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Die vorliegende Erfindung betrifft
ein Verfahren und eine Schaltung für die Steuerung der Versorgung
eines "bürstenlosen" Motors, insbesondere
für einen
trapezoiden, bürstenlosen
Motor.
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Die Erfindung betrifft auch einen
Motor, der mit dieser Schaltung ausgerüstet ist.
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Ein trapezoider, bürstenloser
Motor ist ein Synchronmotor bestehend aus einem Rotor, an welchem
Permanentmagnete befestigt sind, und einem Stator, auf welchem sich
eine sternförmig
geschaltete Dreiphasenwicklung befindet. Die Beschreibung "bürstenlos DC" (Gleichstrommotor ohne Bürsten) basiert
auf dessen Funktionsprinzip, welches vom Konzept her ähnlich wie
dasjenige eines Gleichstrommotors ist.
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Ein Gleichstrommotor hat einen Permanentmagnet
auf dem Stator und die Wicklungen auf dem Rotor. Die Rotation wird
durch geeignetes Schalten der Polarität des Magnetfeldes, das durch
die Wicklungen gemäß der Position
des Rotors erzeugt wird, erhalten. Dies erfolgt mittels geeigneter
Bürsten,
die die Wicklungen (auf dem Rotor) elektrisch an die Gleichstromquelle
anschließen.
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Anders als ein Gleichstrommotor hat
ein bürstenloser
Motor den Permanentmagnet auf dem Rotor und die Wicklungen auf dem
Stator. Die Rotation wird durch geeignetes Schalten der Polarität des Magnetfeldes,
welches durch die Wicklungen erzeugt wird, in Übereinstimmung mit der Position
der Permanentmagnete auf dem Rotor erzielt. Das Schalten der Wicklungen
wird mittels eines elektronischen Wandlers durchgeführt. Zum Drehen
gebracht wirkt der bürstenlose
Motor als ein Generator; die erhaltenen Spannungen, zwischen einer
Phase und dem Mittelpunkt des Sterns, haben Trapezoidform (woher
der Name abgeleitet ist). Ihr Spitzenwert ist gemäß der folgenden
Gleichung direkt proportional zur Rotationsgeschwindigkeit: Vpk = KE·N wobei:
N
die Anzahl der Umdrehungen pro Minute ist;
KE eine
vom Motor abhängende
Konstante ist.
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Diese induzierten Spannungen erscheinen unabhängig von
der Ursache der Rotation des Motors und daher auch während des
Betriebes als Motor und werden elektromotorische Gegenkräfte (Vbemf bzw.
EMK) genannt.
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Trapezoide, bürstenlose Motoren werden häufig durch
Setzen eines Konstantstromes in den zwei aktiven Phasen gesteuert,
ohne dass die dritte Phase gesteuert wird.
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Der korrekte Ablauf der aktiven Phasen
ermöglicht
es, dass der Motor in der gewünschten
Rotationsrichtung dreht.
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Um den Phasenstrom konstant zu halten, werden
die aktiven Phasen mittels eines Inverters gesteuert, der elektronische
Schalter aufweist, die in Form einer Dreiphasen-Ganzbrücke angeordnet sind. Das System
wird mit einer kontinuierlichen Spannung gespeist. Dies kann entweder
mittels einer Batterie oder direkt von dem Netz mittels eines Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers
erhalten werden. Das typische Layout für eine Netzversorgung des Systems
hat eine Diodenbrücke
und einen Glättungskondensator
mit geeigneten Größen.
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Derartige Steuerschaltungen für bürstenlose Motoren
gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruches 1 und relevante Steuerungsverfahren gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruches 12 sind beispielsweise in der JP-A-05-184188
und in der JP-A-62-233069 offenbart.
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Die US-A-6046922 offenbart eine Steuerschaltung
zum Speisen einer Last mit einer Spannung. Ein Glättungsabschnitt
ist an eine Gleichrichterbrücke
angeschlossen. Der Glättungsabschnitt enthält zwei
Kondensatoren, die durch einen Steuerschalter entweder parallel
oder in Reihe geschaltet werden können. Die Konfiguration wird
als Funktion der Eingangsspannung gewählt, d. h. abhängig von der
Spannungsquelle und nicht als eine Funktion der Last, an welche
die Massespannung angelegt wird.
