CH667167A5 - Mehrphasige elektrische maschine mit variabler drehzahl. - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine mehrphasige elektrische Maschine gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1, insbesondere Motoren und Generatoren.

Eine Einschränkung der bisher bekannten Induktionsmotoren ist gegeben, weil die Drehgeschwindigkeit durch die Frequenz der Wechselstromquelle bestimmt wird und die Frequenz gegeben ist; es ist nicht leicht, die Motorgeschwindigkeit zu ändern durch solch eine Frequenzvariation. Es gibt komplizierte und teure Stromkreise zum Ändern der Frequenz der Wechselspannungsversorgung für den Stator eines Induktionsmotors, diese Stromkreise sind zwischen der Stromquelle und der Motorwicklung angeordnet. Möglicherweise benötigen solche Motoren, dass die Stromversorgung für den Stator einen relativ guten sinusförmigen Strom liefert, um einen wirksamen Betrieb zu erreichen. Stromkreise, die dieses Ziel insbesondere für Maschinen hoher Leistung erreichen, sind kompliziert und teuer. Eine wirkungsvollere Verwendung der elektrischen Kraft wird mit einem Motor erreicht, dessen Drehzahl sich entsprechend der Belastung ändert, im Vergleich mit einem Motor, der bei einer relativ starren Geschwindigkeit arbeitet oder dessen Geschwindigkeit in Abhängigkeit der Belastung auf andere Weise konstant gehalten wird. Ein weiterer Nachteil der Induktionsmotoren ist, dass sie, wenn sie relativ stark belastet sind, Übertriebengrosse Ströme benötigen, wenn der Motor langsamer läuft, welche Ströme bewirken können, dass der Motor ausbrennt, falls der Motor nicht mit einer Hilfsausrüstung geschützt ist. Solche Motoren müssen ein hohes Anlauf-Nenndrehmoment aufweisen, um den Motor bei Überlast vor Schaden zu bewahren, was heisst, dass die Flussdichte während dem normalen Betrieb auf nicht optimalen Werten gehalten werden muss. Diese relativ geringe Flussdichte während dem normalen Betrieb ist ebenfalls notwendig bei Schwankungen der Eingangsspannung. Weil die Flussdichte relativ niedrid gehalten werden muss, ist es notwendig, dass die Grösse des Motors wesentlich grösser sein muss, als dies theoretisch bei einem idealen Motor notwendig wäre, um die gewünschte Ausgangsleistung zu erhalten.

Ein weiteres, bei konventionellen Induktionsmotoren zu beachtendes Problem ist der hohe Anlaufstrom, den sie zu ihrem Betrieb benötigen. Dies bewirkt wiederum, dass die Flussdichte bei niedriger Belastung höher ist als dies eigentlich für den effizienten Betrieb bei solchen Lasten notwendig wäre.

Ein bekanntes weiteres Problem ist, beim Entwerfen eines Motors, der bei der Nennbelastung wirkungsvoll arbeitet, einen hohen Leistungsfaktor zu erreichen und gleichzeitig ein hohes Anlaufdrehmoment und ein hohes abgebremstes Drehmoment zu erzielen, wenn dies für besondere Anwendungen notwendig ist.

Es ist Aufgabe der Erfindung die oben genannten Nachteile von elektrischen Maschinen zumindest zu reduzieren.

Die erfindungsgemässe Maschine ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gekennzeichnet.

Die erfindungsgemässe elektrische Maschine stellt eine Anordnung dar, in welcher die magnetische Flussdichte in dem Stator für die notwendigen Lastbedingungen auf einem optischen Wert gehalten werden. Zusätzlich gestattet die Anordnung, den Strom in dem Rotor ebenfalls auf einem optimalen Wert für die erforderlichen Lastzustände zu halten, verglichen mit jenen Werten, die in konvektionellen elektrischen Induktionsmotoren auftreten, um das Drehmoment und die Leistung eines Motors mit einer gegebenen Menge an magnetischem Material zu optimieren.

In einem mehrphasigen Motor ist die mehrphasige Hauptstatorwicklung um einen magnetischen Kern gewickelt, wobei die Wicklung eine Mehrzahl von Wicklungen Umfasst und jede Wicklung eine einzelne Phase darstellt. Kondensatoren sind mit den Eingangsklemmen zusammen mit den zugehörigen Hauptwicklungen und den in Serie geschalteten Kapazitäten verbunden.

Das Schaltmittel ist in Reihe mit der Hauptwicklung und der Kondensatorreihenschaltung jeder Phase verbunden und arbeitet in Abhängigkeit einer externen Auslösequelle, die einzelne Impulse mit einer vorbestimmten Frequenz erzeugt, um so abwechselnde Stromflüsse in entgegengesetzten Richtungen zu erzeugen; der Kondensator und die Hauptwicklung schalten nacheinander den Stromfluss aus, wodurch eine Wechselstromspeisung geschaffen wird. In einem Dreiphasenmotor kann die externe Signalquelle jede Phase bei einem Intervall von 120° Phasendifferenz auslösen, wodurch eine Wechselstrommaschine mit einer entsprechenden Dreiphasenversorgung geschaffen wird. Die Drehgeschwindigkeit des Motors wird durch Ändern der Frequenz der Pulse von der externen Auslösequelle geändert.

Die Speisequelle für die externe Auslösequelle kann eine Gleichspannung oder eine entsprechend gleichgerichtete konventionelle Dreiphasenwechselspannung oder eine gleichgerichtete Einphasenwechselspannung sein.

Es kann auch eine Steuerwicklung mit einer Wicklung für jede Phase vorgesehen sein, wobei jede Phasensteuerwicklung und die Hauptwicklungen entgegengesetzt gewickelt sind, so dass bei niedriger Belastung die Gesamtflussdichte der Haupt-und Steuerwicklungen, die im wesentlichen radial benachbart zueinander angeordnet sind, niedrig ist und mit zunehmender Belastung die Gesamtflussdichte ansteigt, in dem Masse wie die Flusserzeugung der Wicklungen einander addieren.

Die zum Umfassen des magnetischen Materials um den genannten Kern gewickelte mehrphasige Steuerwicklung ist mit den Eingangsanschlüssen verbunden und auf dem Stator geometrisch so angeordnet, dass die vektorielle Beziehung zwischen den Strömen in den im wesentlichen radial benachbart zu den Hauptwicklungen angeordneten Steuerwicklungen bewirkt, dass die vektorielle Summe dieser Ströme abnimmt, in dem Masse wie die Last gegen die Vollbelastung zunimmt.

