DE1538535C3 - Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Wechselstrom-Asynchronmotors - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Wechselstrom-Asynchronmotors, der von einer Wechselstromquelle über steuerbare Halbleiter gespeist ist, deren Zündzeitpunkt von der Differenz zwischen einer von der Wechselstromquelle abgeleiteten und mit Hilfe einer Zenerdiode stabilisierten Vergleichsspannung und einer von der Motordrehzahl abhängigen Spannung bestimmt ist.

Eine derartige Anordnung ist bekannt (Direct Current, Januar 1962, S.20 und 21, Fig.6). Diese Anordnung ist infolge der Transformatoren sehr aufwendig.

Soweit für die Bildung der den Anschnittswinkel bestimmenden Zündimpulse die ebenfalls bekannte, weniger aufwendige Steuerschaltung gemäß F i g. 5 der angegebenen Zeitschrift »Direct Current« mit einem Ladekondensator verwendet ist (s. auch die BE-PS 646 501, F i g. 4 bis 6), veranlaßt ein Oszillator, der aus einem'Widerstand und einem von der Vergleichsspannung und der Bezugsspannung aufladbaren Kondensator besteht, während jeder Spannungshalbwelle mehrere Zündimpulse, deren Abstand voneinander bei freilaufendem Oszillator sich mit Änderungen der Spannungen ändert. Es wird dadurch keine stabile Drehzahlregelung mehr erreicht, da insbesondere die nachfolgenden je Halbwelle erforderlichen Zündimpulse nicht mehr mit jedem Beginn der Bezugsspannungshalbwellen synchronisiert sind, wodurch ein Abweichen der Drehzahl von dem eingestellten Wert verursacht wird. Zur stabilen Drehzahlregelung sind daher die folgenden Zündimpulse innerhalb einer Spannungshalbwelle zu unterdrücken.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Anordnung der eingangs genannten Art derart auszugestalten, daß sie einfach aufgebaut ist und einen stabilen Betrieb des Motors mit der eingestellten Drehzahl gewährleistet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß parallel zur Zenerdiode über je einen Widerstand die Basen eines Doppelbasistransistors geschaltet sind, dessen Emitter über eine Widerstandsschaltung einerseits an den positiven Pol und andererseits über einen Kondensator an den negativen Pol der Zenerspannung angeschlossen ist, und daß parallel zur Zenerdiode mit seiner Anode am positiven Pol der Zenerspannung ein Thyristor liegt, dessen Steuerelektrode an der Basis des Doppelbasistransistors liegt, die zum negativen Pol der Zenerspannung führt.

In der Zeichnung ist die Erfindung näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Wechselstromasynchronmotors mit in Stern geschalteten Phasenwicklungen und

F i g. 2 ein Schaltbild einer Anordnung für einen Wechselstromasynchronmotor mit im Dreieck geschalteten Phasenwicklungen.

Die Drehzahl eines Wechselstromasynchronmotors kann über einen weiten Drehzahlbereich stufenlos durch Steuern des Phasenanschnittwinkels erreicht werden, über den jede Spannungshalbwelle jeder Phase des zugeführten Wechselstroms die zugeordnete Phasenwicklung erregt. Um die Drehzahl zu verringern, werden die Phasenwicklungen über einen kleineren Stromflußwinkel erregt. Um einen einwandfreien Lauf des Motors zu erhalten, ist es vorteilhaft, wenn der Stromfluß in allen Phasen gleich ist, wobei eine der Phasen als Vergleichsphase ausgewählt wird.

Die erfindungsgemäße Anordnung zur Regelung der Drehzahl kann für beliebige Wechselstromasynchronmotoren verwendet werden, wobei Dreiphasen-Wechselstrommotoren sowohl im Stern als auch im Dreieck geschaltet sein können.

In dem Schaltbild gemäß F i g. 1 sind alle Spulen jeder Phasenwicklung durch jeweils eine schematisch dargestellt, welche mit A, B und Cbezeichnet sind.

Um die Anordnung nach der Erfindung mit der Wechselstromzufuhr zu synchronisieren, muß eine Vergleichsspannung gebildet werden, die zu einer der Phasen des zugeführten Wechselstroms, die als Vergleichsphase ausgewählt ist, synchronisiert ist. Ein Weg, um dies zu erreichen, besteht darin, die ausgewählte Phase des zugeführten Wechselstroms gleichzurichten. Bei der Anlage gemäß dem Schaltbild nach F i g. 1 wird eine Phase durch eine Zweiwegbrückengleichrichteranordnung 10 gleichgerichtet. Diese Gleichrichteranordnung kann von jeder üblichen Bauart sein; so kann die ausgewählte Phase auch durch einen Halbwellengleichrichter gleichgerichtet werden, um die erforderliche Vergleichsspannung zu bilden. Bei Einphasenmotoren ist die einzige Phase des Motors selbstverständlich zugleich die Vergleichsphase.

Da die Frequenz und Amplitude der zugeführten Wechselspannung und damit die Vergleichsspannung im wesentlichen konstant sind, ist der erforderliche variable Parameter zum Einstellen der Motordrehzahl eine Steuerspannung, deren Größe einerseits von der Motordrehzahl abhängig und andererseits wahlweise einstellbar ist.