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1 zeigt
in schematischer Weise eine Steuerschaltung mit einem Inverter zum
Speisen der drei Phasen des Motors, die mit u, v und w angegeben
sind. Der Inverter hat sechs gesteuerte elektronische Schalter,
die mit T1 bis T6 bezeichnet sind. Der durch die
Schalter T1 bis T6 gebildeten Dreiphasen-Brücke wird
eine kontinuierliche Spannung Vc, die an einem Glättungskondensator
C vorhanden ist, welcher parallel zu einer Diodengleichrichterbrücke D geschaltet
ist, zugeführt.
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2 zeigt
in schematischer Weise die Polaritäten des Permanentmagneten des
Rotors und die drei Phasen u, v, w, die die Statorwicklungen bilden. 3 zeigt in schematischer
Weise die Ströme Iu, Iv, Iw an
den drei Phasen als eine Funktion des elektrischen Winkels, der
an der Horizontalachse gezeigt ist. Die Fig. zeigt auch, welcher
der Schalter T1 bis T6 für jedes Intervall von 60 elektrischen
Graden (durch A bis F bezeichnet) geschlossen (Ein) ist. In dem
Diagramm sind die ansteigenden und abfallenden Stromflanken der
Einfachheit halber weggelassen worden, es wurde von einem sofortigen
Schalten des Stromes ausgegangen.
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Zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Schaltvorgängen
muß der
Phasenstrom innerhalb eines Toleranzbereiches bleiben (anders ausgedrückt, sind die
unteren und oberen Werte fixiert). Um dies zu erzielen, werden die
elektronischen Schalter
T1 bis
T6 der Dreiphasenbrücke so betrieben,
dass die gesamte Spannung, die am Ausgang der Gleichrichterbrücke zur
Verfügung
steht, an den aktiven Phasen mit dem geeigneten Vorzeichen vorhanden
ist. Insbesondere wenn der Strom ansteigen soll, wird die aktive
Phase mit einem positiven Vorzeichen zugeführt, und der Strom steigt mit
einer Steigung, die bestimmt ist durch:
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Sobald der Wert des Stromes die gesetzte, obere
Grenze erreicht hat, werden die elektronischen Schalter geschaltet
und die aktive Phase wird mit einem negativen Vorzeichen gespeist.
Der Strom sinkt mit einer Neigung, die bestimmt ist durch:
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Der Strom geht durch die Dioden und
der Glättungskondensator
wird geladen.
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Diese Konfiguration wird solange
aufrechterhalten, bis der Strom die untere Grenze erreicht, wonach
die anfängliche
Konfiguration wiederhergestellt wird und der Strom erneut mit dem
Steigen beginnt.
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Wie aus dem Vorstehenden geschlossen werden
kann, verursacht das Schalten der Phasen schrittweise Änderungen
der Ströme
der Phasen u, v und w des Motors (3).
Wegen der elektromotorischen Gegenkraft, die in den einzelnen Wicklungen durch
die Rotation des Motors erzeugt wird, muß die Versorgungsspannung ausreichend
größer als
die elektromotorische Gegenkraft sein, wenn ein schnelles Schalten
erhalten werden soll. Das heißt,
dass, wenn die Anzahl der Umdrehungen niedrig ist, es ausreicht,
einen niedrigeren Wert der kontiniuierlichen Spannung zu haben,
als wenn die Rotation schnell ist. Andererseits ist nur während der
Schaltstufen des Phasenstroms eine hohe Spannung erforderlich und
diese ist nicht erforderlich, wenn es in den Phasen des Motors kein
Schalten des Stroms gibt.
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In herkömmlichen Steuerschaltungen
gibt es eine große Änderung
des Stroms, der während
der elektrischen Periode aus dem Netz gezogen wird, was sich in
einer Reduktion des Leistungsfaktors manifestiert. Der Strom IC in dem Kondensator C und der Strom ID , der der Diodenbrücke zugeführt wird, haben eine Schwankung,
die durch eine angegebene Spitze charakterisiert ist, wie dies in
dem Diagramm gemäß 4 gezeigt ist, das die Schwankung
von ID und IC als
Funktion der Zeit repräsentiert.
Dasselbe Diagramm zeigt auch die Schwankung der Spannung VC am Kondensator C.