Die Kondensatoren besitzen vorzugsweise einen solchen Wert, dass die Spannung über den Kondensatoren zusammen mit der Eingangsspannung periodisch bewirkt, dass die Voltsekunden-Kapazität des Statorkernes überschritten wird mit dem Resultat, dass der Kern periodisch in nichtlinearer Weise von einem Zustand hoher Flussdichte in einen Zustand-niedriger Flussdichte wechselt und umgekehrt. Die durchschnittliche Flussdichte in dem Statorkern wird dadurch recht hoch gehalten, ohne dass Gefahr von hohen Eingangsspannungen besteht, die sich in extrem hohen Eingangsspannungen auswirken und extrem hohe Eingangsströme ergeben. Die Kondensatoren begrenzen die Energiemenge, welche Menge auf den Rotor übertragen werden kann, auch wenn der Rotor eine sehr niedrige Impedanz aufweist, wodurch ebenfalls der Rotorstrom optimiert werden kann. Die Rotorimpedanz kann kleiner gemacht werden, als dies in bekannten Motoren der Fall ist und der bei Stillstand induzierte Strom kann optimaler sein als dies bisher üblich ist; bei Normaldrehzahl und bei Nennlast des Motors weist dieser Strom sogar einen passenden Wert auf. Deshalb kann der erfindungsgemässe Motor für eine grössere Anzahl von Anwendungen oder für irgendwelche gegebene Anwendungen besser optimiert werden als konventionelle Motoren.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden in Reihe mit der Hauptstatorwicklung geschaltete Kondensatoren verwendet, wobei der magnetische Weg des Motors gleich der Sättigung betrieben wird durch den Begrenzungseffekt der gesamten Energieübertragung auf die Kondensatoren. Das Endresul5

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tat ist ein Motor, welcher mit optimaler Flussdichte unter den meisten Bedingungen der Leitungsspannung betrieben werden kann, ohne dass extrem hohe Eingangsströme für hohe Eingangsspannungen auftreten. Mit anderen Worten wird der Eingangsstrom und die Flussdichte in der Maschine nicht eine extrem nichtlineare Funktion der Leitungsspannung sein, wie dies bei konventionellen Wechselstrominduktions- und anderen Motoren der Fall ist. Die vorliegende Erfindung zieht Nutzen aus der Tatsache, dass die Induktanz der Motorwicklung nur so viel Energie aufnimmt, bevor das magnetische Material des Motorstators die Kondensatoren sättigt und entlädt. Wenn das magnetische Material des Motors gesättigt wird, so entladen sich die Kondensatoren durch die Motorwicklung und die Leitungsspannungquelle und die Kondensatoren werden mit entgegengesetzter Polarität aufgeladen. Der Strom durch die Wicklung wechselt die Richtung und die Kondensatoren sind dann die Energiequelle und halten den Stromfluss durch die Wicklungen aufrecht. Dieser Zustand dauert bis die Spannung der Eingangsleitung ihre Polarität wechselt. Die Voltsekunden der Eingangsspannung von der Leitung werden zu den Voltsekunden, die durch die Kondensatoren an die Hauptwicklungen angelegt wurden, addiert. Dies geschieht so lange, bis die an die Hauptwicklung angelegten Gesamtvoltsekunden die Voltsekunden-Ka-pazität der Wicklungen und des magnetischen Materials des Stators des Motors überschreiten und das magnetische Material des Motors erneut gesättigt ist. Dann entladen sich die Kondensatoren durch die Motor Wicklungen, weil diese gesättigt sind und die Leitungsspannungsquelle die Kondensatoren mit entgegengesetzter Polarität erneut aufladen. Dann wechselt der Strom durch die Hauptwicklungen einmal mehr seine Richtung und die Kondensatoren stellen erneut die Quelle für den Strom durch die Hauptwicklungen dar. Dies geschieht bis die Leitungsspannung erneut ihre Polarität wechselt. Solange die Lei-tungsspannungsamplitude weiter ansteigt, sind die Voltsekunden der Leitungsspannung plus jene der Kondensatoren erneut in Phase und addieren sich, bis die Voltsekunden-Kapazität der Hauptwicklungen und des zugeordneten magnetischen Materials überschritten wird. Das magnetische Material der Wicklung sättigt sich erneut und die Induktanz der Hauptwicklung nimmt beträchtlich ab, wobei erneut die Entladung der Kondensatoren durch die Wicklung bewirkt wird. Dieser Vorgang wiederholt sich während jeder Haltperiode und bewirkt einen Motorlauf bei maximaler Flussdichte und einer maximalen Kraft, einem maximalen Drehmoment und einer maximalen Leistung.

Die vorliegende Erfindung gestattet eine optimale Flussdichte und, weil die Spannung über jedem Kondensator gewöhnlich höher ist als die Leitungsspannung (was nicht unbedingt der Fall sein muss), ist die Flussdichte in dem Statorkern über einen recht grossen Amplitudenbereich unabhängig von der Leitungsspannung. Weiter verhindert jeder Kondensator das Fliessen von übermässigem Strom durch die Motor Wicklung, wenn das magnetische Material gesättigt ist, weil nur die im Kondensator gespeicherte Energie, d.h. 1/2 CV2, durch die zugehörige Wicklung übertragen werden kann. Diese begrenzte Energieübertragung, die durch den Kapazitätswert (FARAD) und die Spannung über dem Kondensator (d.h., 1/2 CV2) bestimmt ist, verhindert einen übermässigen Strom von der Leitung durch die Hauptwicklung. Das Resultat ist ein Wechselstrommotor, der über einen weiten Eingangsspannungsbereich und mit einem hohen Wirkungsgrad arbeitet und ausserordentliche Betriebscharakteristiken besitzt. Weil die Kondensatoren die durch die Hauptwicklung übertragene Energiemenge während jeder Haltperiode begrenzt, ist die Gefahr der Überhitzung des Motors sehr stark reduziert und in einigen Ausführungen ist eine Überhitzung des Motors normalerweise nicht möglich. Im Falle einer Überlastung des Motors ist der Stillstand des Motors alles was passiert, und die Eingangsleistung des Motors wird ernorm reduziert. Dies ist so, weil die Spannung über den in Reihe geschalteten Kondensatoren viel kleiner ist als im Normalbetrieb, da der Motor mit gesteuerter Phase betrieben wird, und die Energie 1/2 CV2 ist beträchtlich reduziert.

In einem Dreiphasenmotor können die auf dem Statorkern angeordneten Steuerwicklungen parallel mit jeder der drei Hauptwicklungen und Kondensatoren parallel geschaltet sein und können ein beträchtlich grösseres Anzugsmoment für den Motor ergeben. Die Steuerwicklungen besitzen eine grössere Impedanz als die Hauptwicklungen und deshalb ist der durch die Steuerwicklungen fliessende Strom relativ klein, verglichen mit dem durch die Hauptwicklungen eines Induktionsmotors fliessenden Strom.

Weiter dient die Steuerwicklung zum Begrenzen des Eingangsstromes, da, wenn die Eingangsspannung oder die Motordrehzahl ansteigt, diese Wicklungen als Generatorwicklungen dienen, da die Gegen-EMK die Eingangsspannung überschreitet und einen Strom erzeugt, welche gegenläufig wirkt und der Hauptwicklung etwas Strom entzieht. Dies ist natürlich dadurch möglich, weil die Hauptwicklungen die primäre Leistungsquelle für den Motor ist. Die radial benachbarten Wicklungen sind jene die magnetisch gekoppelt sind. Der Strom in der benachbarten Steuerwicklung eines Dreiphasenmotors eilt dem Strom in der Hauptwicklung ohne Belastung vor und ist im wesentlichen in Phase, und mit zunehmender Belastung wird der Phasenunterschied grösser und die Voreilung nimmt zu, bis zu einem Maximum von 180°.

Da die Abwicklung und die entsprechend angeordnete Steuerwicklung in der entgegengesetzten Richtung gewickelt sind, ist die resultierende Gesamtflussdichte niedrig und mit zunehmender Last steigt die Flussdichte an und zwar in Abhängigkeit des Wechsels der vektoriellen Richtung des Stromes in der zugeordneten Steuer wicklung.

Jede Haupt- und Steuerwicklung besitzt wenigstens zwei magnetische Pole, wobei die Mitten der Pole der Hauptwicklungen und die Mitten der Pole der Steuerwicklungen einander magnetisch überlappen können.

