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Die
Erfindung bezieht sich auf elektrische Maschinen und insbesondere,
jedoch nicht ausschließlich,
auf Elektromotoren.
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Bezug
genommen wird auch auf die ebenfalls anhängigen Patentanmeldungen des
Anmelders Nr. PCT/GB00/03197, PCT/GB00/03213 und PCT/GB00/03214,
deren Offenbarungen durch Bezugnahme hierin einbezogen sind.
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1a und 1b zeigen
einen herkömmlichen
Zweiphasenmotor mit variabler Reluktanz mit einem Stator 2 mit
zwei Paaren 3, 4 von gegenüberliegend angeordneten nach
innen gerichteten Einzelpolen, die zwei Paare 5, 6 von
Erregerwicklungen aufweisen, die den zwei Phasen entsprechen, und mit
einem Rotor 7, der ein einzelnes Paar 8 von gegenüberliegend
angeordneten, nach außen
gerichteten Einzelpolen ohne Wicklungen aufweist. Jede der vier
Erregerwicklungen ist um ihren entsprechenden Pol gewickelt, wie
es durch die Symbole Y-Y, die zwei diametral gegenüberliegende
Bereiche jeder Wicklung des Wicklungspaars 6 bezeichnen,
und durch die Symbole X-X gekennzeichnet ist, die zwei diametral
gegenüberliegende
Bereiche jeder Wicklung des Wicklungspaars 5 bezeichnen.
Eine Erregerschaltung (nicht dargestellt) ist zum Drehen des Motors 7 im
Stator 2 durch abwechselndes Erregen der Statorwicklungen
synchron mit der Drehung des Rotors vorgesehen, so dass das Drehmoment
durch das Bestreben des Rotors 7 erzeugt wird, sich in
dem durch die Wicklungen erzeugten Magnetfeld selbst in eine Stellung
minimaler Reluktanz zu begeben, wie es nachfolgend ausführlicher
beschrieben wird. Ein solcher Motor mit variabler Reluktanz hat
gegenüber
einem herkömmlich
gewickelten Motor den Vorteil, dass zur Stromzuführung zu dem Rotor kein Kommutator
und keine Bürsten,
die Verschleißteile
darstellen, erforderlich sind. Darüber hinaus gibt es weitere Vorteile,
weil keine Leiter am Rotor vorhanden und teure Permanentmagnete
nicht erforderlich sind.
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Die
Symbole + und – in 1a und 1b geben
die Richtung des Stromflusses in den Wicklungen der beiden abwechselnden
Erregungswirkungsweisen an, bei denen der Rotor 7 entweder
in die horizontale Stellung oder in die vertikale Stellung gezogen
wird, wie es in den Fig. dargestellt ist. Es ist zu erkennen, dass
die Drehung des Rotors 7 eine abwechselnde Erregung der
Wicklungspaare 5 und 6 erfordert, wobei vorzugsweise
nur ein Wicklungspaar 5 oder 6 zur Zeit erregt
wird und wobei bei einer solchen Erregung der Strom normalerweise
jedem Wicklungspaar 5 oder 6 nur in einer Richtung
zugeführt
wird. Die Wicklungen können
jedoch maximal über
die Hälfte
der Zeit pro Umdrehung erregt werden, wenn ein Nutzdrehmoment erzeugt
werden soll, so dass eine hocheffektive Nutzung der elektrischen Schaltung
mit einem solchen Motor nicht möglich
ist.
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Im
Gegensatz dazu weist ein Motor mit variabler Reluktanz mit voller
Wicklungsschrittweite und mit Flussumschaltung, wie er von J.D.
Wale und C. Pollack in dem Beitrag "Neuartige Umformertopologien für einen
Zweiphasenmotor mit geschalteter Reluktanz und voller Wicklungsschrittweite", IEEE Power Electronics
Specialists Conference, Braveno, Juni 1996, Seiten 1798 bis 1803,
beschrieben ist und wie er in 2a und 2b dargestellt
ist (in denen gleiche Bezugszahlen verwendet werden, um gleiche Teile
wie in den 1a und 1b zu
bezeichnen), zwei Wicklungen 10 und 11 auf, die
eine Schrittweite haben, die der doppelten Polteilung des Motors, d.h. in
dem dargestellten Beispiel 180°,
entspricht, und die zueinander unter einem Winkel von 90° angeordnet
sind. Die Wicklung 11 kann so gewickelt sein, dass ein
Teil der Wicklung an einer Seite des Rotors 7 eine Statornut 12 ausfüllt, die
zwischen benachbarten Polpaaren 3, 4 ausgebildet
ist, und ein anderer Teil der Wicklung 11 an der diametral
gegenüberliegenden
Seite des Rotors 7 eine Statornut 13 ausfüllt, die
zwischen zwei weiteren benachbarten Polen der Polpaare 3, 4 ausgebildet
ist. Die Wicklung 10 weist entsprechende Teile auf, die
die diametral gegenüberliegenden
Statornuten 14 und 15 füllen. Somit überbrücken die
beiden Wicklungen 10 und 11 die Breite des Motors,
wobei die Achsen der Wicklungen 10, 11 unter rechten
Winkeln zueinander angeordnet sind.