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Zusätzlich zu einem begrenzten
Leistungsfaktor haben die derzeit verwendeten Schaltungen zum Steuern
von bürstenlosen
Motoren einen relativ hohen r.m.s.-(quadratisches Mittel)-Wert der
Stromabsorption, wodurch es notwendig wird, große und teuere Komponenten für das Eingangsfilter
und für die
Gleichrichterbrücke
zu verwenden. Zusätzlich muß der Glättungskondensator
hohe Spannungen gleich der Spitzenspannung der Netzversorgung erreichen
können.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung
ist es, eine Steuerschaltung für
bürstenlose
Motoren und ein entsprechendes Verfahren zu schaffen, durch welche
es möglich
wird, einerseits den Leistungsfaktor zu verbessern und andererseits
die Kosten der Schaltungskomponenten zu verringern.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung ist es, eine weniger teure Schaltung zu schaffen.
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Diese und weitere Aufgaben und Vorteile,
die für
einen Fachmann aus dem folgenden Text klar verständlich werden, werden im wesentlichen
mit einer Steuerschaltung gemäß Anspruch
1 und mit einem Steuerverfahren gemäß Anspruch 12 erzielt.
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Die Steuereinrichtung kann vorteilhafterweise
einen gesteuerten elektronischen Schalter, beispielsweise einen
Transistor, enthalten.
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Die Steuereinrichtungen und die Kondensatoren
sind in einer möglichen
Ausführungsform
der Erfindung so ausgebildet und geschaltet, dass durch den Betrieb
der Steuereinrichtung die zwei Kondensatoren abwechselnd in Reihe
und parallel geschaltet werden können,
um die Versorgungsspannung gemäß der tatsächlichen
Forderung an der Dreiphasenbrücke
zu modifizieren.
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Mit dieser Anordnung muß jeder
Kondensator nicht mehr als die halbe Spitzenspannung aushalten.
Daher ist es möglich,
weniger teuere Komponenten zu verwenden. Für eine gegebene Kapazität sind die
Gesamtkosten der zwei Kondensatoren von einem 200-V-Elektrolyttyp beispielsweise
geringer als die Kosten eines 400 V-Kondensators vom Einrasttyp.
Darüberhinaus
wird, wie im folgenden gezeigt wird, auch wenn der Motor mit einer
ausreichend niedrigen Geschwindigkeit dreht, eine merkliche Verbesserung
des Leistungsfaktors erhalten.
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Weitere vorteilhafte Eigenschaften
der Schaltung gemäß der Erfindung
und des entsprechenden Verfahrens sind in den anhängenden
Patentansprüchen
gezeigt.
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Die Erfindung wird durch die Beschreibung und
die anhängenden
Figuren, die eine praktische und nicht beschränkende Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung
zeigen, klarer verständlich.
In den Figuren zeigt:
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1 bis 4 das Schaltungslayout, eine
schematische Darstellung des Motors, die Schwankung der Ströme in den
drei Phasen und die Schwankung der Ströme in dem Kondensator und in
der Diodenbrücke
in der herkömmlichen
Schaltung wie in der vorstehenden Einleitung beschrieben;
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5 eine
schematische Steuerschaltung gemäß der Erfindung;
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6 ein
Schaltungsäquivalent
zu der in der 5 gezeigten
Schaltung, wobei der Energieversorgungsinverter und die drei Phasen
der Statorwicklung durch eine äquivalente
Konstantstromquelle ersetzt worden sind;
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7A bis 7D die verschiedenen Stufen
der Funktionsweise der Schaltung;
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8 und 9 die Schwankungen der Ströme und Spannungen
in der Schaltung in zwei Diagrammen mit unterschiedlichen Maßstäben; und
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10 eine
modifizierte Ausführungsform der
Schaltung.
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5 zeigt
in schematischer Weise die Steuerschaltung gemäß der Erfindung, die im allgemeinen
mit 1 bezeichnet ist. Die Bezugsziffer 3 bezeichnet eine
Diodengleichrichterbrücke,
die an eine Wechselspannungsquelle 5 angeschlossen ist.
Die Bezugsziffer 6 bezeichnet allgemein einen Glättungsabschnitt,
der zwei Glättungskondensatoren C1 und C2 aufweist.