Ein Weg, um eine sich mit der Motordrehzahl ändernde Steuerspannung zu erhalten, ist die Verwendung einer Gleichstromtachometermaschine, die von der Motorwelle angetrieben wird.

Die positive und die negative Klemme des Tachometers 11 sind hierzu über eine Diode 13, ein Potentiometer 14, einen Widerstand 12 und einen Leiter 15 miteinander verbunden.

Der bewegliche Kontakt des Potentiometers 14 kann wahlweise eingestellt werden, um die Größe der am Widerstand 12 auftretenden Steuerspannung zum

Zweck der Einstellung der Motordrehzahl zu ändern.

Ferner sind elektrische Kreise vorgesehen, die auf eine Differenz zwischen der Größe der Vergleichsspannung und der Größe der Steuerspannung ansprechen, um einen Zündimpuls bei dem Anschnittswinkel 5 jedes Spannungszyklus jeder Phase des eingespeisten Wechselstroms zu bilden, welcher durch die Größe dieser Differenz bestimmt ist. Beispielsweise enthält ein Kreis zur Bildung eines Hauptzündimpulses einen Kippgenerator, bestehend aus einem Doppelbasistransistor 20, Basiswiderständen 21 und 22, einem Kondensator 23 und zwei Kreisen zur Bildung von Nebenzündimpulsen, die monostabile Multivibratorkreise mit Transistoren 25 und 26 und Transistoren 29 und 30 mit zugeordneten Netzwerken aufweisen. Die Arbeitsweise dieser Kreise wird später im einzelnen näher beschrieben.

Bei Dreiphasenmotoren ist für die Bildung des Zündimpulses die in Fig. 1 dargestellte Anordnung geeignet. Bei Einphasen- oder Zweiphasenmotoren wird Iediglich der Hauptzündimpulskreis bzw. der Hauptzündimpulskreis und ein Nebenzündimpulskreis benötigt. In gleicher Weise ist bei Motoren mit mehr als drei Phasen für jede Phase ein zusätzlicher Nebenzündimpulskreis vorzusehen.

Jeder Phase des eingespeisten Wechselstroms ist ferner eine Schalteinrichtung zugeordnet, die den Kreis der zugeordneten Phasenwicklung in Abhängigkeit von den zugeordneten Zündimpulsen schließt. Bei der in F i g. 1 dargestellten Anordnung sind dies die Thyristoren 31, 32 und 33, die den Sternpunkt der Phasenwicklungen A, Bund Cbilden. In F i g. 2 ist die Schaltanlage für einen Dreiphasenmotor mit im Dreieck geschalteten Phasenwicklungen veranschaulicht. Hier ist mit jeder Phasenwicklung A, B und C ein Paar antiparalleler Thyristoren in Reihe geschaltet.

Der Thyristor 31 in F i g. 1 ist der Phase A zugeordnet und schließt, wenn er leitend ist, einen Stromkreis für die der Phase A zugeordnete Phasenwicklung über die der Phase B zugeordnete Phasenwicklung. Der Thyristor 32 entspricht der Phase B und schließt, wenn er leitend ist, einen Stromkreis für die der Phase B zugeordnete Phasenwicklung über die der Phase C zugeordnete Phasenwicklung. Der Thyristor 33 entspricht der Phase C und schließt, wenn er leitend ist, einen Erregerkreis für die der Phase C zugeordnete Phasenwicklung über die der Phase A entsprechende Phasenwicklung. Sind beide Thyristoren 31 und 32 leitend, so kann die Phase A beide Phasenwicklungen B und C speisen; sind die beiden Thyristoren 32 und 33 leitend, so kann die Phase B die beiden Phasenwicklungen C und A speisen, während bei leitenden Thyristoren 33 und 31 die Phase C die Phasenwicklungen A und B speisen kann.

Bei der Anordnung gemäß F i g. 2 sind die beiden antiparallel liegenden Thyristoren 41 und 44 der Phase A zugeordnet und liegen mit der der Phase A zugeordneten Phasenwicklung in Reihe. Die antiparallelliegenden Thyristoren 43 und 46 sind der Phase B zugeordnet und liegen mit der dieser Phase zugeordneten Phasenwicklung in Reihe. Die antiparallelliegenden Thyristoren 42 und 45 sind der Phase C zugeordnet und mit der dieser Phase entsprechenden Phasenwicklung in Reihe geschaltet.

Bei Ein- oder Zweiphasenmotoren werden nur eine bzw. zwei derartige Schalteinrichtungen benötigt. Bei Motoren mit mehr als drei Phasen sind für jede weitere Phase eine bzw. zwei derartige Schalteinrichtungen, je nachdem wie die einzelnen Phasen zusammengeschaltet sind, vorzusehen.

In F i g. 1 ist die ausgewählte Phase A der drei Phasen des eingespeisten Wechselstroms mit dem Zweiwegbrückengleichrichter 10 über Leiter 34 und 35 verbunden. Die positiven und negativen Anschlußklemmen des Brückengleichrichters 10 sind mit der Kathode bzw. Anode einer üblichen Zenerdiode 36 verbunden.