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Weiterhin
sind in 2a und 2b zwei abwechselnde
Erregungswirkungsweisen eines solchen Motors, die der horizontalen
und der vertikalen Stellung des Rotors 7 entsprechen, dargestellt,
aus denen zu erkennen ist, dass beide Wicklungen 10, 11 in
beiden Erregungswirkungsweisen erregt werden, während die Richtung des Stromflusses
in der Wicklung 10 bei beiden Wirkungsweisen die gleiche
ist und die Richtung des Stromflusses in der Wicklung 11 sich
bei den beiden Wirkungsweisen verändert. Da der Strom bei beiden
Wirkungsweisen beiden Phasenwicklungen 10, 11 zugeführt wird
und da jede Wicklung 10 oder 11 die Hälfte der
gesamten Statornutfläche
einnimmt, kann ein solches System eine Ausnutzung von 100 der Statornutfläche erreichen. Dem
steht eine Ausnutzung von 50% gegenüber, die bei dem in herkömmlicher
Weise gewickelten Motor mit variabler Reluktanz erreicht wird, der
vorher beschrieben ist und in dem nur eine Phasenwicklung zur Zeit
erregt wird. Da es außerdem
nicht erforderlich ist, die Stromrichtung in der Wicklung 10 zu
verändern,
kann die Wicklung 10, die als Feldwicklung bezeichnet werden
kann, ohne jegliches Umschalten mit Gleichstrom versorgt werden,
was zu einer Vereinfachung der verwendeten Erregerschaltung führt. Die
Wicklung 11, die als Ankerwicklung bezeichnet werden kann,
muss jedoch mit Strom erregt werden, der sich periodisch synchron
mit der Rotorstellung verändert,
um so die sich verändernde
Ausrichtung des Statorflusses zu bestimmen, die erforderlich ist, um
den Rotor abwechselnd in die horizontale und vertikale Stellung
zu ziehen. Die Notwendigkeit der Versorgung der Ankerwicklung mit
Wechselstrom in einem solchen Motor kann zu einer Erregerschaltung mit
hoher Kompliziertheit und hohen Kosten führen.
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J.R.
Surano und C-M Ong offenbaren in dem Beitrag "Strukturen von Motoren mit variabler
Reluktanz für
den Betrieb bei niedrigen Drehzahlen", IEEE Transactions on Industry Applications,
Jahrgang 32, Nr. 2, März/April
1996, Seiten 808–815,
und in dem Britischen Patent Nr. 2 262 843 ebenfalls Motoren mit variabler
Reluktanz und vollem Wicklungsschritt. Der in dem Britischen Patent
Nr. 2 262 843 offenbarte Motor ist ein Dreiphasenmotor mit variabler
Reluktanz mit drei Wicklungen, die mit Strom synchron mit der Drehung
des Rotors erregt werden müssen,
so dass ein solcher Motor eine Erregerschaltung mit hoher Kompliziertheit
erfordert.
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Die
WO 98/05112 offenbart einen Motor mit voller Wicklungsschrittweite
und Flussumschaltung mit einem Vierpol-Stator 2, wie er
schematisch in 3a dargestellt ist, der eine
Feldwicklung 10 und eine Ankerwicklung 11 aufweist,
von denen jede in zwei Spulen 22 und 23 oder 24 und 25 aufgeteilt
ist, die eng gekoppelt (mit einer Kopplung, die im Wesentlichen
von der Rotorstellung unabhängig
ist) und so gewickelt sind, dass diametral gegenüberliegende Bereiche beider
Spulen in diametral gegenüberliegenden
Statornuten angeordnet sind. 3b zeigt ein
verallgemeinertes Schaltbild für
das Erregen der Ankerspulen 24 und 25. Die Spulen 24 und 25 sind
in der Schaltung verbunden, so dass der den Anschlüssen 26 und 27 zugeführte Gleichstrom
durch beide Spulen 24 und 25 in die gleiche Richtung
fließt,
um so infolge der gegenüberliegenden
Wicklung der Spulen magnetomotorische Kräfte in entgegengesetzter Richtung
zu erzeugen. Die Schalter 28 und 29, die zum Beispiel
Feldeffekttransistoren oder Thyristoren aufweisen können, sind
in Reihe mit den Spulen 24 und 25 geschaltet und
werden abwechselnd geschaltet, um eine abwechselnde Erregung der
Spulen 24 und 25 zu erzeugen, um die erforderlichen
in entgegengesetzten Richtungen wirkenden magnetomotorischen Kräfte bereitzustellen.
Ein Vorteil einer solchen Anordnung ist, dass die Ankerwicklung
aus zwei eng gekoppelten Spulen besteht, wodurch es möglich wird,
jede Spule mit Strom in nur einer Richtung zu erregen, so dass eine
relativ einfache Erregerschaltung verwendet werden kann. Eine ähnliche
Anordnung kann in einem elektrischen Wechselstromgenerator zur Verfügung gestellt
werden.
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Der
Vortrag "Auswahl
von Leistungselektronik-Umformern für Einphasenmotoren mit geschalteter
Reluktanz", 7. International
Conference on Power Electronics and Variable Speed Drives (7. Internationale
Konferenz über
Leistungselektronik und drehzahlveränderliche Antriebe), 21. bis
23. September 1998, Nr. 456, Seiten 527–531, offenbart verschiedene
Umformeranordnungen basierend auf Maschinen mit Schaltreluktanz
und Energiewiedergewinnungskondensatoren für das Wiedergewinnen von in
den Ankerspulen gespeicherter Energie am Ende jedes Schaltvorgangs.
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GB 215 672 A offenbart
eine Maschine mit variabler Reluktanz mit einer Wiedergewinnungsanordnung
für magnetische
Restenergie. Diese Anordnung weist einen Hilfskondensator auf, der
durch den Freilaufstrom jeder Phase geladen wird und von dem der
Energieüberschuss
durch einen Gleichstrom-Zwischenkondensator zu einer Gleichstromquelle
abgeführt
wird.
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Die
Vereinfachungen in der Schaltung, die sich aus der WO 98/05112 ergeben,
ermöglichen eine
einfache und billige elektronische Steuerung einer Maschine, verringern
jedoch die Flexibilität
der zu steuernden Maschine bei schneller Beschleunigung oder Abbremsen
sowie die Geschwindigkeitssteuerung unter Last. Es ist eine Aufgabe
der vorliegenden Erfindung, eine elektrische Maschine zur Verfügung zu
stellen, die eine einfache Steuerschaltung aufweist, jedoch auch
eine hohe Leistung erreichen kann.
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Entsprechend
der vorliegenden Erfindung wird eine elektrische Maschine gemäß Anspruch
1 zur Verfügung
gestellt.