Der erste Kondensator C1 hat eine erste Elektrode über eine
erste Diode T1 an den positiven Pol der Gleichrichterbrücke 3 angeschlossen,
während
die andere Elektrode an den negativen Pol der Gleichrichterbrücke 3 angeschlossen
ist. Im Gegensatz hierzu hat der zweite Kondensator C2 die
eine seiner Elektroden an den positiven Pol der Gleichrichterbrücke angeschlossen
und die andere Elektrode über
eine Diode D2 an den negativen Pol der Brücke 3 angeschlossen.
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Die zwei Kondensatoren C1, C2 werden durch
einen elektronischen Schalter Q1 zusammengeschaltet, der
die negative Elektrode des Kondensators C2 an die positive
Elektrode des Kondensators C1 anschließt.
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Die Bezugsziffer 7 bezeichnet
einen Energieversorgungsinverter, der sechs elektronische Schalter T1 bis T6 in
einer Dreiphasenbrückenkonfiguration
hat, wobei jeder derselben auf bekannte Art und Weise durch eine
programmierbare Steuerungseinheit gesteuert wird, die schematisch
mit 9 bezeichnet ist. Diese Einheit steuert auch das Schalten des
elektronischen Schalters Q1 auf die im folgenden beschriebene
Art und Weise.
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Da der Motor mit einem Konstantstrom
gespeist wird, ist der Strom am Eingang der Dreiphasenbrücke 7 konstant.
Unter geeigneten Bedingungen kann die Dreiphasenbrücke als
ein theoretischer Konstantstromgenerator betrachtet werden. Das äquivalente
Layout wird das wie in der 6 gezeigte,
wobei Teile, die identisch oder äquivalent
zu den in der Schaltung gemäß 5 gezeigten mit identischen
Bezugsziffern bezeichnet sind.
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Die dargestellte Schaltung arbeitet
wie folgt. Die Funktionsstufen sind in den 7A bis 7D schematisch
gezeigt. Es wird angenommen, dass die Netzversorgungsspannung, welche
durch die Quelle 5 zugeführt wird, sinusförmig ist
und eine Amplitude von Vo hat.
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Es wird angenommen, dass der Schalter Q1 anfänglich im
Aus-Zustand ist. Weil die Diode antiparall zu Q1. ist,
sind die Kondensatoren C1 und C2 miteinander in
Reihe geschaltet und jeder derselben wird auf einen Wert nahe Vo/2
geladen. Unter statischen Bedingungen findet die Ladung in der Nähe des maximalen
Absolutwertes der Netzversorgungsspannung stromaufwärts der
Diodenbrücke 3 statt, und
dies bewirkt einen Stromimpuls, der durch die Dioden der Brücke 3 absorbiert
wird. Diese Situation ist in der 7A gezeigt,
wobei der Strom ID , von dem ein
Teil der Last zugeführt
wird (Strom I) und von dem ein Teil (Strom IC ), der die Kondensatoren C1, C2 lädt, über die
Diodenbrücke 3 zugeführt wird.
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Sobald die gleichgerichtete Eingangsspannung Vx kleiner als die Summe aus den Spannungen an
den Kondensatoren C1 und C2 wird, wird der Ladeimpuls
der Kondensatoren verbraucht (IC wird gleich
Null), und da die zwei Dioden D1 und D2 umgekehrt
polarisiert sind, können
die Kondensatoren C1 und C2 die Last nicht mit
Leistung versorgen. Die Dioden der Gleichrichterbrücke 3 werden
durch den Motorstrom (der durch den theoretischen Generatorstrom I repräsentiert
ist) leitend gehalten und der Strom ID ,
der aus dem Netz gezogen wird, ist konstant und stimmt mit demjenigen überein,
der durch den Motor (ID = I)
gesetzt wird. Die Situation ist in der 7B gezeigt.
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Wenn die Eingangsspannung Vx einen Absolutwert kleiner als Vo/2
einnimmt, hören
die Dioden der Brücke 3 auf,
leitend zu sein. Die Dioden D1 und D2 werden direkt
polarisiert und leiten. Daraus folgt, dass die Kondensatoren C1 und C2 der
Last Energie zuführen,
jeweils an der Hälfte
des Laststroms I Anteil haben. Die Spannung an dem Stromgenerator, der
die Dreiphasenbrücke
repräsentiert,
welche die Motorphasen speist, ist bei ungefähr Vo/2 stabilisiert und die
Kondensatoren C1 und C2 sind parallel zueinander.
