DE1541896C3 - PhasenwinkelmeBeinrichtung - Google Patents
PhasenwinkelmeBeinrichtungInfo
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Description
Zur Messung des Phasenwinkels zwischen zwei Wechselstromgrößen ist es bekannt, die gleichgepolten
Halbwellen zweier bezüglich ihrer Phasenlage miteinander zu vergleichenden sinusförmigen Wechselspannungen
in rechteckförmige Impulsspannungen konstanter Amplitude umzuformen und in der Weise zu
überlagern, daß ein rechteckförmiger Impulsspannungszug
entsteht, dessen durch Filter- oder Glättungsmittel gewonnener arithmetischer Gleichspannungsmittelwert
dem Betrag des Phasenwinkeis proportional ist. Durch den Einsatz von Glättungsmitteln ergibt sich aber eine
in der Regel beträchtliche Verzögerung in der Ansprechzeit der Meßeinrichtung, welche insbesondere
bei deren Verwendung in schnell arbeitenden Regelkreisen nicht mehr hingenommen werden kann.
Es ist weiterhin eine Phasenwinkel-Meßeinrichtung bekannt, bei welcher ein Integrator jeweils einmal in
jeder Periode auf Null zurückgestellt und anschließend zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der
beiden Wechselstromgrößen an eine konstante Eingangsspannung gelegt ist und dabei bis zu seiner
Rückstellung, welche jeweils vor erneutem Anlegen an die konstante Spannung erfolgt, den jeweils erreichten
Wert speichert. Um die Information über die vorliegende Phasenverschiebung zwischen den beiden Wechselstromgrößen
in Form eines kontinuierlichen Gleichstromsignals auszugeben, ist es hierbei erforderlich, den
von dem Integratur erreichten Maximalwert abzufragen und bis zum Ende einer erneuten Aufladung zu
speichern. Die Ansprechzeit dieser bekannten Anordnung wäre dann im ungünstigsten Fall gleich einer
Periode der Wechselstromeingangsgröße.
Die vorliegende Erfindung stellt sich die Aufgabe ein wesentlich einfacher aufgebautes und schneller ansprechendes
Phasenwinkel-Meßgerät mit Gleichstromausgang zu schaffen.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Erfassung des zwischen zwei gleichfrequenten Wechselstrorhgrößen
auftretenden Phasenwinkels mit einem zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der
beiden Wechselstromgrößen von einer konstanten Spannung aufladbaren und kurz vor dem Nulldurchgang
der einen Wechselstromgröße rückstellbaren Integrator. Sie ist gekennzeichnet durch zwei periodisch und
zeitlich um 180° gegeneinander versetzt arbeitende Integratoren, deren Ausgänge über eine Maximalwertauswahlschaltung
auf eine gemeinsame Klemme geführt sind. Durch diese sich gegenseitig überlappende
Arbeitsweise der beiden Integratoren entsteht auf relativ einfache Weise am Ausgang der erfindungsgemäßen
Phasenwinkel-Meßeinrichtung eine dem Phasenwinkel proportionale Gleichspannung, bei welcher
die Ansprechzeit der Veränderungen des Phasenwinkels auf höchstens eine halbe Periode beschränkt ist.
Die Maximalwertauswahlschaltung, im folgenden kurz Maximumschaltung genannt, hat bekanntlich die
Aufgabe, von mehreren ihren Eingängen zugeführten Spannungen jeweils die größte ausgangsseitig zur
Wirkung zu bringen. Sie kann in besonders einfacher Weise aus zwei anöden- oder kathodenseitig miteinander
verbundenen Dioden bestehen.