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Das
gewährleistet
einen besonders vorteilhaften Spannungserhöhungseffekt, der es erlaubt, zur
Erhöhung
des Ankerstroms eine Spannung anzulegen, die die verfügbare Versorgungsspannung übersteigt.
Auf diese Weise kann der Ankerstrom schneller erreicht werden, und
das kann besonders zur Erhöhung
des Wirkungsgrads bei hohen Geschwindigkeiten nützlich sein, da es ermöglicht,
den Fortschrittsgrad jedes Stellungssensors zu verringern.
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Während eine
solche Anordnung besonders effektiv in einer Maschine ist, in der
die Anker- und die Feldwicklungen in Reihe geschaltet sind, kann
die Anordnung auch in einer Maschine verwendet werden, in der die
Anker- und Feldwicklungen parallel geschaltet sind oder sogar in
einer Maschine, in der ein Permanentmagnet anstelle der Feldwicklung
vorgesehen ist.
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Die
bevorzugten Ausführungen
der Erfindung erlauben es, die Beschleunigung, die Leerlaufdrehzahl,
die Last-Drehzahlcharakteristik und das Abbremsen der Maschine mit
einer einfachen Ein/Aus-Steuerung der Anker- und Feldwicklungsschalteinrichtungen
zu erreichen, so dass die geeignete Steuerschaltung mit relativ
geringen Kosten hergestellt werden kann. Die Vereinfachung der Steuerschaltung
kann weiterhin durch Erzielen einer solchen Steuerung ohne Strommessung
gesichert werden.
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Um
die Erfindung vollständiger
zu verstehen, wird nun in beispielhafter Form Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
genommen, die zeigen in
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1a und 1b erläuternde
Darstellungen, die einen herkömmlichen
Zweiphasenmotor mit variabler Reluktanz darstellen, wobei die Erregungswirkungsweisen
in den 1a und 1b gezeigt sind;
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2a und 2b erläuternde
Darstellungen, die einen Flussumschaltmotor mit den beiden in den 2a und 2b dargestellten
Erregungswirkungsweisen zeigen;
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3a und 3b erläuternde
Darstellungen, die die Statorwicklungen für einen Flussumschaltmotor
zeigen, wie er in der WO 98/05112 offenbart ist;
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4 eine
Darstellung eines Flussumschaltmotors mit einem 8-Pol-Stator und einem
4-Pol-Rotor;
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5, 6 und 7 Schaltbilder,
die verschiedene Schaltungsanordnungen für das Erregen der Feld- und
Ankerwicklungen eines solchen Motors zeigen;
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8 ein
Diagramm, das verschiedene Drehmoment-Drehzahlkurven zeigt, die
mit einem solchen Motor in Abhängigkeit
von den Werten der verwendeten Kapazitäten und dem Fortschrittsgrad des
Sensors für
die Rotorstellung erhalten werden;
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9 ein
Zeitdiagramm, das die Stromwellenformen bei Betrieb eines solchen
Motors zeigt;
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10, 11, 12 und 13 Schaltbilder,
die weitere Schaltungsanordnungen zum Erregen der Feld- und Ankerwicklungen
eines solchen Motors zeigen;
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14, 15 und 16 Schaltbilder,
die weitere Schaltungsanordnungen zeigen;
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17 ein
Diagramm der Sensorfrequenz über
der Zeit während
des Bremsens des Motors, wobei zwei verschiedene Bremsvorgänge gezeigt sind;
und
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18 ein
Zeitdiagramm, das die Schaltsteuersignale zeigt, die während des
Bremsvorgangs angelegt werden.
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Die
nachfolgende Beschreibung einer Ausführung der Erfindung erfolgt
unter Bezugnahme auf einen Reihenschlussmotor mit Flussumschaltung
mit variabler Reluktanz mit einem Stator 2 mit acht nach innen
gerichteten Einzelpolen 30 und einen Rotor 7, der
vier nach außen
gerichtete Einzelpole 31 ohne Wicklungen aufweist, wie
es in 4 dargestellt ist. Der Stator 2 ist mit
einer Feldwicklung 10 und einer Ankerwicklung 11 versehen,
die in Reihe geschaltet sind. Die Ankerwicklung 11 und
die Feldwicklung 10 weisen vier Ankerwicklungsteile A1,
A2, A3 und A4 und vier Feldwicklungsteile F1, F2, F3 und F4 auf,
die in Reihe oder parallel (oder in irgendeiner Kombination von
in Reihe und parallel) geschaltet sind, wobei jedes Ankerwicklungsteil
in zwei Spulen unterteilt ist, die magnetisch eng gekoppelt und
so gewickelt sind, dass die diametral gegenüberliegenden Bereiche der Spulen
in den beiden Statornuten angeordnet sind, die durch eine Feldwicklungsnut
getrennt sind. Die Ankerspulen sind in entgegengesetzten Richtungen gewickelt,
und sie können
bifilar gewickelt sein, wenn es zweckmäßig ist. In 4 geben
die Symbole + und – die
Richtungen des Stromflusses in den Wicklungen in einer Erregungswirkungsweise
an, und man erkennt, dass bei wechselnder Erregungswirkungsweise
die Richtung des Stromflusses in den Ankerwicklungen umgekehrt wird,
während
sie in den Feldwicklungen unverändert
bleibt.
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5 zeigt
eine Erregerschaltung 40 für das Zuführen von Strom zur Feldwicklung 10 und
die eng gekoppelten Ankerspulen 24 und 25 (jede
wird als Kombination der Spulen der vier Ankerwicklungsteile A1,
A2, A3 und A4 aus 4 betrachtet), wobei die Feldwicklung 10 mit
der Stromzuführung
zur Schaltung in Reihe geschaltet ist. Die Schaltung 40 wird von
einer Wechselstromquelle durch eine Gleichrichterbrücke 59 gespeist.