Da die Kathode der Zenerdiode 36 mit der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters 10 und die Anode der Zenerdiode 36 mit der negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters 10 verbunden ist, ist die Zenerdiode 36 entgegengesetzt gepolt. Die an den Gleichstromausgangsklemmen des Brückengleichrichters 10 auftretende gleichgerichtete Vergleichsspannung wird daher durch die Zenerdiode 36 entsprechend ihrer Durchbruchspannung beschnitten.

Die Basiswiderstände 21 und 22 des Doppelbasistransistors 20 sind ebenfalls mit der Zenerdiode 36 verbunden, wie auch der mit dem Kondensator 23 in Reihe liegende Widerstand 12, wobei die Verbindung über drei zueinander parallele Wege führt; nämlich über einen Widerstand 37 bzw. einen mit einer Diode 39 in Reihe liegenden Widerstand 38 bzw. einen Kondensator 40. Alle diese Verbindungen führen zu einem geerdeten Punkt 5, der die Vergleichsspannung hat.

Die Zenerdiode 36 dient der Stabilisierung der Vergleichsspannung und liefert zugleich eine Steuerspannung für den Doppelbasistransistor 20. Aus diesem Grund erhält die Zenerdiode 36 eine entgegengesetzte Durchbruchspannung einer Größe, die der Steueranforderung des Doppelbasistransistors 20 entsprechend gewählt ist.

Die von der Tachometermaschine 11 gelieferte Steuerspannung wird über den Widerstand 12 in den Kreis eingeleitet..

Wie bereits eingangs ausgeführt, ist bei einem Dreiphasenmotor die Anordnung zweier Nebenzündimpulskreise erforderlich. Diese Nebenzündimpulskreise sind mit dem Hauptzündimpulskreis verbunden und von dem Zündimpuls des nächstvorgeschalteten Zündimpulskreises abhängig.

Die Kollektorelektroden der Transistoren 25, 26, 29 und 39 sind über zugeordnete Widerstände 51 bzw. 52 bzw. 53 bzw. 54 mit einer Anschlußklemme 55 einer nicht dargestellten Gleichstromquelle verbunden. Die Spannung an der Anschlußklemme 55 ist gegenüber der Vergleichsspannung am Erdpunkt 5 positiv und hat eine Größe, die der Nennspannung der NPN-Transistoren 25, 26, 29 und 30 entspricht. Die Emitterelektroden dieser vier Transistoren sind mit dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung verbunden. Die Kollektorelektroden der Transistoren 25 und 29 sind ferner mit der positiven Anschlußklemme 55 über einen mit einem Widerstand 57 und einem Potentiometer 58 in Reihe liegenden Kondensator 56 bzw. über einen mit einem Widerstand 67 und einem Potentiometer 68 in Reihe liegenden Kondensator 66 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren 26 und 30 sind mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 56 und dem Widerstand 57 bzw. dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 66 und dem Widerstand 67 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren 25 und 29 sind einerseits mit den Kollektorelektroden der Transistoren 26 bzw. 30 über Widerstände 59 bzw. 60 andererseits über Widerstände 62 bzw. 63 mit der anderen Anschlußklemme 61 der Gleichstromquelle verbunden. Die Spannung an der Anschlußklemme 61 ist gegen-

über der Vergleichsspannung an dem Erdpunkt 5 negativ und hat eine Größe, die der entgegengesetzten Durchbruchspannung in der Basis-Emitterstrecke der Transistoren 25 und 29 entspricht.

Da die monostabilen Multivibratorkreise mit den Transistorpaaren 25 und 26 bzw. 29 und 30 in ihrer Arbeitsweise gleich sind, wird nachstehend nur die Arbeitsweise des Transistorpaares 25 und 26 mit dem zugeordneten Netzwerk näher beschrieben. Da die Basiselektrode des Transistors 26 mit dem Anschlußpunkt zwischen dem Kondensator 56 und dem Widerstand 57 verbunden ist und deren Emitterelektrode mit dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung Verbindung hat, ist die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 26 gegenüber der Spannung an der Emitterelektrode positiv, so daß die Basis-Emitterstrecke des NPN-Transistors 26 normalerweise leitend ist.

Bei leitendem und gesättigtem Transistor 26 ist die Spannung am Anschlußpunkt 69 im wesentlichen auf Erdpotential. Da die Basiselektrode des Transistors 25 mit dem Anschlußpunkt zwischen den Widerständen 62 und 59 verbunden ist, die ein Spannungsteilernetzwerk zwischen der negativen Anschlußklemme 61 und dem Anschlußpunkt 69 darstellen, ist die der Basiselektrode des Transistors 25 zugeführte Spannung negativ gegenüber der an der Emitterelektrode herrschenden, so daß der Transistor 25 normalerweise nichtleitend ist. Beim Zuleiten eines positiven Impulses zur Basiselektrode des Transistors 25 über eine Diode 70 wird der NPN-Transistor 25 in den leitenden Zustand umgeschaltet. Bei leitendem Transistor 25 arbeitet der Kondensator 56 anfänglich als Kurzschluß und die Spannung am Anschlußpunkt zwischen dem Kondensator 56 und dem Widerstand 57, die der Basiselektrode des Transistors 26 zugeleitet wird, geht im wesentlichen auf den negativen Wert der Speisespannung. Bei dieser Spannung an der Basiselektrode ist der NPN-Transistor 26 nichtleitend und der monostabile Multivibratorkreis ist nun in seinem pendelnden Zustand. Bei leitendem Transistor 25 beginnt sich der Kondensator 56 über einen Kreis von der positiven Anschlußklemme 55 über das Potentiometer 58, den Widerstand 57, den leitenden Transistor 25 zum Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung aufzuladen. Nachdem der Kondensator 56 auf die Durchbruchspannung der Basis-Emitterstrecke des Transistors 26 aufgeladen ist, ist die der Basiselektrode des Transistors 26 zugeleitete Spannung so positiv, daß der NPN-Transistor 26 zu leiten beginnt und der monostabile Multivibratorkreis in seinen ursprünglichen stabilen Zustand zurückkehrt.

