I0(min) gehalten, wie in Fig. 18 gezeigt ist. Daher kann der Überlastbetrieb durchgeführt werden und der Zirkulationsstrom I0 wird in dem Betriebszustand geringer Belastung nicht vergrößert werden, um die Umsetzungseffizienz zu verschlechtern.
Wenn ein Wechselstrom-Motor M bei einer niedrigen Geschwindigkeit betrieben wird, kann, auch wenn eine Frequenz einer an den Phasenvorlaufkondensator CAP gelegten Spannung einen niedrigeren Wert besitzt, der Ausgangsstrom des Steuerumrichters CC gesteuert werden, um eine Sinuswellenform zu besitzen. Daher ist in dem Niedriggeschwindigkeits-Betriebszustand der Oszillationsfrequenzbefehl fc* entsprechend dem Laststromscheitelwert ILm geändert, auch wenn er in den Bereich unterhalb der Charakteristik fällt, die durch die gestrichelte Linie in Fig. 17 angezeigt ist, d. h. unter den Nennlaststrom IL0. Folglich ändert der Zirkulationsstrom in dem Betriebszustand geringer Belastung die gestrichelte Charakteristiklinie I02 in Fig. 18 und die Effizienz der Vorrichtung kann verbessert werden.
In Fig. 13 ist der im Dreieck geschaltete Steuerumrichter als Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC veranschaulicht worden. Wie in Fig. 19 gezeigt ist, kann ein Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter, in welchem konventionelle Dreiphasen-Normalrückwärts-Umsetzer vorbereitet sind, angenommen werden.
In einer Anwendung, bei der die Leistungsrückspeicherung nicht erforderlich ist, kann die in Fig. 13 gezeigte Umschaltschaltung SWC weggelassen werden.
In der Antriebseinrichtung für einen Wechselstrom-Motor, der oben beschrieben ist, können die folgenden Vorteile erhalten werden.
(1) Alle in dieser Vorrichtung verwendeten Umsetzer werden auf natürliche Weise kommutiert. Insbesondere werden die Umsetzer mittels der Spannungen Va, Vb und Vc kommutiert, die durch den Phasenvorlaufkondensator CAP eingerichtet werden, und die Selbstlöschungselemente (Hochleistungstransistoren, GTOs und ähnliches), die in einem konventionellen Invertierer verwendet werden, können weggelassen werden.
Daher kann das Leistungsvermögen der Vorrichtung auf einfache Weise vergrößert werden, obwohl die in dieser Vorrichtung verwendeten Elemente Hochgeschwindigkeits- Thyristoren sein sollen.
(2) Ein Sinuswellenstrom von 0 bis einigen hundert Hz kann von dem Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter CC zugeführt werden. Daher können Drehmomentwelligkeiten reduziert werden, während ein Hochgeschwindigkeitsdrehzahlmotor betrieben werden kann.
(3) Die Umschaltschaltung SCW und der extern angeregte Umsetzer (Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzer) SSN sind nur zwischen dem Motor und der Gleichstrom-Spannungsquelle installiert, was einen einfachen Aufbau zur Folge hat. Falls die Leistungsrückspeicherung notwendig ist, kann die Umschaltschaltung SWC weggelassen werden.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung kann ein Sinuswellenstrom von 0 bis einigen hundert Hz einem Wechselstrom-Motor zugeführt werden, kann der Eingangsleistungsfaktor der Spannungsquelle auf 1 gehalten werden und kann eine Hochgeschwindigkeits-Wechselstromoperation eines großen Leistungsvermögens mit veränderlicher Drehzahl realisiert werden, während ein harmonischer Verlust zu der Spannungsquelle unterdrückt wird.

Claims

1. Antriebseinrichtung für Wechselstrommotor mit:

- einem Gleichstrom-Wechselstrom-Umsetzer (SSN), von dem ein Gleichstromanschluß mit einer Gleichstromspannungsquelle (BUS; SSP) gekoppelt ist;

- einem Phasenvorlaufkondensator (CAP), der an einen Wechselstromanschluß des Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzers (SSN) gekoppelt ist; und

- einem Zirkulationsstromtyp-Steuerumrichter (CC), von dem ein Eingangsanschluß an den Phasenvorlaufkondensator (CAP) gekoppelt ist und von dem ein Ausgangsanschluß an einen Wechselstrom-Motor (M) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß

- der Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) an die Gleichstrom-Spannungsquelle (BUS; SSP) über eine Gleichstrom-Drossel (Ld) gekoppelt ist,

- eine Steuerungseinrichtung, die an den Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) gekoppelt ist, einen Strom (Id) steuert, der von der Gleichstrom-Spannungsquelle (BUS; SSP) zu dem Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) fließt, so daß ein geladener Spannungsscheitelwert (Vcap) des Phasenvorlaufkondensators (CAP) mit einem vorherbestimmten Wert (Vcap*) übereinstimmt, und