Eine Schaltsteuerungsschaltung, bestehend aus zwei Bipolartransistoren
mit isoliertem Gate (IGBT's) 50 und 51 oder
Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren
(MOSFET's), ist
vorgesehen, um den Strom abwechselnd den Ankerspulen 24 und 25 zuzuführen, um
so die erforderlichen magnetomotorischen Kräfte bereitzustellen, die in
entgegengesetzte Richtungen wirken, um den Rotor zu drehen. Jeder
IGBT 50 oder 51 weist eine integrierte Freilaufdiode 52 oder 53 auf,
so dass die gespeicherte Magnetenergie in der entsprechenden Spule
mit der anderen Spule gekoppelt wird und über die Freilaufdiode zum anderen
IGBT zurückfließt, wenn
jeder IGBT abgeschaltet wird. Weiterhin sind die Enden der Ankerspulen 24 und 25 durch
die Dioden 63 und 64 mit einem Überspannungsschutzkondensator 65 verbunden,
der sich auf eine Spannung oberhalb der Versorgungsspannung auflädt. Der
Kondensator 65 wird durch den parallel geschalteten Widerstand 66 entladen,
um so die Energie, die im Kondensator 65 gespeichert ist,
von dem unvollkommenen Schaltvorgang abzuleiten. Der Überspannungsschutzkondensator 65 ist
vorgesehen, um Energie aufzufangen, die nicht in die andere Ankerspule übertragen
wird, wenn eine der Ankerspulen durch ihre jeweilige Schalteinrichtung
abgeschaltet wird.
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Die
zusätzliche
spannungsbegrenzende Schaltung, die durch die Komponenten 63, 64, 65 und 66 gebildet
wird, ist besonders wichtig, wenn IGBT's als Schalteinrichtungen verwendet
werden. IGBT's werden
durch Überspannung
der Einrichtung leicht beschädigt,
und die spannungsbegrenzende Schaltung wird verwendet, um die in
der Schaltung auftretenden Spannungen auf einem Niveau zu halten,
das unter der Nennspannung der IGBT's liegt. Wenn MOSFET's verwendet werden, wie in 5, kann
die spannungsbegrenzende Schaltung entfallen, wenn die MOSFET's gewählt werden,
um eine eingebaute Spannungsbegrenzung zu bilden, wenn sie in einen
Lawinendurchbruchspannungszustand über ihrer Nennspannung eintreten.
Der Durchbruchzustand absorbiert die ungebundene Magnetenergie, die
mit der unvollkommenen Kopplung der Ankerwicklungen miteinander
im Zusammenhang steht. Vorausgesetzt, dass eine ausreichende Wärmeableitung
vorhanden ist, erleiden die MOSFET's durch diesen Prozess keinen Schaden,
und die Komplexität und
der Kostenaufwand für
eine spannungsbegrenzende Schaltung sind daher nicht erforderlich.
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Ein
Kondensator 57 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der
Feldwicklung 10 und den Ankerspulen 24, 24 verbunden,
um es dem Feldstrom zu ermöglichen,
weiter zu fließen,
wenn die Energie von der Ankerwicklung durch eine der Dioden 52 oder 53 zum
Kondensator 57 zurückgeführt wird.
Ein weiterer Kondensator 58 ist über den Ausgang der Gleichrichterbrücke 59 angeschlossen,
und ein optionaler Induktor 60 ist in Reihe mit dem Ausgang
der Gleichrichterbrücke 59 geschaltet,
um die Stromzuführung zur
Schaltung zu filtern. Wie in gestrichelten Linien angezeigt, ist
es auch möglich,
eine mit der Feldwicklung 10 in Reihe geschaltete Diode 61 zu
verwenden, um zu verhindern, dass sich der Strom in der Feldwicklung 10 umkehrt,
wenn der Kondensator 57 auf eine Spannung über der
Versorgungsspannung am Kondensator 58 aufgeladen wird.
Die Diode 61 kann jedoch entfallen, falls es erforderlich
ist. Die Gleichrichterbrücke 59 (und
wahlweise der Kondensator 58 und der Induktor 60)
können
durch eine Batterie oder eine andere Art der Gleichstromzuführung ersetzt werden,
ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.
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6 zeigt
eine Abwandlung einer solchen Schaltung gemäß der Erfindung, in der eine
sekundäre
Feldwicklung 70 eng mit der Hauptfeldwicklung 10 gekoppelt
und eine Diode 71 angeschlossen ist, um die Schaltung der
sekundären
Feldwicklung 70 wirksam kurzzuschließen. Es wird bewirkt, dass
induzierte Ströme
in der sekundären
Feldwicklung 70 in einer solchen Weise fließen, dass
die Veränderung
im Feldfluss infolge von Veränderungen
der Reluktanz und der Ankererregung begrenzt wird. Diese Anordnung
bietet auch eine bestimmte Reduzierung des Wellenstroms in der Hauptfeldwicklung 10.
Die mit der sekundären
Feldwicklung 70 in Reihe geschaltete Diode 71 begrenzt
den Stromfluss in der Wicklung 70 auf die Richtung, die
die Hauptfeldwicklung 10 unterstützt, wobei sie jedoch noch
eine bestimmte Reduzierung des Wellenstroms bietet. Versuche haben gezeigt,
dass eine solche Anordnung in der Lage ist, die Eingangsstromwelle
zu reduzieren, während
sich die für
einen gegebenen Ankerstrom vom Motor gelieferte Leistung erhöht. Wiederum
kann wahlweise eine mit der Hauptfeldwicklung 10 in Reihe
geschaltete Diode 61 vorgesehen sein.
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7 zeigt
eine andere Abwandlung der Erregerschaltung, in der der Kondensator 57 mit
der Feldwicklung 10 parallel geschaltet ist. Das hat sehr geringen
Einfluss auf die elektrische Leistung des Motors, ermöglicht jedoch
eine Reduzierung der Nennspannung des Kondensators 57 um
den Wert der Versorgungsspannung und schafft damit eine Kosteneinsparung.