Die Zeit, während der der monostabile Multivibratorkreis in dem Pendelzustand bleibt, wird vorwiegend durch die Zeitkonstante des den Kondensator 56, den Widerstand 57 und das Potentiometer 58 enthaltenden Kreises bestimmt, so daß durch Einstellen des beweglichen Kontakts des Potentiometers 58 eine gewünschte Zeitkonstante gewählt werden kann.

Der Kondensator 23 wird durch den über den Widerstand 12 zugeleiteten Strom aufgeladen. Wenn die Spannung am Kondensator 23, die an der Emitterelektrode 19 des Doppelbasistransistors 20 anliegt, eine ausreichende Höhe erreicht, die der Durchbruchspannung des Doppelbasistransistors 20 entspricht, so wird dieser in den leitenden Zustand geschaltet, so daß sich der Kondensator 23 über den Widerstand 22 und die Emitterbasisstrecke des Doppelbasistransistors 20 entlädt. Sinkt die der Emitterelektrode 19 beim Entladen des Kondensators 23 zugeführte Spannung auf einen niedrigen Wert, so wird der Doppelbasistransistor 20 wieder nichtleitend und das soeben beschriebene Spiel wiederholt sich.

Beim Entladen des Kondensators 23 durch den Widerstand 22 entsteht an diesem ein Impuls positiver Polarität. Da während jeder Spannungshalbwelle jeder Phase nur ein Zündimpuls erforderlich ist, der Kippgeneratorkreis normalerweise aber freiläuft, wie zuvor beschrieben ist, ist es notwendig, daß dieser nach der Bildung eines Zündimpulses für den Rest jeder Spannungshalbwelle unwirksam gemacht wird. Zu diesem Zweck ist ein Thyristor 50 vorgesehen, dessen Anode und Kathode mit der positiven bzw. negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters 10 über einen strombegrenzenden Widerstand 64 verbunden sind. Der Thyristor 50 ist vorwärts gepolt. Bei Erscheinen eines positiven Impulses am Widerstand 22 wird der Thyristor 50 leitend und entfernt die Spannung an der Basiselektrode des Doppelbasistransistors 20, da der Thyristor 50 im wesentlichen einen Kurzschluß zu den Gleichstromanschlußklemmen des Brückengleichrichters 10, zum Widerstand 64 und zur Zenerdiode 36 bildet. Bei leitendem Thyristor 50 ist daher der Kippgenerator unwirksam gemacht. Der Thyristor 50 bleibt während des Restes der Halbwelle der eingespeisten Wechselspannung leitend und wird gelöscht, wenn die gleichgerichtete Spannung an den Gleichstromausgangsklemmen des Brückengleichrichters 10 den Wert Null erreicht, also die eingespeiste Wechselspannung von der positiven zur negativen Halbwelle übergeht.

Wie bereits erwähnt, ist ein Weg zur Änderung der Drehzahl eines Wechselstromasynchronmotors durch Änderung des Stromflußwinkels möglich, über dessen Bereich die einzelnen Phasenwicklungen des Motors erregt werden. Je größer der erwähnte Winkel ist, um so größer ist die Drehzahl und/oder die Leistung des Motors. In der Anordnung gemäß F i g. 1 sind die gelieferten Zündimpulse auf eine ausgewählte Phase des eingespeisten Wechselstroms abgestimmt und arbeiten zusammen mit Schalteinrichtungen, die einen Erregerkreis für die zugeordnete Phasenwicklung entsprechend den Zündimpulsen schließen. Zur Änderung der Motordrehzahl müssen daher die Zündimpulse bei einem Phasenwinkel jeder Spannungshalbwelle jeder Phase des eingespeisten Wechselstroms geliefert werden, der von dem erwähnten Winkelbereich einen solchen Teil wirksam werden läßt, daß die ausgewählte Drehzahl erzielt wird. Da die Nebenzündimpulskreise von dem Hauptzündimpulskreis abhängig sind, wird zunächst der letztere näher beschrieben.