Bei einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Mitten der Pole der Steuerwicklungen geometrisch im wesentlichen zwischen den Polen der Hauptwicklungen angeordnet, wodurch das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment des Motors vergrössert wird. In einem solchen Fall bleibt die elektrische vektorielle Darstellung der Ströme in den benachbarten Haupt- und Steuerwicklungen im wesentlichen unverändert. Der geometrische und magnetische Wechsel ergibt eine grosse Symmetrie. In einigen Fällen wird durch die mechanische Ausbildung des Spaltes die ideale geometrische und magnetische Anordnung nur teilweise erreicht. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerwicklung in radialer Richtung ausserhalb der Hauptwicklung angeordnet, so dass der Zwischenraum zwischen der Hauptwicklung und dem Rotor die Streureaktanz der Hauptwicklung minimalisiert.

Die Erfindung ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Zeichnung beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Dreiphasenmotors, gemäss der Erfindung.

Fig. 2 ist die graphische Darstellung von Schaltsignalen des Auslösestromkreises für die drei Phasen eines Dreiphasenmotors.

Fig. 3 ist eine geometrische Darstellung eines Dreiphasen-motors mit vier Polen.

Fig. 4 ist eine lineare Darstellung der Spulen der Wicklungen eines Dreiphasenmotors gemäss der Fig. 3 und

Fig. 5 ist ein Vektordiagramm der Ströme und der Spannungen in den geometrisch zugeordneten Wicklungen der Hauptwicklung und der geometrisch zugeordneten Hilfswicklung.

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Die Fig. 1 zeigt in schematischer Form einen Dreiphasenmotor in Sternschaltung mit den Merkmalen der Erfindung. Es sind gezeigt, die drei Wicklungen 10, 12 und 14 der Hauptstatorwicklung eines Wechselstrominduktionsmotors mit einem Kurzschlussanker, welcher Motor einen Stator aus magnetischem Material und einen Kurzschlussanker aufweist. Weder der Stator noch der Rotor sind gezeigt, aber üblicherweise besitzt der Motor vier Pole und dementsprechend mehr oder weniger Polstücke können verwendet werden, wenn dies gewünscht wird. Die Hauptstatorwicklungen 10, 12 und 14 sind mit vier Polen versehen, wie dies mit Bezug auf die Fig. 3 und 4 nachstehend beschrieben ist und es ist in jeder Phase A, B und C ein Reihenkondensator 16 vorgesehen. Der Kondensator 16 muss nicht einen besonderen Wert aufweisen, aber seine Kapazität muss genügend gross sein, um einen kapazitiven Leistungsfaktor des aus dem Kondensator und den Wicklungen 10, 12 und 14 bestehenden Reihenstromkreises aufrecht zu erhalten, während der Motor normal betrieben wird. Steuerwicklungen 18, 20 und 22 sind parallel zu den Wicklungen 10, 12 und 14 und dem Kondensator 16 geschaltet. Die Wicklungen 18, 20 und 22 besitzen vorzugsweise eine höhere Induktanz und Impedanz als die Wicklungen 10,12 und 14. Sie können beispielsweise mehr Windungen aus einem feineren Draht aufweisen.

Mit jeder Reihenschaltung der Hauptwicklung und dem Kondensator ist ein Paar von steuerbaren Siliciumgleichrichtern 24 und 26 für die Phase A; 28 und 30 für die Phase B und 50 und 52 für die Phase C verbunden. Jeder steuerbare Siliciumgleichrichter ist durch je eine Diode 54 bzw. 56 in der Phase A; 58 bzw. 60 in der Phase B sowie 62 bzw. 64 in der Phase C überbrückt. Der steuerbare Siliciumgleichrichter 72 ist parallel mit dem Reihenstromkreis der Wicklung 10 und dem Kondensator 16 geschaltet und der steuerbare Siliciumgleichrichter 24 ist in Reihe mit dem Reihenstromkreis geschaltet. Ähnlich ist in der Phase B der steuerbare Siliciumgleichrichter 30 parallel mit dem Reihenstromkreis der Hauptwicklung 14 und dem Kondensator 16 und der steuerbare Gleichrichter 28 in Reihe mit diesem Reihenstromkreis geschaltet. Ähnlich ist in der Phase C der steuerbare Siliciumgleichrichter 52 parallel mit dem Reihenstromkreis der Hauptwicklung und dem Kondensator 16 und der steuerbare Siliciumgleichrichter 50 in Reihe mit diesem Reihenstromkreis geschaltet.

In Reihe mit jedem der Siliciumgleichrichter ist eine Induktivität 202 für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 24; eine Induktivität 204 für den steuerbaren Gleichrichter 26; eine Induktivität 206 für den steuerbaren Gleichrichter 30; eine Induktivität 208 für den steuerbaren Gleichrichter 28; eine Induktivität 210 für den steuerbaren Gleichrichter 50 und eine Induktivität 212 für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 52 geschaltet, wobei die Induktivitäten das Ausschalten der steuerbaren Siliciumgleichrichter unterstützen, welches Abschalten nachstehend näher beschrieben ist.

Es ist auch eine externe Signalquelle vorgesehen, die für die Phase A durch einen Auslösestromkreis 66 gebildet und mit einem Logikstromkreis 68 verbunden ist. Der Auslösestromkreis 66 ist über Anschlussklemmen 74 und 76 mit dem Reihenstromkreis der Hauptwicklung 10 und dem Kondensator 16 verbunden. Der Logikstromkreis 68 steuert den Betrieb des Auslösestromkreises 66 und ähnliche Logikstromkreise und Auslösestromkreise sind für die Phase B und C vorgesehen. In einigen Fällen kann ein einziger Logikstromkreis für alle drei Auslösestromkreise 68 vorgesehen sein. Der Logikstromkreis 68 ist an eine Gleichstromquelle angeschlossen, die durch eine Reihenschaltung von einer Z-Diode 75 und einem Widerstand 77 gebildet ist, der Logikstromkreis ist dazwischengeschaltet und die Z-Diode 75 stabilisiert die Gleichspannung für den Logikstromkreis 68 auf einen konstanten Wert.

Die Spannung auf den Leitern 79 und 81 ist eine Gleichspannung, welche den Reihenschaltungen aus den Statorwicklungen und den Kondensatoren, der beschriebenen Steuerwicklung und den Schaltmitteln zugeführt wird. Die Gleichstromquelle selbst wird durch Vollweggleichrichter, d.h. Dioden 84 und 86 für die Phase A; 88 und 90 für die Phase B sowie 92 und 94 für die Phase C gebildet, denen über Leiter 78, 80 und 82 die Phasen A, B und C zugeführt werden. Die Ausgangsspannung des Vollweggleichrichters ist eine pulsierende Gleichspannung. Ein Kondensator 96 wirkt als Glättungskondensator und verbessert die Ausgangsgleichspannung. Ein Widerstand 98 ist ein Vorbelastungswiderstand, welcher, wenn der Motor ausgeschaltet ist, garantiert, dass der Kondensator 96 entladen wird.