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Es
ist vorteilhaft, die Werte der Kondensatoren 57 und 58 so
zu wählen,
dass der Wirkungsgrad des Motor optimiert wird. Der Wert des Kondensators 58 sollte
so gewählt
werden, dass er den Anforderungen der Filterung der Stromzuführung entspricht.
In einigen Motoranwendungen, zum Beispiel für Motoren mit Batterieeinspeisung,
kann es sein, dass ein solcher Kondensator nicht erforderlich ist,
wobei es jedoch üblich
ist, in Motoren mit Wechselstromzuführung an diesem Teil der Schaltung
eine Kapazität
von mehreren hundert Mikrofarad zur Verfügung zu stellen.
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Gemäß der Erfindung
ist die Kapazität
des Kondensators 57 beträchtlich kleiner als die Kapazität des Kondensators 58,
so dass die Spannung über dem
Kondensator 57 in jedem Motorbetriebszyklus variieren kann.
Wenn einer der Ankerschalter eingeschaltet wird, bewirkt der durch
die Ankerwicklung entnommene Strom, dass sich der Kondensator 57 auf
eine Spannung unterhalb der Spannung am Kondensator 58 entlädt. Das
erlaubt eine Erhöhung
des Feldstroms in der geforderten Weise, so dass der Motor mit einem
entsprechenden Niveau des Feldstroms und des Ankerstroms gespeist
wird. Wenn der Ankerschalter abgeschaltet wird, wird der Strom auf die
andere Spule 24 oder 25 übertragen und fließt durch
die Diode 52 oder 53 zurück zum Kondensator 57.
In den Schaltungen der 5, 6 und 7 bewirkt
dies ein Ansteigen der Spannung am Knoten 57A über das
Niveau der Versorgungsspannung am Kondensator 58. Indessen
fließt
der in der Feldwicklung 10 fließende Strom weiter und erhöht dadurch die
Spannung am Knoten 57A weiter. Wenn es Zeit ist, den zweiten
Ankerschalter einzuschalten, übersteigt
die Spannung, die zur Verfügung
steht, um den Ankerstrom zu erhöhen,
die verfügbare
Versorgungsspannung, so dass sich der Strom in der Ankerwicklung
schneller einstellt. Das ist besonders bei hohen Drehzahlen nützlich und
erlaubt es, den Fortschrittsgrad des Stellungssensors zu reduzieren.
Das verbessert den Wirkungsgrad des Motors.
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In
Praxistests wurde in einem 3 kW-Motor mit einer 240 V-Wechselstromversorgung
ein Wert von 470 μF
für den
Kondensator 58 und ein Wert zwischen 5 und 10 μF für den Kondensator 57 verwendet.
Bei voller Last und bei einer Drehzahl von 15.000 U/min war zu erkennen,
dass die Spannung am positiven Ende der Ankerwicklung in Bezug auf
eine mittlere Gleichstromversorgungsspannung von 250 V am Kondensator 58 auf
100 V abfällt
und auf 450 V ansteigt. Ein kleinerer Motor mit einem geringeren Ankerstrom
würde einen
kleineren Kondensator verwenden, um das gleiche Maß an Spannungsverstärkung zu
erreichen. Umgekehrt würde
ein Motor mit geringerer Drehzahl einen größeren Kondensator erfordern.
Es wird allgemein angenommen, dass ein vorteilhafter Effekt erreicht
wird, wenn die Kondensatorwerte so gewählt werden, dass bewirkt wird,
dass der Spannungspegel um einen Prozentsatz von 10–90% seines
Durchschnittswerts ansteigt oder abfällt, vorzugsweise im Bereich
von 30–80%
seines Durchschnittswerts.
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8 ist
ein Diagramm des Drehmoments über
der Drehzahl für
einen solchen Motor und stellt die Drehmoment-Drehzahl-Kurven für drei Motorausführungen
dar, in denen die Feldwicklung 128 Windungen und die Ankerwicklung 68 Windungen
aufweist und die unterbrochenen Linien die Leistungsabgabe anzeigen.
Im ersten Fall (entspricht der mit Kreisen gekennzeichneten in durchgehender
Linie dargestellten Kurve) beträgt
der Fortschrittsgrad des Stellungssensors 11°, und es werden ein großer Kondensator 58 mit
einer Kapazität
von 3300 μF
und ein großer
Kondensator 57 mit einer Kapazität von 3000 μF verwendet, während in
den beiden anderen Fällen (entsprechen
den mit schwarzen bzw. weißen
Quadraten in durchgehender Linie dargestellten Kurven) der Kondensator 58 einen
Wert von 470 μF
und der Kondensator 57 einen relativ kleinen Wert mit einer Kapazität von 7,5 μF aufweist
und in den beiden Fällen
der Fortschrittsgrad des Stellungssensors 7° bzw. 5° beträgt. Es ist zu erkennen, dass
in allen drei Fällen
die Leistung gleich ist, und das zeigt, dass es möglich ist,
unter Verwendung eines geringeren Fortschrittsgrads des Stellungssensors
eine gleiche elektrische Leistung zur Verfügung zu stellen, wenn optimale
Werte für
die Kondensatoren 57 und 58 gewählt werden.
Das ermöglicht
es, den Wirkungsgrad des Motors zu erhöhen, da der Motor mit einem
geringeren Fortschrittsgrad des Stellungssensors hinreichend betrieben
werden kann.