- eine Referenzsignaleinrichtung (OSC) ein Referenzsignal (ea, eb, ec) zu dem Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) und dem Steuerumrichter (CC) speist, wobei das Referenzsignal (ea, eb, ec) zur Phasensteuerung von sowohl dem Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) als auch dem Steuerumrichter (CC) verwendet wird.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) mit einer Schaltschaltung (SWC) zum Rückspeichern einer Leistung von dem Phasenvorlaufkondensator (CAP) zu der Gleichstrom-Spannungsquelle (BUS) bereitgestellt ist.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, die ferner umfaßt: einen Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzer (SSP), von dem ein Wechselstrom-Anschluß an eine Wechselstrom-Spannungsquelle (SUP) gekoppelt ist, und von dem ein Gleichstrom-Anschluß an den Gleichstrom-Anschluß des Gleichstrom-Wechselstrom- Leistungsumsetzers (SSN) gekoppelt ist.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignaleinrichtung (OSC) mit einer Einrichtung (FNC) zum Ändern der Frequenz (fc) des Referenzsignals (ea, eb, ec) proportional zu einem Scheitelwert (ILm) eines Stroms (IU, IV, IW) ausgestattet ist, der dem Wechselstrom-Motor (M) zugeführt ist.

5. Einrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, die ferner umfaßt: eine Einrichtung, die an den Wechselstrom-Motor (M) und den Steuerumrichter (CC) gekoppelt ist, zum Steuern des Steuerumrichters (CC), so daß ein Anregungsstrom (Ie), der dem Wechselstrom-Motor (M) zugeführt ist, entsprechend einem Ansteigen bezüglich einer Umdrehungsgeschwindigkeit (wr) des Wechselstrom-Motors (M) abnimmt, wobei, wenn der Wechselstrom-Motor (M) bei einer Umdrehungsgeschwindigkeit angetrieben wird, die einen Nennwert überschreitet, eine Feldschwächung derart durchgeführt wird, daß ein Anregungsstrombefehl Ie* durch den Anregungsstrom geändert wird, wobei das Gerät (Ex) entsprechend der Umdrehungsgeschwindigkeit (ωr) gesetzt wird.

6. Einrichtung nach Anspruch 1, die ferner umfaßt: eine Einrichtung, die an den Wechselstrom-Motor (M) und den Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungsumsetzer (SSN) gekoppelt ist, zum Ändern des geladenen Spannungsscheitelwertes (Vcap) des Phasenvorlaufkondensators (CAP) proportional einer Umdrehungsgeschwindigkeit (ωr) des Wechselstrom-Motors (M).

7. Einrichtung nach Anspruch 1, die ferner umfaßt: eine Blindleistungsquelle (CAPS), die an der Wechselstrom-Seite des Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzers (SSP) bereitgestellt ist; und eine Einrichtung (VAR, AQR, ACR1, PHP) zum Steuern einer Wechselstrom-Blindleistung (Qs) des Wechselstrom- Gleichstrom-Leistungsumsetzers (SSP) entsprechend einer Gleichspannung (VP) und einem Strom (IP) des Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsumsetzers (SSP).

8. Einrichtung nach Anspruch 1, bei der die Gleichstrom-Spannungsquelle eine erste Leistungsumsetzungseinrichtung (SSP), von der eine Eingangsseite an eine Wechselstrom-Spannungsquelle (SUP) gekoppelt ist, zum Umsetzen eines Wechselstroms in einen Gleichstrom umfaßt.

9. Einrichtung nach Anspruch 8, die ferner umfaßt: eine Einrichtung (SPC, FNC) zum Steuern eines Spannungsscheitelwertes (Vcap) der Hochfrequenz-Blindleistungsquelle (CAP) entsprechend einer Umdrehungsgeschwindigkeit (ωr) des Wechselstrom-Motors (M).

10. Einrichtung nach Anspruch 8, die ferner umfaßt: eine Einrichtung (VAR, ACR) zum Einstellen einer Gleichspannung (VP) und eines Stroms (Id) der ersten Leistungsumsetzungseinrichtung (SSP) entsprechend einer Leistung, die dem Wechselstrom-Motor (M) zugeführt ist, um dadurch eine Blindleistung an der Eingangsseite der ersten Leistungsumsetzungseinrichtung (SSP) zu steuern, damit sie im wesentlichen konstant ist.

11. Einrichtung nach Anspruch 8, die ferner umfaßt: eine Einrichtung (SPC, FNC, OSC, ACR2, PHC) zum Steuern einer Frequenz einer Spannung (Va, Vb, Vc) des Hochfrequenz-Phasenvorlaufkondensators (CAP) entsprechend einem Strom (Iu, Iv, Iw), der dem Wechselstrom-Motor (M) zugeführt ist.