Die Fig. 2 zeigt die zeitliche Folge der vom Logikstromkreis 68 für die Phase A und ähnliche Stromkreise für die Phasen B und C erzeugten Signale, welche die Auslösestromkreise der betreffenden Phasen steuern, um aufeinanderfolgende Impulse zu erzeugen, die einer regulären Dreiphasenversorgung entsprechen, wobei die Impulse je um 120° verschoben sind. Abwechselnde Impulse von der Auslösequelle für jede Phase werden abwechslungsweise jedem steuerbaren Siliciumgleichrichter jeder Phase zugeführt. Es gelangen beispielsweise in der Phase A die Impulse abwechslungsweise zu den steuerbaren Siliciumgleichrichtern 24 und 26. Die Reihenfolge ist wie dargestellt für die Phase A: der erste Impuls für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 24 und der zweite Impuls für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 72, wobei diese Impulse um je 180° verschoben sind. Für die Phase B mit einer Phasenverschiebung von 120° ist der erste Impuls für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 28 und mit einer Phasenverschiebung von 300° ein Impuls für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 30 bestimmt. Für die Phase C ist ein erster Impuls mit einer Phasenverschiebung von 60° für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 52 und ein Impuls mit einer Phasenverschiebung von 240° für den steuerbaren Siliciumgleichrichter 50 bestimmt.

Der Auslösestromkreis 66 umfasst zwei (nicht dargestellte) Kipposzillatoren, welche so wirken, dass, wenn einer der Oszillatoren eingeschaltet ist, er den einen steuerbaren Siliciumgleichrichter 70 einschaltet. Gleichzeitig ist der zweite steuerbare Siliciumgleichrichter 72 gesperrt, wie nachstehend näher beschrieben. Die Dioden 54 und 56 wirken mit den steuerbaren Siliciumgleichrichtern 70 und 72 zusammen, so dass, wenn die steuerbaren Siliciumgleichrichter ausschalten, der Strom einen Rückwärtsweg vorfindet. Die Wellenform der Wechselspannung an den steuerbaren Siliciumgleichrichtern 24 und 26 wird ein positiver Impuls bzw. ein negativer Impuls sein, so dass die Wechselspannung über dem Reihenstromkreis der Hauptwicklung 10 und dem Kondensator eine Rechteckwelle ist.

Das Steuern der steuerbaren Siliciumgleichrichter kann durch den Auslösestromkreis 66 oder durch die Reihenschaltung aus der Hauptwicklung 10 und dem Kondensator 16 erfolgen. Im letzteren Falle arbeitet der Stromkreis wie folgt: der steuerbare Siliciumgleichrichter 70 ist durch den Auslösestromkreis 66 in den leitenden Zustand verbracht worden, was einen Stromfluss in der einen Richtung zur Folge hat. In diesem Zustand erreicht die Wicklung 10 ihre Sättigung. Sowie der Kondensator sich mit der positiven Polarität auf der linken Platte aufzuladen beginnt, nimmt der Strom durch die Wicklung 10 ab, bis das zugeordnete magnetische Material nicht mehr gesättigt ist. Zu dieser Zeit ist der Kondensator 16 genügend aufgeladen, um die Richtung des Stromes durch die Wicklung 10 zu ändern, weil die Spannung des Kondensators grösser ist als die von der Gleichstromquelle abgegebene Spannung. Der Strom ändert seine Richtung und dieser umgekehrte Strom fliesst durch die Diode 54 und bewirkt, dass der steuerbare Siliciumgleichrichter 70 abschaltet. Dies dauert an bis der Auslösestromkreis 66 bewirkt, dass der steuerbare Siliciumgleichrichter 72 eingeschaltet wird. Daraus resultiert das Abschalten der Gleichspannung, die zur Spannung über dem Kondensator 16

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entgegengesetzt war, woraus sich ein präzises Addieren einer Spannung, die gleich der Spannung der Stromquelle ist, zur Spannung über der Wicklung 10. Die Gesamtheit der Voltsekunden, die an die Wicklung 10 angelegt sind, überschreiten bald die Voltsekunden-Kapazität der Wicklung 10 und des ihr zugeordneten magnetischen Materials, so dass das letztere gesättigt wird, was eine Reduktion der Induktanz der Wicklung 10 ergibt. Alsdann entlädt sich der Kondensator 16 durch die Wicklung 10. Jetzt beginnt der Kondensator 16 sich mit der entgegengesetzten Polarität aufzuladen, d.h. die rechte Platte wird positiv. Wenn sich der Kondensator 16 mit dieser neuen und entgegengesetzten Polarität auflädt, so nimmt der Strom durch die Wicklung 10 ab, mit dem Resultat, dass sie nicht mehr gesättigt ist und eine höhere Impedanz aufweist. Der Strom durch die Wicklung 10 fliesst dann in umgekehrter Richtung, weil die rechte Platte des Kondensators 10 positiv gegenüber der linken Platte ist. Dieser Strom fliesst durch die Diode 56 und bewirkt, dass der steuerbare Gleichrichter 72 ausgeschaltet wird.

Dieser Zustand wird beibehalten, bis der Auslösestromkreis 66 erneut den steuerbaren Siliciumgleichrichter 70 einschaltet. Die Spannung der Gleichstromquelle wird dann zur Spannung über dem Kondensator 16 addiert mit dem Resultat, dass die Voltsekunden-Kapazität der Wicklung 10 und des ihr zugeordneten magnetischen Materials überschritten wird und erneut den gesättigten Zustand erreicht und der Strom fliesst wie oben beschrieben. Der Zyklus wiederholt sich dann von selbst. Das Resultat ist ein selbstkommutierender Wechselstrominduktions-motorumsetzer, der durch eine Gleichstromquelle angetrieben ist. Der hier verwendete Ausdruck Wechselspannung umfasst sowohl eine normale Netzwechselspannung als auch eine Spannung, deren Polarität periodisch durch einen Umsetzer umgeschaltet wird.

Die Drehgeschwindigkeit des Motors wird durch den Auslösestromkreis 66 und andere Auslösestromkreise für die Phasen B und C geändert. Innerhalb jedes Auslösestromkreises sind zwei Transistoren und ein Potentiometer für jeden der Auslösestromkreise vorgesehen. Eine Änderung des Widerstandes des Potentiometers ändert die Vorspannung des Transistorstromkreises und dies bewirkt eine Änderung der Frequenz der Schwingungen der Transistoren. Dies ändert die Frequenz der Impulse, die den beiden steuerbaren Siliciumgleichrichtern 70 und 72 bzw. dem steuerbaren Siliciumgleichrichter der beiden Phasen B und C zugeführt werden. Eine einfache Steuerung für alle Potentiometer ist vorgesehen, so dass die Frequenz bei allen Auslösestromkreisen gleichzeitig geändert werden kann. Die Änderung der Frequenz der Wechselspannung, die dem Stator zugeführt wird, ermöglicht eine Änderung der Motordrehzahl. Deshalb gestattet die variable Frequenz des Auslösesignals,

wenn notwendig, die Drehazhl des Motors zu ändern.

Die Arbeitsweise des dargestellten Motors ist nachfolgend näher beschrieben. Kurz gesagt gilt für die Phase A folgendes: wenn eine rechteckwellige Wechselspannung über die steuerbaren Siliciumgleichrichter 70 und 72 an die Wicklung 10 angelegt werden, so beginnt der Kondensator 16 sich aufzuladen und ein Strom fliesst durch die Wicklung 10 und ebenso durch die Wicklung 18. Mit zunehmender Motordrehzahl und Gegen-EMK nimmt die effektive Induktanz der Wicklung 10 einen solchen Wert an, dass diese Wicklung 10 zusammen mit dem Kondensator 16 in den Betriebszustand übergeht. Mit anderen Worten wird die effektive Voltsenkunden-Kapazität der Wicklung 10 und des zugeordneten magnetischen Materials genügend gross, um den Betrieb der Vorrichtung in der vorangehend beschriebenen Weise zu gestatten, d.h. der Kondensator 16 wird periodisch aufgeladen, entladen und wieder aufgeladen in der entgegengesetzten Richtung, was bewirkt, dass das der Wicklung 10 zugeordnete magnetische Material von einem nicht gesättigten in einen gesättigten Zustand wechselt, wobei eine recht grosse durchschnittliche Flussdichte aufrechterhalten wird. Die gleiche Wirkung tritt in jeder der anderen beiden Phasen B und C auf.