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9 ist
ein Zeitdiagramm, das die Strom- und Spannungswellenformen darstellt,
wobei die Bezugszahl 72 den Ausgang vom Stellungssensor, 73 den
Ankerstrom, 74 die Spannung am Knoten 57A relativ
zur Erde und 75 den Feldstrom bezeichnet. Aus diesem Zeitdiagramm
ist zu erkennen, dass der Ankerstrom 73 in Abhängigkeit
davon, welcher Ankerschalter eingeschaltet ist, mit kurzen Nullstromperioden
zwischen positiven und negativen Werten wechselt, wenn keiner der
beiden Schalter eingeschaltet ist. Ferner erreicht die Spannung
kurz nach dem Einschalten jedes Ankerschalters ein Maximum, und
beim Abschalten des Ankerschalters zum Zeitpunkt für das Laden
des Kondensators 57 durch den abfallenden Ankerstrom ein
Minimum. Diese Wellenformen wurden mit einem Motor mit einem Stellungssensorfortschritt
von 7° und
einem Kondensator 57 mit dem Wert 7,5 μF bei einem Drehmoment von 1,4 Nm
und einer Rotordrehzahl von etwa 14.000 U/min gemessen. Die Spannung
am Kondensator 57 hat ein Maximum von etwa 450 V und ein
Minimum von etwa 100 V.
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Bei
Beginn des Anlaufens eines solchen Motors müssen spezielle Maßnahmen
ergriffen werden, um ein korrektes Anlaufen zu sichern. Die ebenfalls anhängige Anmeldung
Nr. PCT/GB00/03197 des Anmelders offenbart eine spezielle Startprozedur
unter Verwendung der Impulsbreitenmodulation für einen Motor mit einer Feldwicklung,
die in Nebenschluss oder parallel geschaltet ist, wobei diese Prozedur
das Einführen
einer Zeitverzögerung
bei der Erzeugung jedes Steuersignals in der Zeitperiode des Anlaufbeginns
im Vergleich zur Erzeugung von Steuersignalen über die nachfolgenden Drehzyklen
bei der Beschleunigung des Rotors beinhaltet. Ein solches Impulsbreitenmodulationsverfahren
hat sich jedoch beim Anlaufen eines Motors, dessen Feldwicklung
in Reihe geschaltet ist, als uneffektiv herausgestellt. Das ist
darauf zurückzuführen, dass
die Spannung am Kondensator 57 während des Zerhackens in einem
solchen Impulsbreitenmodulationsverfahren ansteigt und kein wesentlicher
Strom durch die in Reihe geschaltete Feldwicklung entnommen wird.
In diesem Fall ist die Ankererregung allein unzureichend, um den
Motor anlaufen zu lassen.
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Es
wurde eine Anzahl von verschiedenen Verfahren für das Anlaufen eines solchen
Motors eingeschätzt,
einschließlich
der Einzelimpulsmodulation und der Impulsbreitenmodulation (differierende
Frequenzen und Tastverhältnisse).
Es hat sich jedoch gezeigt, dass Einzelimpulsmodulationsverfahren
bei geringen Drehzahlen zu übermäßig großen Strömen führen, die
die Impulse zu sehr kürzen,
um wirksam zu sein. Ferner führen
Impulsbreitenmodulationsverfahren, obwohl sie anfangs als sehr vielversprechend angesehen
wurden, schnell zur Erzeugung von übermäßigen Spannungen der Überspannungsschutzschaltung.
Solche übermäßigen Spannungen
der Überspannungsschutzschaltung
werden durch den Aufbau von Energie im Kondensator 57 bewirkt,
was wiederum die Ankerversorgungsspannung erhöht, der die Überspannung überlagert
ist. Ferner verringert dieser Aufbau der Ankerspannung während der Impulsbreitenmodulation
den Feldstromfluss und verringert somit das Anfangsdrehmoment.
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Daher
wird eine weitere Modifikation der Schaltung für den Fall vorgeschlagen, dass
hohe Beschleunigungsraten erforderlich sind. Dabei ist eine Diode 76 mit
der Feldwicklung 10 parallel geschaltet, wie es in 10 dargestellt
ist, um zu sichern, dass während
des Anlaufprozesses die Spannung über dem Kondensator 57 nicht
die Spannung am Kondensator 58 überschreiten kann. Es hat sich
gezeigt, dass eine solche Anordnung einen übermäßigen Spannungsaufbau am Kondensator 57,
der die Schalteinrichtungen beschädigen könnte, verhindert, wobei der
Vorteil des Kondensators 57 erhalten bleibt, dass vor dem
vollständigen
Aufbau des Feldstroms eine schnelle Initialisierung des Ankerstroms bei
Beginn jedes Impulses ermöglicht
wird. Das Vorsehen der Diode 76 ermöglicht die Anwendung der Impulsbreitenmodulation.
Um jedoch die Spannung der Überspannungsschutzschaltung
zu minimieren, während
ein ausreichender Strom gesteuert wird, um das Anlaufen zu garantieren,
ist es erforderlich, dass die anfängliche Zerhackerfrequenz verringert
wird. Es hat sich herausgestellt, dass selbst bei auf 1,7 kHz verringerter
anfänglicher
Zerhackerfrequenz und mit auf den maximalen Wert für die annehmbaren Spannungen
der Überspannungsschutzschaltung eingestellten
Tastverhältnissen,
es noch Rotorstellungen dicht an der ausgerichteten Stellung gibt,
bei denen der Motor kein ausreichendes Anlaufdrehmoment erzeugt.
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Dieses
Problem kann durch Anwenden der Anlauftechnologie gelöst werden,
die in der ebenfalls anhängigen
Anmeldung Nr. PCT/GB00/03214 des Anmelders offenbart ist.
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Als
eine alternative Schaltung zur Schaltung aus 10 kann
der Kondensator 57 mit der Feldwicklung 10 parallel
geschaltet sein (wie in der Ausführung
aus 7). Eine Diode (wie 76 in 10) kann
bei dieser Anordnung ebenfalls hinzugefügt werden.