Unter den für die Zwecke vorliegender Erfindung brauchbaren Integratoren werden ganz allgemein
speichernde Einrichtungen verstanden, deren Ausgangssignal nach Anlegen eines konstanten Eingangssignals sich im wesentlichen zeitlinear ändert. Dies ist
z. B. bei kapazitiv rückgekoppelten Verstärkern der Fall. Besonders einfach gestaltet sich jedoch der Aufbau
der erfindungsgemäß verwendeten Integratoren nach einem weiteren Merkmal der Erfindung, wenn sie unter
Verzicht auf aufwendige Verstärkermittel aus zwei /?C-Gliedern bestehen, deren Ladeströme jeweils über
zwei parallel zueinander angeordnete Transistoren kurzschließbar sind, wobei die Steuerelektroden dieser
Transistoren von je einer der Wechselstromgrößen bezüglich Phasenverlauf entsprechenden Spannung
beaufschlagt sind.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung kann es sich als vorteilhaft erweisen, den Ausgang der
Maximumschaltung mit der Basis eines Verstärkertransistors in Kollektorbasisschaltung zu verbinden. Dieser
Verstärkertransistor stellt dann einen Impedanzwandler dar, welcher die Anschaltung einer in großen Grenzen
beliebig wählbaren Belastung ohne Rückwirkung auf die im Meßkreis sich ergebenden Strom-Spannungsverhältnisse
erlaubt.
Bevorzugte Anwendungsgebiete für die erfindungsgemäße Phasenwinkelmeßeinrichtung sind Leistungsfaktorregelungen
von Netzen, wobei die Erfindung dann als Istwertmeßglied zum Einsatz gelangen kann. Von
Vorteil sind dabei die geringe Ansprechzeit und die bequeme Weiterverarbeitung des Gleichstromausgangssignals
der erfindungsgemäßen Phasenwinkelmeßeinrichtung.
Die Erfindung soll im folgenden mit Hilfe der Figuren näher veranschaulicht werden, wobei
Fig. 1 ein Anwendungsbeispiel der Erfindung samt ihrem schaltungstechnischen Aufbau,
F i g. 2a und 2b Diagramme zur Funktionserläuterung der Erfindung und
F i g. 3 die Abhängigkeit des Ausgangssignals der in F i g. 1 dargestellten Meßeinrichtung vom Phasenwinkel
darstellen.
F i g. 1 zeigt die Anwendung des erfindungsgemäßen Phasenwinkelmeßgerätes 10 bei der Leistungsfaktorregelung
eines elektrischen Netztes 9, welches einen Synchronmotor 12 enthält und von einer Drehstromquelle
22 gespeist wird. Der Synchronmotor 12 kann auch mechanisch mit einer Last 15 gekuppelt sein. Die
Erregerwicklung 14 des Synchronmotors 12 wird von einer Erregereinrichtung 30 gespeist, in Abhängigkeit
von der ihren Klemmen 36 und 38 zugeführten, von der Phasenwinkelmeßeinrichtung 10 gelieferten Eingangsgröße,
welche beispielsweise die Steuersätze von nicht weiter dargestellten gesteuerten Gleichrichtern beaufschlagen
kann, die an die Netzleiter 24, 26 und 28 angeschlossen sind.
Die Phasenwinkelmeßeinrichtung 10 besteht aus zwei gleichartig aufgebauten Meßgeräten 60 bzw. 70, denen
an den Klemmen 120 bzw. 120' eine erste bzw. eine zweite, an den Klemmen 134 bzw. 134' eine dritte bzw.
eine vierte und an den Klemmen 160 bzw. 160' eine fünfte bzw. eine sechste Signalwechselspannung sowie
an den Klemmen 148 und 150 bzw. 148' und 150' eine von einer Quelle 56 herrührende konstante Gleichspannung
zugeführt sind.
Die erste und zweite Signalwechselspannung werden vom Ausgangssignal eines im Zuge eines Netzleiters
liegenden Stromwandlers 66 abgeleitet und über einen Hilfstransformator68undeineausdenZenerdioden 122
und 128 bestehende Begrenzerschaltung den Meßgeräten 60 und 70 zugeführt, so daß die an der Klemme 120
liegende erste Signalwechselspannung in Phase mit dem Netzstrom ist und die der Klemme 120' zugeführte
zweite Signalwechselspannung 180° gegenüber der ersten Signalwechselspannung versetzt ist.