Die Fig. 3 zeigt die relative geometrische Anordnung von zwölf Gruppen von Spulen, welche die drei Phasen des Motors bilden. Jede Phase besitzt vier beabstandete Spulengruppen, die einen vierpoligen Motor bilden. Die Spulengruppen und Pole der Hauptwicklung sind bildlich in der Uhrzeigerrichtung dargestellt durch Ziffern 1, 8a und 3 (die Phasen A, B und C des ersten magnetischen Pols darstellend); 4, 2 und 6 (die Phasen A, B und C des zweiten magnetischen Pols darstellend); 7, 5 und 9 (die Phasen A, B und C des dritten magnetischen Pols darstellend) und 7a, 8 und 9a (die Phasen A, B und C des vierten magnetischen Pols darstellend). Radial ausserhalb der Hauptwicklungen angeordnet sind die Steuerwicklungen, die magnetische Pole bilden, welche den Polen der Hauptwicklung im wesentlichen um 90° voreilen. Die Reihenfolgen der Pole sind so, dass die durch die Hauptwicklungen und die Steuerwicklungen erzeugten Felder in der gleichen Richtung drehen. Die magnetische Voreilung um 90° entspricht einer geometrischen Versetzung von etwa 45° und der magnetische Vorei-lungseffekt ist dargestellt durch das Betrachten der Wicklungen im Gegenuhrzeigersinn, wie dies durch den Pfeil 50 angegeben ist. Die Spulengruppen und Pole der Steuerwicklungen sind geometrisch in der Uhrzeigerrichtung bezeichnet durch Nummern 8A', 3' und 4' (die Phasen A, B und C eines ersten magnetischen Pols darstellend); 2', 6' und 7' (einen zweiten magnetischen Pol darstellend); 5', 9' und 7A' (einen dritten magnetischen Pol darstellend und 8', 9A' und 1' (den vierten magnetischen Pol darstellend).

Die Ziffern der Haupt- und Steuerwicklungen beziehen sich auf Anschlussleiter von den Spulengruppen, die einen Teil jeder Wicklung bilden, wobei vier Spulengruppen für jede Wicklung jeder Phase vorhanden sind.

Es sind nur die Verbindungen der die Phase A bildenden vier Spulengruppen der Hauptwicklung der der die Phase A' bildenden Spulengruppen der Steuerwicklung dargestellt. Der besseren Übersicht und der Einfachheit wegen sind die Verbindungsleitungen für die Phasen B und C der Hauptwicklung und der Phasen B' und C' der Steuerwicklung nicht dargestellt, es sei aber hervorgehoben, dass es für jeden Fachmann klar ist, dass diese Wicklungen auf die gleiche Art verbunden sein müssen, wie die Wicklungen zur Bildung der Phasen A und A', was nachstehend beschrieben ist.

Die Spulengruppen der Phase A, welche die Hauptwicklung zwischen den Anschlüssen 1 und 7A bilden, beginnt mit der Spulenanordnung 100, die über einen Leiter 101 mit der Spulenanordnung 102 verbunden ist, die ihrerseits über einen Leiter 103 mit der Spulenanordnung 104 verbunden ist, die ihrerseits über einen Leiter 105 mit der Spulenanordnung 106 verbunden ist, die den freien Anschluss 7A' besitzt. Jede der Spulenanordnungen in diesem Beispiel umfasst drei Spulen und es ist ersichtlich, dass benachbarte Spulenanordnungen 100, 102, 104 und 106 entgegengesetzt zueinander gewickelt sind und somit entgegengesetzte Pole benachbart zueinander bilden. Jeder der drei Spulen einer Spulenanordnung ist in der gleichen Richtung gewickelt. Pfeile 107, 108, 109 und 110 geben die Richtung der Wicklungen jeder Spulengruppe an. Der Leiter 101 verbindet die hinteren Enden 111 und 112 der Spulengruppen 100 und 102; der Leiter 103 verbindet die hinteren Enden 113 und 114 der Spulengruppen 102 und 104 und der Leiter 105 verbindet die hinteren Enden 115 und 116 der Spulengruppen 104 und 106. Die Anschlüsse 1 und 7A sind an den vorderen Enden 117 und 118 der Spulengruppen 100 und 106 angeordnet.

Die Steuerwicklung der Spulenanordnung der Phase A' ist in ähnlicher Weise zwischen den Anschlüssen 8A' und 2' angeschlossen. Ausgehend von der Spulenanordnung 119 ist diese über einen Leiter 120 mit der Spulenanordnung 121 verbunden;

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ein Leiter 122 verbindet die Spulenanordnung 122 mit der Spulenanordnung 123 und ein Leiter 124 verbindet die Spulenanordnung 123 mit der Spulenanordnung 125. Entgegengesetzte Pole sind benachbart zueinander angeordnet, wie dies durch Pfeile 126, 127, 128 und 129 illustriert ist, und eine ähnliche Verbindung der hinteren und vorderen Enden der Spulenanordnungen, wie weiter oben mit Bezug auf die Hauptwicklungen der Phase A beschrieben, ist ebenfalls mit Bezug auf die Steuerwicklung vorgesehen. Der Leiter 120 verbindet das hintere Ende 130 der Spulengruppe 119 mit dem hinteren Ende 131 der Spulengruppe 121; der Leiter 122 verbindet das vordere Ende 132 der Spulengruppe 121 mit dem vorderen Ende 133 der Spulengruppe 123 und der Leiter 124 verbindet das hintere Ende 134 der Spulengruppe 123 mit dem hinteren Ende 135 der Spulengruppe 125. Die Anschlüsse 8A' und 2' sind an den hinteren Enden 136 und 137 der Spulengruppen 119 und 125 angeordnet.

In ähnlicher Weise ist die Phase B zwischen den Anschlüssen 2 und 8A ausgebildet, indem entsprechende Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase B in ähnlicher Weise verbunden sind. Die Phase B' mit den Steuerwicklungen ist zwischen den Anschlüssen 9A' und 3' angeordnet, wobei die betreffenden Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase B' in ähnlicher Weise verbunden sind. Die Phase C ist zwischen den Anschlüssen 3 und 9A aufgebaut, wobei die betreffenden Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase C in ähnlicher Weise verbunden sind. Die Phase C' befindet sich zwischen den Anschlüssen 4' und 7', wobei die entsprechenden Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase C' in ähnlicher Weise verbunden sind. Aus der Beschreibung der Verbindung der Spulengruppen der Phasen A und A' ist für jeden Fachmann ersichtlich, wie die Spulengruppen der Phasen B, B', C und C' untereinander verbunden sind.