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Wenn
auch das Vorsehen der zur Feldwicklung 10 parallel geschalteten
Diode 76 in der Modifikation von 10 ein
ausreichendes Anlaufen des Motors ermöglicht, hat sich jedoch herausgestellt, dass
die Anwesenheit der Diode 76 den Spannungsverstärkungsvorteil
des Kondensators 57 beseitigt, wenn der Motor mit hoher
Drehzahl läuft,
und das verringert wiederum die Leistungsabgabe des Motors bei jeder
vorgegebenen Drehzahl (für
eine spezielle Wicklungsgestaltung). Daher kann es sich bei einigen
Anwendungen als vorteilhaft erweisen, mit der Diode 76 einen
mechanischen Schalter 77 in Reihe zu schalten, wie es in 11 dargestellt
ist, so dass die Diode 76 aus der Schaltung entfernt werden kann,
nachdem der Motor angelaufen ist. Der Schalter 77 ist während des
Anlaufens und der Beschleunigung des Motors geschlossen, jedoch
geöffnet, wenn
der Motor die gewünschte
Betriebsdrehzahl erreicht. Wenn der Motor abgebremst werden soll, muss
sich der Schalter 77 in der offenen Stellung befinden,
und ein zusätzlicher
Schalter 78 kann verwendet werden, um die Feldwicklung 10 mit
der negativen Versorgungsschiene zu verbinden, damit die Feldwicklung 10 Strom
aus dem Kondensator 57 entnehmen kann, wie es nachfolgend
ausführlicher
beschrieben wird.
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Anstatt
des Vorsehens eines mit der Diode 76 in Reihe geschalteten
mechanischen Schalters, kann die Diode 76 durch einen elektronischen
Schalter, beispielsweise einen Thyristor 80, ersetzt werden,
wie es in 12 dargestellt ist. Der Thyristor 80 ist
während
des Anlaufens und des Beschleunigens des Motors eingeschaltet, jedoch
abgeschaltet, wenn der Motor die gewünschte Betriebsdrehzahl erreicht. In
dieser Hinsicht ist zu bemerken, dass die Kommutation des Thyristors 80 selbstverständlich erfolgt, wenn
die Spannung am Kondensator 57 unter die Spannung am Kondensator 58 abfällt.
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Ferner
zeigt 13 eine alternative Schaltungsanordnung
zu der aus 12, in der die Feldwicklung 10 im
Rückführungszweig
der Schaltung angeordnet und der Thyristor 80 mit dem Erdpotential in
Bezug gebracht ist, wodurch die Steuerung des Thyristors 80 viel
einfacher ist, weil er mit der gleichen Versorgungsschienenspannung
in Bezug gebracht ist wie die Ankerschalter. Wie vorher muss der Thyristor 80 während des
Anlaufens und bei der Beschleunigung des Motors leiten, wird jedoch
abgeschaltet, wenn der Motor die Leerlaufdrehzahl erreicht, und
er bleibt während
der gesamten nachfolgenden Belastung abgeschaltet. Bei den Anordnungen
sowohl aus 12 als auch aus 13 muss
sichergestellt werden, dass der Thyristor 80 bei der geforderten
Drehzahl zufriedenstellend kommutiert und dass er nicht bei irgendwelchen
anderen schnellen Spannungsübergängen geschaltet
wird. Alternativ kann der Thyristor 80 durch einen IGBT
oder einen MOSFET ersetzt werden, die in Reihe mit einer Diode geschaltet
sind, um ein Leiten in Sperrrichtung zu blockieren.
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14 zeigt
eine weitere mögliche
Schaltungsanordnung, in der eine mit der Diode 76 in Reihe
geschaltete Spannungsunterdrü ckungseinrichtung 81 mit
der Feldwicklung 10 parallel geschaltet ist, um während des
Anlaufens des Motors den Spannungsaufbau am Kondensator 57 zu
begrenzen. Die Spannungsunterdrückungseinrichtung 81 leitet
nur, wenn die Spannung am Kondensator 57 die Spannung am
Kondensator 58 um einen vorgegebenen Betrag überschreitet,
und sie verhindert dann, dass die Spannung diesen Betrag überschreitet.
Der Vorteil einer solchen Schaltungsanordnung besteht darin, dass
das Niveau der Spannungserhöhung
während
des Anlaufens und während
des Laufens genau gesteuert werden kann, ohne dass ein zusätzlicher Steuerschalter
vorhanden sein muss. Dadurch wird die Spannung nach dem Erhöhen auf
den geforderten Wert begrenzt, während
der Kondensator 57 während
des Laufes noch eine Spannungserhöhung zur Verfügung zu
stellen kann.
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Bei
bestimmten Anwendungen kann es vorteilhaft sein, die Feldwicklung
auf die positiven und negativen Stromversorgungsschienen zu verteilen, um
das von der Feldwicklung bewirkte Filtern zu verbessern. 15 zeigt
eine Anordnung, in der die Feldwicklungen 10 und 10' in den positiven
und negativen Stromversorgungsschienen vorgesehen sind. Ferner ist
mit der Wicklung 10' ein
Thyristor 82 parallel geschaltet. In diesem Fall braucht
nur eine der Wicklungen 10, 10' geschaltet zu werden, da bei Einschalten
des Thyristors 82 die Spannung über der Wicklung 10' gesteuert wird,
und durch die enge magnetische Kopplung der beiden Feldwicklungen
wird dadurch auch die Spannung über
der Wicklung 10 gesteuert und somit sichergestellt, dass
die Spannung am Kondensator 57 nicht die Spannung am Kondensator 58 überschreiten
kann.
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Es
sind zwei Verfahren für
das schnelle Anhalten eines Flussumschaltmotors mit einer in Reihe geschalteten
Feldwicklung entwickelt worden. Das erste Verfahren soll in dem
Fall verwendet werden, wenn während
des Verlangsamens des Motors noch Strom zur Verfügung steht. In diesem Fall
wird das Verlangsamen durch das gleichzeitige Einschalten beider
Ankerschalter ausgelöst.
Dadurch wird durch die Feldwicklung eine hohe Stromgröße gezogen, und
es wird ermöglicht,
dass der Ankerstrom im Kurzschluss durch die Ankerschalter zirkuliert.