Zur Lieferung der dritten und vierten Signalwechselspannung, welche ebenfalls gegeneinander um 180°
phasenversetzt sind und in Phase bzw. in Gegenphase mit der Netzspannung sind, ist ein Spannungstransformator
vorgesehen, dessen angezapfte Primärwicklung an die Netzleiter 24,26 und 28 angeschlossen ist und an
dessen Sekundärwicklungsklemmen 71, 73 und 75 die Primärwicklungen 80 und 82' zweier Transformatoren
80 und 82 angeschlossen sind. Die Sekundärwicklungen 80" und 80'" sind zusammen am Verbindungspunkt 86,
die übrigen Enden mit Ausgangsklemmen 88 und 90 verbunden, an denen die dritte, der Klemme 134
zugeführte und die vierte der Klemme 134' zugeführte Signalwechselspannung erscheinen.
Die vierte und fünfte Signalwechselspannung, denen eine Rückstellfunktion zukommt und die ebenfalls
gegeneinander um 180° phasenversetzt sind, werden den Sekundärwicklungen 82" und 82'" des zuvor
erwähnten Transformators 82 an dessen Klemmen 92 und 94 entnommen, die mit den Klemmen 160 und 160'
der Meßgeräte 60 und 70 verbunden sind. Der Transformator 82 liefert Spannungen, die denen des
Transformators 80 um eine bestimmte Anzahl von elektrischen Graden zeitlich vorauseilen.
Die Phasenwinkelmeßgeräte 60 und 70 stellen in einer
noch näher zu beschreibenden Weise zwei Gleichstromsignale bereit, die den Phasenwinkel zwischen der
Spannung und dem Strom des Netzes 9 entsprechen. Ihre Ausgänge sind einer mit 62 bezeichneten, aus zwei
kathodenseitig miteinander verbundenen Dioden 102 und 104 bestehenden Maximumschaltung zugeführt,
welche das jeweils größere ihrer beiden Eingangssignale mit dem von einer Verstelleinrichtung 64 gelieferten
Sollwertsignal in Vergleich setzt. Auf diese Weise wird jeweils beim periodisch bewirkten Nullsetzen des einen
der beiden Meßgeräte das Ausgangssignal des anderen Meßgerätes automatisch an die Stelle des zuvor
wirksamen Signals treten und mit dem Sollwertsignal verglichen werden können. Indem man erfindungsgemäß
zwei gleich aufgebaute Meßeinrichtungen vorsieht, welche auf um 180° phasenversetzte Signalspannungen
ansprechen, wird erreicht, daß, bei Erhalt eines Dauergleichstromsignals zusätzlich die Ansprechzeit
der Gesamteinrichtung insgesamt auf eine halbe Periode reduziert wird.
Es soll nun die Erarbeitung des dem Netzphasenwinkel entsprechenden Gleichstromsignals am Beispiel des
Meßgerätes 60 im einzelnen erläutert werden. Das Meßprinzip besteht darin, daß Speicher- bzw. Integriermittel,
im dargestellten Beispiel der F i g. 1 ein Kondensator 110 von einer Gleichspannungsquelle 56
dann beaufschlagt werden, wenn die Spannung im Netz 9 durch Null geht und von einer ersten Polarität auf eine
zweite Polarität wechselt und daß die Aufladung des Kondensators 110 dann beendet wird, wenn ein Signal,
welches die Phasenlage des der vorerwähnten Netzspannung zugeordneten Netzstromes aufweist, durch
Null hindurchgeht und dabei von der zweiten Polarität auf die erste überwechselt. Diese Zeit zwischen
aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Strom- und Spannungshalbwellen des Netzes 9 entspricht dem
Phasenwinkel, so daß bei einer zeitlinearen Aufladung des Kondensators dessen Spannung ein Maß für den
Phasenwinkel ist. Der Kondensator 110 ist über eine Diode 144 und einen Widerstand 142 zwischen die
Klemmen 148 und 150 geschaltet und kann von der Gleichspannungsquelle 56 auf diesem Wege aufgeladen
werden, sofern keiner der beiden emitterseitig mit der Klemme 150 und kollektorseitig mit der Anode der
Diode 144 verbundenen Transistoren 130 und 136 durchlässig gesteuert ist. Die Basiszuleitungen dieser
Transistoren sind über Strombegrenzungswiderstände 132 und 140 an die Klemmen 120 und 134 angeschlossen,
welche ihrerseits von der ersten und der dritten Signalwechselspannung beaufschlagt sind, die in ihrer
Phasenbeziehung der Netzspannung bzw. dem Netzstrom entsprechen.