Die Situation ist die wie in der 7C gezeigt.
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Wenn im Gegensatz hierzu der Schalter Q1 geschlossen
ist (Ein) ist die Diode D1 parallel zu dem Kondensator C2 und
die Diode D2 parallel zum Kondensator C1. Beide
Dioden D1 und D2 sind umgekehrt polarisiert und
die zwei Kondensatoren C1 und C2 liegen zueinander
in Reihe und speisen die Last mit dem Strom IC = I.
Die Spannung an der Last beträgt
ungefähr
Vo. Diese Situation ist in der 7D gezeigt.
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Klar ist, dass immer dann wenn Q1 geschlossen
ist, die Spannung an der Last zu einem Wert nahe von Vo tendiert,
und zwar unabhängig
von dem vorher genommenen Wert.
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Daher können durch geeignetes Steuern
der Zeitpunkte des Leitendseins des Schalters Q1 die Kondensatoren C1 und C2 miteinander
in Reihe geschaltet werden, um die Dreiphasenbrücke mit der Spannung Vo zu
speisen und darausfolgend die Last zu speisen, obwohl die zwei Kondensatoren C1, C2 auf
einer Spannung sind, die nicht größer als Vo/2 ist.
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Bezugnehmend auf die schematische
Darstellung von 3 kann
die Spannung an der Dreiphasenbrücke
während
des Betriebes mit konstantem Strom auf einem niedrigen Pegel, typischerweise Vo/2
bleiben und wird während
der Anstiegsflanken des Stromes auf den Wert Vo gebracht. Daher
wird der Schalter Q1 durch die Einheit 9 so gesteuert, dass
er geschlossen ist, wenn die Anstiegsflanken des Stromes in einer
der drei Phasen des Motors erscheinen, vorausgesetzt dass die Versorgungsspannung
an der Gleichrich terbrücke 3 nicht
schon ausreichend hoch ist. In diesem Fall kann der Schließimpuls
des Schalters Q1 unterdrückt werden.
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8 zeigt
die Änderung
der Spannung (Vx ) am Inverter mit
der Zeit, anders ausgedrückt
an der Dreiphasenbrücke 7,
zusammen mit der Änderung des
Stroms (ID ), der aus dem Netz gezogen
wird und dem Strom IC an den Kondensatoren C1, C2.
Das Diagramm zeigt zwei Spitzen der Absorption von Strom (ID ) von dem Netz, die mit dem Zustand
des Ladens der zwei Kondensatoren C1, C2 übereinstimmen, welche
zu diesem Zeitpunkt in Reihe geschaltet sind. Zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Stufen des Ladens der Kondensatoren C1, C2 können drei
Spannungsspitzen identifiziert werden, die jeweils für eine Zeit
von Ton andauern. Diese Spannungsspitzen
werden durch das Schließen
des Schalters Q1 für
das Zeitintervall Ton erhalten. Wie in dem
Diagramm gemäß 8 gezeigt, ist die Spannung Vx , die somit an die Last angelegt wird,
ungefähr
gleich Vo, obwohl die Tendenz besteht, dass sie wegen des progressiven
Ladens der Kondensatoren langsam sinkt. Die Anstiegsflanken des
Stromes in einer der Phasen u, v und w des Motors liegen in den
Intervallen Ton. Wenn eine Anstiegsflanke
des Stroms temporär
in einem Stadium liegt, in welchem die Schaltung in der in der 7A gezeigten Konfiguration
ist, wird der Schließbefehl
für den
Schalter Q1 unterdrückt,
da die Kondensatoren C1, C2. schon in Reihe sind
und eine Spannung ausreichend nahe von Vo speisen. In dem Diagramm
gemäß 8 bezeichnen die Bezugsziffern 7A bis 7D die
Bereiche des Diagamms entsprechend der Betriebsbedingungen, die
in den 7A bis 7D jeweils dargestellt sind,
um den Vergleich zwischen der Änderung
der Kurven der 8 mit
dem Zustand der Schaltungskomponenten als Funktion der Zeit zu erleichtern.