Die Größe des von
der Stromversorgung gezogenen Stroms kann in einem solchen Fall
beträchtlich
sein, und es kann ein mit der Stromzuführung in Reihe geschalteter
Widerstand verwendet werden, um den Wert des Stroms, der während des
Verlangsamens entzogen wird, zu begrenzen. Die gleichzeitige Stromzufuhr
zu den beiden Ankerspulen 24 und 25 und zur Feldwicklung 10 erzeugt
ein schnelles Verlangsamen des Rotors.
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Das
zweite Verfahren ist auf den Fall anwendbar, wo während des
Verlangsamens kein Strom zur Verfügung steht, d.h. wo die Stromzuführung zur
Einrichtung abgeschaltet wurde, zum Beispiel wenn sich die Stromversorgungsleitung
unbeabsichtigt ablöst.
In diesem Fall ist ein zusätzlicher Schalter,
wie zum Beispiel der Schalter 78 in 11, erforderlich,
um die Feldwicklung 10 wieder anzuschließen, so
dass sie dem Kondensator 57 Strom entziehen kann. 16 zeigt
eine geeignete Schaltungsanordnung, in der der zusätzliche
Schalter ein IGBT 83 (oder MOSFET) ist, der zwischen das
Ende der Feldwicklung 10 und die negative Stromversorgungsschiene
geschaltet ist. Wenn dieser IGBT 83 eingeschaltet und der
Thyristor 80 ebenfalls eingeschaltet ist, kann Strom vom
Kondensator 57 (und auch vom Kondensator 58, wenn
er aufgeladen ist) durch die Feldwicklung 10 fließen. Das
erzeugt eine elektromotorische Gegenkraft in den Motorwicklungen,
die den Strom dazu zwingt, aus den Ankerspulen 24, 25 zu
fließen,
um den Kondensator 57 aufzuladen. Die auf diese Weise dem
Kondensator 57 zugeführte
wiedergewonnene Energie erhält
während eines
solchen regenerativen Bremsens den Feldstrom selbst dann aufrecht,
wenn die Stromversorgung abgeschaltet ist. Eine Diode 84 ist
erforderlich, um zu verhindern, dass Strom direkt vom Kondensator 57 zum
IGBT 83 fließt.
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Der
durch den IGBT 83 in 16 gebildete zusätzliche
Schalter kann zu anderer Zeit als zusätzliches Steuerelement verwendet
werden, um das Niveau des Feldstroms, der in der Feldwicklung fließt, so zu
modulieren, dass dieser größer ist,
als der Strom, der natürlich
durch die Ankerschaltung entzogen werden würde. Dieser zusätzliche
Feldstrom ist bei Erhöhung
des Drehmoments und bei Anlauf- und Niedriglastbedingungen, wenn
die der Ankerschaltung entzogene Energie gering ist, vorteilhaft.
Wenn die mit der Feldwicklung parallel geschaltete Einrichtung eine
Diode ist, überschreitet
die Spannung am Kondensator 57 niemals die Spannung am
Kondensator 58. Wenn andererseits die mit der Feldwicklung parallel
geschaltete Einrichtung ein Schalter ist, beispielsweise ein Thyristor,
kann die Spannungserhöhungswirkung,
wie sie durch das Abschalten des Schalters erforderlich wird, wiederhergestellt
werden. Eine zusätzliche
Spannungserhöhungswirkung
steht durch den Erhöhungswandler
zur Verfügung,
der in Kombination von der Feldwicklung 10, den IGBT 83 und
die Diode 84 gebildet wird. Ein solcher Erhöhungswandler
kann als Leistungsfaktorkorrekturschaltung verwendet werden.
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17 zeigt
die Verlangsamungsrate des Motors über der Zeit, wobei die Drehzahl
des Rotors durch die Ausgangsfrequenz des Stellungssensors dargestellt
wird, die natürlich
von der Drehzahl des Rotors abhängig
ist. In 17 sind zwei Kurven gezeigt,
nämlich
die Kurve 85, die das Verlangsamen mit noch an die Schaltung
angelegten Strom und mit beiden Ankerschaltern gleichzeitig leitend
darstellt, und die Kurve 86, die das Verlangsamen ohne
angelegten Strom, jedoch mit durch Einschalten eines zusätzlichen
Schalters 83 der Feldwicklung zugeführter wiedergewonnener Energie
darstellt. Man erkennt, dass im Fall der Anwendung des Bremsverfahrens ohne
Stromzuführung
das Verlangsamen sehr schnell in der ersten Sekunde des Abbremsens
erfolgt und danach der Motor bis zum Anhalten frei läuft. Im
Gegensatz dazu erfolgt bei Aufrechterhaltung der Stromzuführung während des
Abbremsens ein im Wesentlichen lineares Verlangsamen des Motors,
wobei während
der gesamten Abbremsung Strom erforderlich ist. Die Verlangsamungsrate
der Kurve 85 wurde durch einen Reihenwiderstand gesteuert.
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Das
Abbremsen eines Flussumschalt-Nebenschlussmotors mit variabler Reluktanz
(wie in der ebenfalls anhängigen
Anmeldung Nr. PCT/GB00/03197 offenbart), wird auf direkte Weise durch
Abschalten beider Ankerschalter und kontinuierliches Zuführen von
Strom zur Feldwicklung durch den Feldschalter erreicht. Eine solcher
Bremsablauf ist im Diagramm aus 18 dargestellt,
in dem die an einen Ein/Aus-Schalter angelegten Steuersignale bei
a) und die Signale an den beiden Ankerausgängen und dem Feldausgang eines
Mikrosteuergeräts bei
b), c) und d) dargestellt sind. Das Abbremsen beginnt, wenn die
Ankerschalter 50 und 51 dadurch abgeschaltet werden,
dass das Steuersignal in Reaktion auf die Betätigung des Ein/Aus-Schalters
den Nullzustand annimmt. Dadurch wird der Motor schnell durch der
Feldwicklung 10 zugeführten
Strom abgebremst, und der Schalter 54 wird am Ende eines drei
Sekunden-Bremszeitraums
stromlos, um eine kontinuierliche Wärmeableitung zu vermeiden,
während
der Motor angehalten wird.