In den Fig. 3 und 4 sind die magnetischen Pole der Hauptwicklungen mit gestrichelten Linien 32a, 32b, 32c und 32d dargestellt und die magnetischen Pole der Steuerwicklungen sind durch die gestrichelten Linien 34a, 34b, 34c und 34d dargestellt. Die Fig. 4 zeigt in gestreckter Form die Beziehung zwischen den verschiedenen magnetischen Polen und der Spulenanordnungen, die diese Pole erzeugen. Der Pfeil 52 zeigt die Betrachtungsrichtung zu den Polen hin. Das Zentrum jedes Pols der Hauptwicklung passiert durch die Phase B und das Zentrum der Pole der Steuerwicklung passiert durch die Wicklung B'. Zwischen den Phasen C und A sowie C' und A' befinden sich die Enden jedes der Pole.

Der Rotor des Motors ist mit 14 bezeichnet und es ist ersichtlich, dass die Hauptwicklungen in dem Stator näher bei dem Rotor 14 angeordnet sind und die sich daraus ergebende Wirkung ist, dass dadurch die Streureaktanz der Hauptwicklung reduziert ist und damit die Verluste minimalisiert sind. Für den Fall, dass die Steuerwicklung näher beim Rotor angeordnet ist, ergibt sich daraus eine höhere Streureaktanz und möglicherweise ein kleinerer Wirkungsgrad, aber das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment wird grösser sein.

Die Spulen der Steuerwicklungen sind in entgegengesetzter Richtung zu den Wicklungen der Hauptwicklung gewickelt, so dass bei Leerlauf oder geringer Belastung die durch die Wicklungen der Haupt- und Steuerwicklungen erzeugten Flüsse entgegengesetzt zueinander gerichtet sind und dass der so entstehende Gesamtfluss minimalisiert ist. Mit ansteigender Last eilt der Strom der Steuerwicklung dem Strom in der Hauptwicklung immer mehr vor und infolge des Gegenwicklungseffektes bewirkt dies, dass der Fluss ausgelöst durch die entsprechenden Haupt- und Steuerwicklungen in dem Masse ansteigt, wie deren Vektoren sich einer additiven Stellung annähern.

In dem Motor gemäss Fig. 3 ist die Ausrichtung der Hauptwicklungsphasen und der entsprechenden Steuerwicklungsphasen wie folgt:

Hauptwicklung: ABC ABC ABC ABC Steuerwicklung: B'C'A' B'C'A' B'C'A' B'C'A'

Die vektorielle Darstellung der Spannung und des Stromes durch die auf einer radial gerichteten Geraden angeordneten Wicklungen ist in der Fig. 5 gezeichnet. In der Hauptwicklung ist die Spannung und der Strom der Phase A dargestellt und in der Steuerwicklung ist die Spannung und der Strom der Phase B' dargestellt, wobei die geometrische Anordnung dieser beiden Wicklungen entgegengesetzt zueinander ist. Der Vektor 36 zeigt die Spannung über der Hauptwicklung der Phase A und der Vektor 38 den Strom in der Hauptwicklung in der Phase A im nichtbelasteten Zustand. Mit zunehmender Last dreht sich der Stromvektor 38 in die Stellung 40, die eine Überlaststellung darstellt. Die Laststellung befindet sich zwischen den Vektoren 38 und 40 und ist in der Fig. 5 nicht dargestellt. Der Vektor 42, der die Spannung über der Steuerwicklung der Phase B darstellt, ist gegenüber dem Spannungsvektor der Phase A um 120° phasenverschoben. Im unbelasteten Zustand ist der Strom im wesentlichen in Phase mit dem Vektor 38, wie dies durch den Vektor 44 angezeigt ist.

«In Phase» im idealen Zustand will heissen, dass keine Phasenverschiebung vorhanden ist und dass deshalb ein unbelasteter Motor wirkungsvoll arbeiten würde. Im Sinne der vorliegenden Beschreibung muss der Angabe «in Phase» eine breitere Bedeutung beigemessen werden, die vom einzelnen Motor selbst abhängig ist. In bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann dieser Winkel zwischen 0° und 60° liegen. Vorzugsweise ist dieser Winkel kleiner als 45° für den Zustand eines Motors der im Bereich von kleiner Last bis zur Nennlast arbeitet. Ein solcher Motor wird gute Leerlaufeigenschaften und gute Vollasteigenschaften miteinander vereinigen. Wenn der «in Phase»-Winkel grösser als 60° wird, werden die Leerlaufeigenschaften verschlechtert, aber es können Wirkungen im Überlastzustand verbessert werden. In der Fig. 5 beträgt beispielsweise die «in Phase»-Verschiebung 67,8° bei Leerlauf. Wie aus weiter unten angeführten Tabellen ersichtlich ist, die sich auf den gleichen Motor, wie die in der Fig. 5 dargestellten Strombeziehungen, beziehen, zeigt dieser Motor einen optimalen Wirkungsgrad bei 25% Überlast. Wenn ein optimaler Wirkungsgrad notwendig ist, beispielsweise bei 50% Überlast, so wird der oben definierte Niederlastphasenwinkel noch grösser als 67,8° sein.

Mit zunehmender Belastung drehen die Vektoren der voreilenden Ströme U und Ib' in Richtung der Stellung 46 und die betreffenden Ströme gelangen ausser Phase. Dieser Winkel nähert sich, aber erreicht nicht 180° und deshalb wird die vektorielle Summe der Ströme Ia und Iß' reduziert. Auf diese Weise wird der Leistungsfaktor des Motors erhöht, in dem Mass, wie der Motor von Leerlauf zur Nennlast belastet wird. Ähnliche vektorielle Darstellungen und Wechsel können für die anderen benachbarten Phasen, nämlich B und C' sowie C und A' gezeigt werden.

Diese optimierte Flussdichte wird erreicht durch geometrische Anordnung benachbarter Wicklungen der Phasen A und B', B und C' sowie C und A' in der Weise, wie dies in den Fig. 3 und 4 gezeigt ist, und durch Führen der Ströme durch diese Wicklungen, wie dies mit Bezug auf die Fig. 5 dargestellt und beschrieben ist, um einen resultierenden Fluss durch die benachbarten Wicklungen A und B', B' und C' bzw. C und A' zu erzeugen.

Die Flussdichte ist optimiert für die einzelnen Testbedingungen, was sich durch die vektoriellen Stellungen der Ströme Ia und Ib' zeigt. Dies wiederum ergibt einen minimalen Leitungsstrom für die betreffende Belastung. Diese Steuerung der Fluss5

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dichte ergibt minimale Leitungsströme für den betreffenden Belastungszustand.

In einem Standardmotor ist die Flussdichte vergleichsweise relativ unabhängig von der Last und daher ist der Leitungsstrom im wesentlichen unabhängig von der Last, dadurch ergeben sich kleinere Differenzen zwischen dem Leerlauf- und Voll-lastzustand. Gemäss der Erfindung sind die Flussdichten mehr von der Belastung abhängig und deshalb sind bei niederer Belastung die Leitungsströme reduziert, was einen höheren Wirkungsgrad über den Arbeitsbereich und nicht nur bei der Nennlast des Motors ergibt.

Folglich weist der erfindungsgemässe Motor einen höheren Wirkungsgrad und einen höheren Leistungsfaktor über einen recht grossen Betriebsbereich auf, als dies bisher möglich schien und besitzt zusätzlich, wenn erforderlich, die Eigenschaft, die Drehzahl zu variieren.