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Das Diagramm gemäß 8 verwendet einen Zeitmaßstab, der
bezogen auf denjenigen des Diagramms gemäß 8 ausgedehnt ist, um das Diagramm leichter
lesen zu können. 9 gibt das Diagramm von 8, ohne den an seiner Horizontalachse
verwendeten Zeitmaßstab,
der in der 4 verwendet
worden ist, wieder. Dadurch wird es möglich, durch direkten Vergleich
der zwei Diagramme die Wirkung zu bestimmen, die durch die Teilung
der Glättungskapazität zwischen
den zwei Kondensatoren C1, C2 und durch die Steuerung
des Schalters Q1 erzielt wird; der Spitzenstrom, der aus
dem Netz gezogen wird, ist sehr klein, mit darausfolgenden Vorteilen
bezüglich
des Energiefaktors.
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Die vorstehende Analyse des Verhaltens
der Schaltung gemäß 5 stimmt für einen
Zustand, in welchem die Motorrotationsgeschwindigkeiten nicht sehr
hoch sind. In diesen Zustand sind hohe Spannungen nur dann erforderlich,
wenn die aktive Phase des Motors geändert werden muß (sechsmal
in einer elektrischen Periode). Darausfolgend wird der Schalter Q1 nur
in diesen Fällen
leitend gemacht und wird in diesem Zustand nur für die Zeit verbleiben, die
für das
Einstellen des Wertes des Phasenstroms notwendig ist. Es ist ebenfalls
vorstehend bereits angegeben worden, dass das Intervall des Leitendseins des
Schalters Q1 eliminiert werden kann, wenn die Eingangsspannung
ausreichend hoch ist. Um den Energiefaktor weiter zu verbessern,
kann der Motor mit der Netzspannung synchronisiert sein, wenn er mit
konstanter Geschwindigkeit dreht.
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Bei einigen Anwendungen ist es nützlich, wenn
man für
kurze Perioden eine sehr hohe Geschwindigkeit erzielen kann. Um
dies durchzuführen, ist
es notwendig, den Schalter Q1 kontinuierlich leitend zu
halten, d. h. anders ausgedrückt,
die Kondensatoren C1 und C2 immer in Reihe geschaltet
zu halten. Auf diese Art und Weise werden die Vorteile bezüglich des
Energiefaktors verloren, aber nicht jene, die auf die Einsparungen
infolge der Komponentenkosten bezogen sind.
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10 zeigt
eine unterschiedliche Ausführungsform
der Schaltung, bei der eine Gleichrichterbrücke 3 vom Dreiphasentyp
vorgesehen ist. In diesem Fall kann der Glättungsabschnitt 6 wiederum zwei
Kondensatoren C1 und C2 aufweisen, die mittels
zweier entsprechender Elektroden an einen gesteuerten Schalter,
der wiederum mit Q1 bezeichnet ist, angeschlossen sind.
Die anderen Elektroden sind an den positiven Pol und den negativen
Pol der Gleichrichterbrücke 3 angeschlossen.
In diesem Fall ist es infolge der Signalform der Ausgangsspannung der
Dreiphasen-Gleichrichterbrücke
nicht notwen dig, die Kondensatoren abwechselnd in Reihe und parallel
zu schalten. Sie werden in Reihe geschaltet sein, wenn eine hohe
Rotationsgeschwindigkeit des Motors erforderlich ist, indem der
gesteuerte Schalter Q1 leitend wird. Wenn die Betriebsfrequenz
niedriger ist, können
die zwei Kondensatoren in einen schwebenden Zustand gebracht werden,
d. h. anders ausgedrückt,
wenn der gesteuerte Schalter Q1 in dem "Aus"-Zustand
ist.
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10 zeigt
auch eine Bremsschaltung einer bekannten Bauart, die auf allgemeine
Art durch 21 bezeichnet ist, und die in Reihe mit einem
zweiten, mit einem gesteuerten Schalter Q2 einen Verbrauchswiderstand
hat. Dieser Schalter ist geschlossen, um in dem Widerstand den Strom
zu verbrauchen, der durch den Motor in der Bremsphase erzeugt wird.
In der Bremsphase wird auch der gesteuerte Schalter Q1 des
Glättungsabschnittes 6 leitend sein.
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Die Bremsschaltung kann ebenfalls
in der Konfiguration der vorhergehenden Figuren vorgesehen sein.