Mit dem Erscheinen der Vergleichsspannung, die mit der ausgewählten Phase des eingespeisten Wechselstroms synchronisiert ist, an der Zenerdiode 36 beginnt sich der Kondensator 23 aufzuladen. Ist der Kondensator 23 auf die Durchbruchspannung des Doppelbasistransistors 20 aufgeladen, so wird der Transistor in den leitenden Zustand umgeschaltet. Zur Änderung des Phasenwinkels, in dem die zugeordnete Phasenwicklung erregt wird, ist es also erforderlich, die Zeit der Aufladung des Kondensators 23 bis zur erwähnten Größe der Durchbruchspannung des Doppelbasistransistors 20 zu ändern.

Das Aufladen eines Kondensators in einem Aufladekreis erfolgt im wesentlichen nach einer Exponentialkurve zur vollen Spannung in einer Zeit, die im wesentlichen etwa viermal der Zeitkonstante des Kreises entspricht und unabhängig von der Größe der aufgeladenen Spannung ist. Der anfängliche im wesentlichen Ii-

neare Anstieg der Ladung wird daher zum größten Teil durch die Größe der Aufladung bestimmt. Je größer die Aufladung ist, um so größer ist der anfängliche Anstieg.

Nach dem Kirchoff'schen zweiten Gesetz muß die Summe der Spannungsabfälle in einem geschlossenen Kreis der Summe der Spannungsanstiege gleich sein.

In Anwendung dieses Gesetzes ergibt sich, wenn man die Zenerdiode 36 als eine Spannungsquelle ansieht, und den Kreis der Steuerspannung untersucht, daß die Summe der Spannungsabfälle in den zueinander parallelliegenden Teilen mit dem Kondensator 40 bzw. dem in Reihe mit der Diode 39 liegenden Widerstand bzw. dem Widerstand 37, im Widerstand 12 und im Kondensator 23 sowie den verbindenden Leitungen dem Spannungsanstieg an der Zenerdiode 36 gleich ¹S sein muß. Bei einer über den Widerstand 12 zugeführten Spannung und einer Polarität, wie in der Zeichnung dargestellt, kann dieser Widerstand als Spannungsgenerator angesehen werden und bei Durchlauf des gleichen Kreises in der gleichen Richtung ist die am Widerstand 12 erscheinende Spannung ein Spannungsabfall im Sinn des Kirchoff'schen zweiten Gesetzes. Da die Vergleichsspannung an der Zenerdiode 36 im wesentlichen konstant bleibt, ist die Zunahme des Spannungsabfalls am Widerstand 12 bei Zuleitung der Steuerspannung mit einer entsprechenden Abnahme des Spannungsabfalls am Kondensator 23 verknüpft, um das Kirchoffsche zweite Gesetz zu erfüllen. Da wiederum der Spannungsabfall im Kondensator 23 die Höhe seiner Aufladung bestimmt, wird damit der anfängliche Anstieg der Aufladung des Kondensators 23 und damit die Zeit für seine Aufladung bis zur Durchbruchspannung des Doppelbasistransistors 20 vergrößert. Auf diese Weise wird die Aufladezeit des Kondensators 23 durch Änderungen der Steuerspannung am Widerstand 12 bestimmt.

Die durch die Tachometermaschine 11 gelieferte Steuerspannung, die von der Motordrehzahl abhängig ist und sich mit dieser ändert, kann wahlweise durch Einstellen des beweglichen Kontakts des Potentiometers 14 geändert werden, so daß ein veränderlicher Parameter geschaffen ist, der die maximale Spannung bestimmt, auf die der Kondensator 23 aufgeladen werden kann.

Für jede beliebige konstante Motordrehzahl ist die Steuerspannung und damit die maximale Spannung, auf die der Kondensator 23 aufgeladen wird, konstant und am Widerstand 22 wird bei jeder Spannungshalbwelle der Phasen des eingespeisten Wechselstroms ein Impuls zum gleichen Phasenwinkel geliefert.

Wird der bewegliche Kontakt des Potentiometers 14 so verstellt, daß der Widerstand des Potentiometers 14 erhöht wird, so sinkt hierdurch die Steuerspannung am Widerstand 12 und ist bei einer beliebigen konstanten Motordrehzahl konstant. Die Abnahme der Steuerspannung am Widerstand 12 bedingt eine Zunahme des Spannungsabfalles im Kondensator 23 um einen der Differenz entsprechenden Betrag. Die Vergrößerung des Spannungsabfalles im Kondensator 23 erhöht dessen Aufladung, wobei insbesondere der anfängliche im wesentlichen lineare Anstieg der Aufladung des Kondensators 23 erhöht wird. Der Kondensator 23 erreicht seine maximale Aufladung, die der Durchbruchspannung des Doppelbasistransitors 20 entspricht, früher bei jedem Zyklus der Vergleichshalbwelle des eingespeisten Wechselstroms, so daß infolge des vergrößerten wirksamen Stromflußwinkels die Motordrehzahl erhöht wird.

Wird der bewegliche Kontakt des Potentiometers 14 dagegen so verstellt, daß der Widerstand des Potentiometers 14 verringert wird, so steigt die am Widerstand 12 erscheinende Steuerspannung. Dies führt zu einer Verringerung des Spannungsabfalles am Kondensator 23 um einen der Differenz entsprechenden Betrag. Gleichzeitig wird hiermit die erreichbare Aufladung des Kondensators 23 verringert, wobei im wesentlichen der anfängliche lineare Anstieg verringert wird. Dies bedeutet, daß der Kondensator seine der Durchbruchspannung des Doppelbasistransistors 20 entsprechende höchste Aufladung bei jedem Zyklus der Vergleichshalbwelle später erreicht, so daß infolge des verringerten wirksamen Stromflußwinkels die Motordrehzahl verringert wird.