Es wurde auch gefunden, dass der Motor über seiner Nennlast mit einem höheren Wirkungsgrad arbeiten kann, als dies bisher möglich schien. In einem solchen Überlastzustand ist der vektorielle Wechsel des Stromes Ib so, dass er von der Stellung 46 in die Stellung 48 wechselt. In dieser Stellung ist die vektorielle Verschiebung zwischen Ia und Ib- etwas weniger als 180°. Das Resultat davon ist ein höherer Leistungsfaktor und wirkungsvollere Betriebsbedingungen.

Es wurden Versuche mit einem dreiphasigen Wanlass-Motor A18D2 Modell F-4427, mit einer Leistung von 1 PS, mit einer Drehzahl von 1755 U/min bei 230 Volt, mit der Nennlast belastet und mit einem abgebremsten Drehmoment von 170 cm kg durchgeführt, dabei wurden die folgenden wichtigen Daten erreicht. Ein Kondensator von 10 Mikrofarad wurde in Serie zu jeder Hauptwicklung geschaltet. Bei niedriger Last betrug die Ausgangsleistung des Motors 0,057 PS und die Hauptwicklungen bezogen etwa 510 W elektrischer Leistung, während die Steuerwicklungen etwa 390 W zurück in das Speisesystem lieferten. Das ergibt einen Wirkungsgrad von 35,4%. Bei einer Leistungsabgabe von 0,341 PS konsumierten die Hauptwicklungen 504 W, während die Steuer Wicklungen 144 W in das Speisesystem zurücklieferten, was einen Wirkungsgrad von 76,8% ergibt. Bei Nennlast nahmen die Hauptwicklungen 479 W auf und die Steuerwicklungen wechselten ihren Zustand von einem Leistung abgebenden Generator zu einem Leistung aufnehmenden Verbraucher und nahmen 368 W auf. Das Ganze ergab einen Wirkungsgrad von etwa 87,3%. Als der Motor mit 1,9 PS überlastet wurde, nahmen die Steuerwicklungen mehr Leistung auf und der Wirkungsgrad betrug 84,6%. Zusammenfassend konnte der 1-PS-Motor mit einer Belastung im Bereich von 0,5 PS mit einem Wirkungsgrad von mehr als 81,1% betrieben werden, was eine Verbesserung gegenüber bisher bekannten Motoren darstellt. Bei steigender Belastung des Motors änderte der Strom der Steuerwicklungen seine vektorielle Stellung wie weiter oben angeführt. Der Leistungsfaktor in dem angeführten Bereich schwankte zwischen 0,9 und 0,97.

Bei einigen Ausführungsformen der Erfindung wurde gefunden, dass es wünschenswert ist, das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment des Motors durch Verbesserung der Symmetrie der magnetischen Felder zu erhöhen. Die geometrische Anordnung der Haupt- und Steuerwicklungen bezüglich einander, wie des in den Fig. 3 und 4 dargestellt ist, ergibt keine exakte Quadratur der geometrischen und magnetischen Beziehungen in den drei Phasen für einen Vierpolmotor. Eine solche geometrische Quadratur der Beziehung fordert, dass das Zentrum der Steuerwicklungen zwischen den Polen der Hauptwicklungen liegt und für diesen Zweck ist es notwendig, die Wicklungen relativ zueinander elektrisch um etwa 30° zu verschieben, was etwa 15 geometrischen Graden entspricht. Jeder Spalt in einem konventionellen Stator entspricht einer Änderung von 20 elektrischen Graden (10 geometrischen Graden) und daher wurden im geprüften Motor die Wicklungen mehr als 20 elektrische Grade und nicht 30 elektrische Grade verschoben, weil dies aus konstruktiven Gründen unmöglich war. Dies verbesserte die Ausrichtung der Zentren der Pole der Steuerwicklungen bezüglich einem Punkt nahe der Stelle zwischen den Polen der Hauptwicklungen, der Ausrichtungsfehler betrug lediglich etwa 10 elektrische Grade. Die Symmetrie des magnetischen Feldes wurde dementsprechend verbessert. Die Wirkung dieser Einstellung wirkte sich auf die Ausrichtung der Pole der Hauptwicklungen und der Steuerwicklungen wie folgt aus:

Hauptwicklung: ABC ABC ABC ABC Steuerwicklung: C' A'B'C' A'B'C' A'B'C' A'B' Die obige Darstellung zeigt einen erweiterten Abstand zwischen den Wicklungen C und A sowie C' und A', aber es ist wichtig, zu begreifen, dass das Zentrum der Pole B bzw. B'

sich zwischen den Enden der Pole befindet.

Das Ziel dieser Änderung war die Verbesserung des Anzugsmomentes und des abgebremsten Drehmomentes ohne nachteilige Wirkungen auf den verbleibenden Lastbereich. In einem geprüften Motor wurden die folgenden Parameter erreicht: Leitungsspannung 230 V

Kondensator in der Hauptwicklung 10 Mikrofarad Abgebremstes Drehmoment 170 cm kg bei

1203 U/min

Anzugsmoment 136 cm kg

Rotorkurzschlussstrom 19,3 A

Nennlast 41 cm kg bei

1755 U/min = 1,003 PS Eingangsleistung 857 W

Wirkungsgrad 87,3%

Leistungsfaktor 0,94

Die Parameter desselben Motors bei Betrieb mit einer Überlast von 25% waren:

Leitungsspannung 230 V

Kondensator in der Hauptwicklung 10 Mikrofarad Abgebremstes Drehmoment 170 cm kg bei

1203 U/min

Anzugsmoment 136 cm kg

Rotorkurzschlussstrom 19,3 A

Überlast von 25% 52 cm kg bei 1740

U/min = 1,243 PS Eingangsleistung 1056 W

Wirkungsgrad 87,8%

Leistungsfaktor 0,95

Der Wechsel der Steuerwicklungen von der generativen Phase in die getriebene Phase findet etwa bei 28 cm kg statt. Dies stellt eine allgemeine Zunahme des Anzugsmomentes von etwa 23% und eine Zunahme des abgebremsten Drehmomentes von-etwa 19%, verglichen mit dem weiter oben beschriebenen, nichtsymmetrischen, physikalisch nicht verschobenen Motor dar.

Im vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispiel sind die Steuerwicklungen und die aus der Hauptwicklung und dem Kondensator gebildete Reihenschaltung parallel geschaltet mit jeder anderen Anordnung. Die Erfindung arbeitet auch, wenn die Reihenstromkreise und die parallel geschalteten Steuerwicklungen in der Dreieckschaltung angeordnet sind und auch bei verschiedenen Kombinationen von Sternschaltung der Reihenstromkreise und Dreieckschaltung der Steuerkreise und umgekehrt.

Obwohl nur eine besondere Form von Schaltmitteln in Kombination mit den Wicklungen des Motors oben beschrieben sind, können ebenso andere Ausführungsformen von Schaltern zusammen mit den Wicklungen der Maschine verwendet werden um dabei eine Gleichstromversorgung zu veranlassen, eine entsprechende Wechselstromversorgung zu sein, mit einer benötigten oder variablen Frequenz.