Der mit 118 bezeichnete Entladekreis enthält eine Klemme 160, welche mit der Klemme 92 des
Transformators 82 verbunden ist und die fünfte Signalwechselspannung zugeführt bekommt, welche der
die Klemme 134 beaufschlagenden dritten Signalwechselspannung um eine bestimmte Anzahl von elektrischen
Graden voreilt und deshalb den Kondensator 110 jeweils vor jedem zweiten Nulldurchgang der dritten
Signalwechselspannung durch Sperren des Transistors 147 und darauffolgend kurzzeitiges Durchlässigsteuern
des Transistors 145 mittels des Kondensators 149 über den Transistor 145 entlädt.
Die Spannung des Kondensators 110 stellt die Ausgangsgröße des Phasenwinkelmeßgerätes 60 dar
und wird einem Eingang der Maximumschaltung 62 zugeführt, deren an der Klemme 166 erscheinendes
Ausgangssignal zweckmäßigerweise in einer Verstärkereinrichtung 170 verstärkt wird, welche aus einem
zwischen den Klemmen 148 und 150 liegenden Transistor 172 in Kollektorbasisschaltung (Emitterfolger)
besteht. Das an der Klemme 176 auftretende
Ausgangssignal besteht in einem Gleichstromsignal, welches dem Netzphasenwinkel entspricht.
Zur Bildung eines Regelabweichungssignals ist ein Sollwertsteller 64 vorgesehen, welcher aus konstanten
Widerständen 178 und 180 sowie einem veränderbaren Widerstand 182 mit einem beweglichen Abgriff 184
besteht. Diese Anordnung ist an die Gleichspannungsquelle 56 angeschlossen. Wird nun die Klemme 176 an
einen Leiter 186 gelegt und ein Leiter 188 mit dem beweglichen Abgriff 184 des Widerstandes 182 verbunden,
so entsteht zwischen diesen beiden Anschlüssen ein Regelabweichungssignal, welches hinsichtlich Größe
und Polarität der Abweichung des Phasenwinkels von dem am Widerstand 64 einstellbaren Sollwert proportional
ist.
Die Wirkungsweise der Phasenwinkelmeßeinrichtung 10 soll nun an Hand der Diagramme nach F i g. 2a, 2b
und 3 für die verschiedenen Betriebsfälle im einzelnen näher verfolgt werden. In Fig.2a sind die dem
Meßgerät 60 zugeführten bzw. in ihm entstehenden Spannungen dargestellt. Es entspricht der mit 190
bezeichnete Wellenzug der Signalwechselspannung, die in Phase mit dem Netzstrom ist, der Wellenzug 192
entspricht der zuvor erwähnten dritten Signalwechselspannung und folgt hinsichtlich seines Phasenverlaufes
dem der Spannung des Netzes 9 und der gestrichelt eingezeichnete Wellenzug 199 entspricht der fünften
Signalwechselspannung und eilt der dritten um einen bestimmten Phasenwinkel voraus. Mit 194 ist der
Verlauf der Kondensatorspannung bezeichnet und zwar im Abschnitt 195 bei Ladung und im Abschnitt 197 nach
erfolgter Aufladung.
F i g. 2b zeigt ähnliche Verläufe der entsprechenden beim Meßgerät 70 auftretenden Spannungen, welche
zuvor als zweite, vierte und sechste Signalwechselspannungen erwähnt wurden und deren Bezeichnungen
unter Beifügung eines Apostrophs aus Fig.2a übernommen
wurden. Wesentlich ist, daß die einander entsprechenden Wellenzüge der Fig.2a und 2b
gegeneinander um 180° phasenversetzt sind.