Es kann somit die Drehzahl des Motors wahlweise durch Einstellung des Potentiometers 14 geändert werden, wodurch die Steuerspannung am Widerstand 12 eingestellt wird. Um die anfängliche Aufladung des Kondensators 23 zu erhöhen, sind die Kondensatoren 40 und 16 in den Aufladekreis eingegliedert. Da diese Teile zu Beginn jeder Aufladung als Kurzschlüsse wirken, ist die Zeitkonstante des Aufladekreises sehr klein, so daß anfänglich eine schnelle Aufladung des Kondensators 23 eintritt. Dies ist besonders wichtig bei gewählten höheren Motordrehzahlen und großen Leistungen, bei denen die Impulse frühzeitig oder bei Beginn jeder Halbwelle geliefert werden müssen. Nachdem die Kondensatoren 40 und 16 aufgeladen sind, bestimmen der mit der Diode 39 in Reihe liegende Widerstand 38 und der Widerstand 37 die Aufladung des Kondensators 23 mit einem geringeren Anstieg. Dies ist wichtig, insbesondere bei niedrigen Motordrehzahlen, bei denen die Impulse während jeder Halbwelle später geliefert werden müssen.

Unter der Annahme, daß der Motor mit einer ausgewählten Drehzahl durch Einstellung des Potentiometers 14 umläuft, bleibt die Steuerspannung im wesentlichen konstant und die Impulse werden bei jeder Spannungshalbwelle bei dem gleichen Phasenwinkel entsprechend dieser Drehzahl geliefert Jegliche Neigung des Motors, Drehzahl aus irgendeinem Grund zu verlieren, wird von einer proportionalen Abnahme der Steuerspannung begleitet, die zu einer Vergrößerung des Spannungsabfalls im Kondensator 23 und damit der Aufladung des Kondensators 23 führt Es wird die anfängliche Aufladung vergrößert, so daß der Kondensator 23 die der Durchbruchspannung des Doppelbasistransistors 20 entsprechende Aufladung früher erreicht, so daß eine höhere Drehzahl eingeregelt wird.

In gleicher Weise würde die Neigung des Motors, seine Drehzahl zu erhöhen, von einer entsprechenden Zunahme der Steuerspannung begleitet sein, die zu einer Abnahme des Spannungsabfalls im Kondensator 23 führt. In der bereits erklärten Weise wird hierdurch die anfängliche Aufladung des Kondensators 23 verringert, so daß im Endergebnis eine Verringerung der Motordrehzahl bewirkt wird.

Die erfindungsgemäße Anordnung dient also nicht nur der Einstellung der Drehzahl des Motors, sondern wirkt zugleich auch als Drehzahlregler, der die eingestellte Drehzahl aufrechterhält.

Da die für die Aufladung des Kondensators 23 verfügbare Ladung des Kippgenerators im wesentlichen der Differenz zwischen der Vergleichsspannung und der Steuerspannung entspricht, spricht dieser auf die Differenz an, um einen Impuls am Widerstand 22 bei einem Phasenwinkel jeder Spannungshalbwelle der

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Vergleichsspannung des eingespeisten Wechselstroms entsprechend dieser Differenz zu bilden.

Bei einem Einphasenmotor ist nur der den Hauptzündimpuls liefernde Kreis erforderlich, um den wirksamen Stromflußwinkel, in dem die Phasenwicklung erregt wird, zu bestimmen.

Um einen einwandfreien Betrieb bei allen Drehzahlen und eine genaue Drehzahlregelung bei lastfreiem oder schwach belastetem Betrieb zu erhalten, ist es bei Mehrphasenmotoren notwendig, daß der wirksame Stromflußwinkel bei allen Phasen der gleiche ist wie bei der als Vergleichsphase gewählten Phase. Bei Mehrphasenmotoren ist daher die Anordnung von Zündimpulse liefernden Kreisen erforderlich, die aufeinanderfolgend Zündimpulse für die jeweilige Phase des eingespeisten Wechselstroms liefern und zueinander um einen elektrischen Winkel versetzt sind, der dem elektrischen Winkel zwischen den Phasen des eingespeisten Wechselstroms entspricht.

Bei einem Dreiphasenmotor beispielsweise muß der Impuls, der von dem Hauptzündimpulskreis geliefert wird, von dem Zündimpuls, der von dem ersten Nebenzündimpulskreis des monostabilen Multivibrators mit den Transistoren 25 und 26 geliefert wird, 120 elektrische Grade entfernt sein und der Zündimpuls, der von dem zweiten Nebenzündimpulskreis geliefert wird, der den monostabilen Multivibrator mit den Transistoren 29 und 30 enthält, muß von dem ersten Nebenzündimpuls ebenfalls 120 elektrische Grade entfernt sein.