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3 Blätter Zeichnungen

Claims (21)

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   PATENTANSPRÜCHE

   1. Mehrphasige elektrische Maschine mit einem einen Kern aus mangetischem Material aufweisenden Stator, einem Rotor, einer mehrphasigen Hauptstatorwicklung, die auf den genannten Kern aufgewickelte und das magnetische Material umfassende Hauptwicklungen (10, 12, 14) für jede Phase aufweist, einer Anzahl Eingangsanschlüsse, ausgebildet zum Verbinden mit einer Gleichspannungsquelle, einer Anzahl Kondensatoren (16) und Mittel zum Verbinden der Hauptwicklungen jeder Phase in einen Reihenstromkreis mit einem der genannten Kondensatoren, wobei die genannten Reihenstromkreise mit den genannten Eingangsanschlüssen verbunden sind, gekennzeichnet durch eine mehrphasige Steuerwicklung mit um den genannten Kern zum Umfassen des genannten magnetischen Materials gewickelten Wicklungen (18, 20, 22) für jede Phase, wobei die Steuerwicklung mit einer Anzahl von Eingangsanschlüssen zusammen mit den zugeordneten Hauptwicklungen (10, 12, 14) und den in Reihe geschalteten Kondensatoren (16) verbunden sind, Schalter (24, 26, 54, 56) für jede Wicklung der mehrphasigen Statorwicklung und mindestens einen Auslösestromkreis (66) für jeden Schalter, wobei die Schalter mit dem Auslösestromkreis, den Kondensatoren und jeder Wicklung der mehrphasigen Wicklung zusammenarbeiten, um aufeinanderfolgend Stromflüsse in entgegengesetzten Richtungen durch die Wicklungen zu erzeugen und wobei der Auslösestromkreis (66) zum Änderen der Drehzahl der Maschine bei verschiedenen Frequenzen betreibbar ist.
2. 2. Maschine nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

   dass bei niederer Last die gesamte resultierende Flussdichte von den im wesentlichen radial zueinander benachbarten Haupt-und Steuerwicklungen (A, B' ; B, C ; C, A') klein ist und mit zunehmender Last die gesamte resultierende Flussdichte ansteigt, weil sich die Flusserzeugung der Wicklungen addiert.
3. 3. Maschine nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerwicklungen (18, 20, 22) und die Hauptwicklungen (10, 12, 14) in der entgegengesetzten Richtung gewickelt sind.
4. 4. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass für jede Phase eine Auslösequelle (66) vorhanden ist und dass Mittel (68) zum Bestimmen des Zündens jeder Auslösequelle nacheinander vorhanden sind, um die benötigte Phasenbeziehung zwischen den Phasen zu erhalten.
5. 5. Maschine nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

   dass jede Auslösequelle (66) bei verschiedenen Frequenzen betreibbar ist, um die Frequenz der Auslösesignale zu den Schaltern, die Arbeitsfrequenz des Motors und die Motordrehzahl zu ändern.
6. 6. Maschine nach Anspruch 5, wobei jede Auslösequelle (66) einen Kipposzillator zum Erzeugen von aufeinanderfolgenden Impulsen umfasst.
7. 7. Maschine nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (24, 26, 54, 56), die Kondensatoren (16) und die Hauptwicklungen (10, 12, 14) der mehrphasigen Hauptstatorwicklung eine Wechselspannungsquelle für die Maschine bilden, und die Wechselspannung im wesentlichen rechteckför-mig ist.
8. 8. Maschine nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,

   dass die Schalter jeder mehrphasigen Wicklung zwei jn Reihe geschaltete steuerbare Siliciumgleichrichter (24, 26, 28, 30, 50, 52) mit entgegengesetzt geschalteten Dioden (54,56, 58, 60, 62, 64) zu jedem steuerbaren Siliciumgleichrichter umfasst, wobei einer der Siliciumgleichrichter in Reihe mit der Hauptwicklung und dem Kondensator (16) und der andere steuerbare Siliciumgleichrichter parallel zur Hauptwicklung geschaltet ist.
9. 9. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichstromquelle ein Mehrphasenwech-selstromgleichrichter (84, 86, 88, 90, 92, 94) ist.
10. 10. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass jede der Haupt- und der Steuerwicklungen (10, 12, 14; 18, 20, 22) verschiedene Magnetpole (32a, 32b, 32c, 32d; 34a, 34b, 34c, 34d) bilden und die Zentren der Pole der Hauptwicklungen und der Steuerwicklungen sich gegenseitig magnetisch überlappen.
11. 11. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass jede der Haupt- und der Steuerwicklungen (10, 12, 14; 18, 20, 22) verschiedene magnetische Pole (32a, 32b, 32c, 32d; 34a, 34b, 34c, 34d) bilden, und die Zentren der Pole (34a, 34b, 34c, 34d) der Steuerwicklungen (18, 20, 22) elektrisch so angeordnet sind, dass sie sich im wesentlichen zwischen den Polen (32a, 32b, 32c,32d) der Hauptwicklungen (10, 12, 14) befinden.
12. 12. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerwicklungen (18, 20, 22) radial ausserhalb der Hauptwicklungen (10, 12, 14) gewickelt sind, so dass der Abstand zwischen den Hauptwicklungen und dem Rotor im wesentlichen die Streureaktanz der Wicklungen minima-lisiert.
13. 13. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwicklungen (10, 12, 14) zum Erhöhen des Anzugsmomentes und des abgebremsten Drehmomentes radial ausserhalb der Steuerwicklungen (18, 20, 22) gewickelt sind.
14. 14. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass drei Phasen vorhanden sind, dass die Phasen der Hauptwicklungen (10, 12, 14) mit A, B und C und die Phasen der Steuerwicklungen (18, 20, 22) mit A', B' und C bezeichnet sind, und dass die im wesentlichen radiale geometrische Ausrichtung der Phasen der Haupt- und Steuerwicklungen AB', BC bzw. CA' sind.
15. 15. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die vektorielle Beziehung des Stromes der Hauptwicklungen (10, 12, 14) und des Stromes der radial benachbarten Steuerwicklungen (18, 20, 22) im unbelasteten Zustand im wesentlichen in Phase sind und bei zunehmender Belastung immer mehr ausser Phase gelangen.
16. 16. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwicklungen (10, 12, 14) mit den Kondensatoren (16) in einer Sternschaltung und die Steuerwicklungen (18, 20, 22) in einer Sternschaltung geschaltet sind.
17. 17. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwicklungen (10, 12, 14) mit den Kondensatoren (16) in einer Dreieckschaltung und die Steuerwicklungen (18, 20, 22) in einer Dreieckschaltung angeordnet sind.
18. 18. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwicklungen (10, 12, 14) mit den Kondensatoren (16) in einer Dreieckschaltung und die Steuerwicklungen (18, 20, 22) in einer Sternschaltung angeordnet sind.
19. 19. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwicklungen (10, 12, 14) mit den Kondensatoren (16) in einer Sternschaltung und die Steuerwick-lungen (18, 20, 22) in einer Dreieckschaltung angeordnet sind.
20. 20. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der genannten Kondensatoren (16) fähig ist, mit einer genügenden Spannung aufgeladen zu werden, wenn sie zu der genannten Wechselspannung addiert wird, um einen Voltsekunden-Wert über dem magnetischen Material des genannten Statorkernes zu entwickeln, der grösser ist als die Voltsekunden-Kapazität des genannten magnetischen Materials, so dass das im wesentlichen radial benachbart zu den Hauptwicklungen (10, 12, 14) befindliche genannte magnetische Material periodisch in den gesättigten Zustand in entgegengesetzte Richtungen verbracht wird in Abhängigkeit des Wechsels der Polarität der Phasen der genannten Mehrphasenwechselspan-nung.
21. 21. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch

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    gekennzeichnet, dass die Gleichstromquelle ein Mehrphasen-wechselstromgleichrichter ist.