Der von dem Hauptzündimpulskreis zum Widerstand 22 gelieferte Impuls kann durch einen üblichen Transistorverstärkerkreis mit einem NPN-Transistor 75 verstärkt werden. Die Kollektorelektrode des Transistors 75 ist mit der positiven Anschlußklemme 55 über einen strombegrenzenden Widerstand 79 und die Primärwicklung eines Impulsübertragers 76 verbunden, während seine Emitterelektrode mit dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung verbunden ist. Der Transistor 75 ist daher vorwärtsgepolt und da seine Basiselektrode über Widerstände 83 und 22 mit dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung verbunden ist, ist er normalerweise nichtleitend. Beim Erscheinen eines positiven Impulses am Widerstand 22 wird dagegen die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 75 positiv in bezug zur Spannung an der Emitterelektrode, so daß der NPN-Transistor 75 leitend wird. Während der Zeit, in der der Transistor 75 leitend ist, wird ein Stromstoß, der von Null bis zu einem durch die Impedanz des Kreises bedingten Wert ansteigt, von der positiven Anschlußklemme 55 über die Primärwicklung des Impuls-Übertragers 76, den strombegrenzenden Widerstand 79 und der Kollektoremitterstrecke des Transistors 75 zum Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung fließen. Die Vorderflanke dieses Stromstoßes wird als Zündimpuls in diesem Teil des Kreises benutzt.

Beim Stromdurchgang durch die Primärwicklung des Impulsübertragers 76 bei jedem dieser Impulse induziert das sich bildende Magnetfeld in jeder von zwei Sekundärwicklungen 77 und 78 eine Spannung. Die in der Sekundärwicklung 78 induzierte Spannung wird über Leiter 80 bzw. 81 zu der Steuerelektrode des Thyristors 31 geleitet, während die in der Sekundärwicklung 77 induzierte Spannung über einen Leiter 82 und die Diode 70 der Basis des Transistors 25 zugeleitet wird. Die Sekundärwicklung 78 ist so gepolt, daß ihr mit dem Leiter 80 verbundenes Ende positive Polarität hat, wenn der Stromfluß durch die Primärwicklung des Impulsübertragers 76 ansteigt Der Thyristor 31 wird daher durch diesen Impuls mit richtiger Polarität in den leitenden Zustand umgeschaltet, wobei die Phasenwicklungen A und B erregt werden. Die Sekundärwicklung 77 ist so gepolt, daß ihr mit dem Leiter 82 verbundenes Ende positiv ist, wenn der Stromfluß durch die Primärwicklung des Impulsübertragers 76 ansteigt, so daß der Transistor 25 in den leitenden Zustand umgeschaltet wird.

Wird der Transistor 25 in den leitenden Zustand umgeschaltet, so erfolgt ein Umschalten des Transistors 26 in den nichtleitenden Zustand in der zuvor beschriebenen Weise, so daß dieser monostabile Multivibratorkreis in den pendelnden Zustand gelangt. Wird der Transistor 26 nichtleitend, so erscheint ein Impuls am Widerstand 52, der an dem Anschlußpunkt 69 positive Polarität hat.

Der am Widerstand 52 erscheinende Impuls kann durch einen üblichen Transistorverstärkerkreis mit einem NPN-Transistor 85 verstärkt werden, dessen Kollektor- und Emitterelektroden mit der positiven Anschlußklemme 55 und dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung verbunden sind. Der Transistor 85 ist also vorwärts gepolt.

Die positive Spannung, die am Anschlußpunkt 69 erscheint, wird der Basiselektrode des Transistors 85 zugeleitet und hat eine Größe, die den Transistor 85 in den leitenden Zustand umschaltet.

Nach einer Zeit, die durch die Werte der Elemente der Zeitschaltung des monostabilen Muitivibratorkreises mit den Transistoren 25 und 29 bestimmt ist, kehrt der Transistor 25 schlagartig in seinen nichtleitenden Zustand zurück, während der Transistor 26 leitend wird, wodurch die Spannung am Anschlußpunkt 69 verschwindet und der Transistor 85 gelöscht wird.

In der Zeit, in der der Transistor 85 leitend ist, fließt ein Stromstoß, der von Null bis zu einem von der Impedanz des Kreises bestimmten Wert ansteigt, von der positiven Anschlußklemme über die Primärwicklung 86 eines Impulsübertragers, einen strombegrenzenden Widerstand 89 und der Kollektoremitterstrecke des Transistors 85 zu dem Punkt 5 der Vergleichsspannung und sinkt auf Null ab, wenn der Transistor 85 gelöscht wird. Die Rückflanke dieses Stromstoßes bei der Rückkehr auf den Wert Null wird als Umschaltimpuls für diesen Teil des Zündimpulse liefernden Kreises verwendet

Endet der Stromfluß durch die Primärwicklung 86 des Impulsübertragers bei jedem dieser Impulse, so bewirkt das Zusammenbrechen der erzeugten Magnetfelder eine Spannung in jeder von zwei Sekundärwicklungen 87 und 88 des Impulsübertragers. Die Sekundärwicklung 87 ist so gepolt, daß die beim Zusammenbrechen des Magnetfeldes induzierte Spannung an dem mit einem Leiter 92 verbundenen Ende positiv ist, während die Sekundärwicklung 88 so gepolt ist, daß die beim Zusammenbruch des Magnetfeldes induzierte Spannung an dem mit einem Leiter 90 verbundenen Ende positiv ist.

Die in der Sekundärwicklung 87 induzierte Spannung wird über den Leiter 92 und eine Diode 71 zur Basisemitterstrecke des Transistors 29 bzw. zum Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung geleitet Durch die gegebenen Polaritätsverhältnisse wird der Transistor 29 in den leitenden Zustand umgeschaltet. Die in der Sekundärwicklung 88 induzierte Spannung wird über Leiter 90 und 91 der Steuerelektrode des Thyristors 32 zugeleitet Durch die gegebenen Polaritätsverhältnisse wird dieser in den leitenden Zustand umgeschaltet, so daß

eine Spannung richtiger Polarität an den Phasenwicklungen Bund C erscheint.

Wenn der Transistor 29 in den leitenden Zustand umgeschaltet wird, gelangt der Transistor 30 in den nichtleitenden Zustand in der bereits beschriebenen Weise, so daß dieser monostabile Multivibratorkreis in den pendelnden Zustand gebracht ist. Wird der Transistor 30 nichtleitend, so erscheint ein Impuls am Widerstand 54, der am Anschlußpunkt 72 positive Polarität hat. ίο

Der am Widerstand 54 erscheinende Impuls kann durch einen üblichen Transistorverstärkerkreis mit einem NPN-Transistor 95 verstärkt werden, dessen Kollektor- und Emitterelektroden mit der positiven Anschlußklemme 55 bzw. dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung verbunden sind. Der Transistor 95 ist daher vorwärts gepolt.

Die positive Spannung am Anschlußpunkt 72 wird der Basiselektrode des Transistors 95 zugeleitet und bewirkt, daß der Transistor 95 in den leitenden Zustand ^ao umgeschaltet wird. Nach einer bestimmten Zeit, die durch die Werte der Elemente der Zeitschaltung des monostabilen Multivibratorkreises mit den Transistoren 29 und 30 bestimmt ist, kehrt der Transistor 30 schlagartig in den nichtleitenden Zustand zurück, wäh- ^a5 rend der Transistor 26 leitend wird. Hierdurch verschwindet die Spannung am Anschlußpunkt 72 und der Transistor 95 wird gelöscht.

Während der Zeit, in der der Transistor 95 leitend ist, fließt ein Stromstoß, der von Null bis zu einem von der Impedanz des Kreises bestimmten Wert ansteigt, von der positiven Anschlußklemme 55 über die Primärwicklung % eines Impulsübertragers, einen strombegrenzenden Widerstand 98 und die Kollektor-Emitterstrekke des Transistors 95 zu dem Erdpunkt 5 der Vergleichsspannung und sinkt auf den Wert Null zurück, wenn der Transistor 95 gelöscht ist. Die Hinterflanke dieses Stromstoßes bei seiner Rückkehr auf den Wert Null wird als Umschaltsignal für diesen Teil des Zündimpulse liefernden Netzwerkes verwendet.

Wenn der Stromfluß durch die Primärwicklung % des Impulsübertragers bei jedem dieser Impulse endet, bewirkt das Zusammenbrechen der zuvor induzierten Magnetfelder eine Spannung in einer Sekundärwicklung 97. Die Sekundärwicklung 97 ist so gepolt, daß die bei zusammenbrechendem Magnetfeld induzierte Spannung an dem mit einem Leiter 100 verbundenen Ende positiv ist.

Die in der Sekundärwicklung 97 induzierte Spannung wird über die Leiter 100 und 101 der Steuerelektrode des Thyristors 33 zugeleitet. Durch die gegebenen Polaritätsverhältnisse wird dieser in den leitenden Zustand umgeschaltet, so daß an den Phasenwicklungen A und C eine Spannung richtiger Polarität erscheint.

Die in den Sekundärwicklungen 77 und 78 beim Zusammenbrechen des Magnetfeldes der Primärwicklung 76 und die in den Sekundärwicklungen 87 und 88 bzw. 97 beim Aufbau des Magnetfeldes der Impulsübertrager 86 bzw. 96 induzierten Spannungen haben falsche Polarität und beeinflussen daher die richtige Arbeitsweise des Kreises nicht.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Wechselstrom-Asynchronmotors, der von einer Wechselstromquelle über steuerbare Halbleiter gespeist ist, deren Zündzeitpunkt von der Differenz zwischen einer von der Wechselstromquelle abgeleiteten und mit Hilfe einer Zenerdiode stabilisierten Vergleichsspannung und einer von der Motordrehzahl abhängigen Spannung bestimmt ist, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Zenerdiode (36) über je einen Widerstand (21, 22) die Basen eines Doppelbasistransistors (20) geschaltet sind, dessen Emitter über eine Widerstandsschaltung einerseits an den positiven Pol und andererseits über einen Kondensator (23) an den negativen Pol der Zenerspannung angeschlossen ist, und daß parallel zur Zenerdiode mit seiner Anode am positiven Pol der Zenerspannung ein Thyristor (50) liegt, dessen Steuerelektrode an der Basis des Doppelbasistransistors (20) liegt, die zum negativen Pol der Zenerspannung führt.