So lange die dritte Signalwechselspannung 192 positive Polarität aufweist, wird der Transistor 136
gesättigt und sich demzufolge in seinem durchlässig gesteuerten Zustand befinden. Er stellt somit einen
Nebenschluß zum Kondensator 110 dar und hindert ihn in seinem durchlässigen Zustand an einer weiteren
Aufladung. Wenn zum Zeitpunkt 198 die dritte Signalwechselspannung 192 negativ wird, wird der
Transistor 136 in seinen nichtleitenden Zustand geschaltet. Der Kondensator 110 lädt sich dann über den
Widerstand 142 auf, so daß sich bei geeigneter Wahl der Gleichspannungsquelle 56 und der Zeitkonstanten des
/?C-Integrierkreises bezüglich der Kondensatorladespannung eine praktisch zeitlineare Anstiegsflanke 195
ergibt. Wenn zum Zeitpunkt 200 das in F i g. 1 die Klemme 120 beaufschlagende Signal, dargestellt durch
den Wellenzug 190 in Fig.2a, von negativen zu
positiven'Werten wechselt, schaltet dieses den Transistor
130 in seinen durchlässigen Zustand, worauf der Kondensatorladestrom 110 kurzgeschlossen und die
weitere Aufladung zum Zeitpunkt 202 unterbunden wird. Die Diode 144 verhindert, daß der Kondensator
110 über die Transistoren 130 bzw. 136 entladen werden kann, so daß die Kondensatorspannung konstant bleibt,
was in Fig.2a durch den Punkt 202 und den anschließend horizontalen Verlauf 197 veranschaulicht
ist. Die Größe der Kondensatorladespannung entspricht nun dem Phasenunterschied zwischen der Spannung
und dem Strom im Netz 9 und erscheint an der Ausgangsklemme 162.
Wenn der Wellenzug 190 bei einem anderen Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung die
Nullinie beim Übergang zu positiven Werten zum Zeitpunkt 204 schneidet, dann wird der Kondensator auf
den in Fig.2a mit 206 bezeichneten Wert aufgeladen, wobei sich an der Flankensteilheit der Anstiegsrampe
195 nichts ändert. Ist der Strom in Phase mit der Spannung, so erfolgt der Nulldurchgang des Stromes zu
dem mit 208 bezeichneten Zeitpunkt; es lädt sich dann der Kondensator auf den mit 210 bezeichneten Wert
auf.
Eine Änderung in der Wirkungsweise tritt insofern ein, wenn der Strom der Spannung nacheilt, indem dann
das dem Strom entsprechende Signal den Beginn und das der Spannung entsprechende Signal das Ende der
Kondensatorladung bestimmt. Wenn das dem Strom entsprechende Signal, das ursprünglich mit abfallender
xo Flanke die Nullinie beim Punkt 240 geschnitten hat,
nunmehr bei entsprechender Stromnacheilung die Nullinie hinter dem Spannungsnulldurchgang 198
schneidet, dann ist der dem Strom entsprechende Wellenzug positiv, nachdem der der Spannung entsprechende
Wellenzug negativ geworden ist. Der Transistor 130 ist dann in seinem durchlässigen Zustand und der
Transistor 136 in seinem sperrenden Zustand geschaltet. Der Kondensator 110 kann sich dann solange nicht
aufladen, bis das dem Strom entsprechende Signal 190 die Nullinie mit abfallender Flanke passiert hat. Eilt
beispielsweise das dem Strom entsprechende Signal 190 nur um kleine Werte hinter dem der Spannung
entsprechenden Signal 192 nach, so daß ein Nulldurchgang zum Zeitpunkt 242 stattfindet, so wird der
Transistor 130 in seinem sperrenden Zustand zum Zeitpunkt 242 geschaltet mit der Folge, daß sich der
Kondensator entsprechend der Anstiegsflanke 244 auflädt auf den mit 246 bezeichneten Wert, weil das der
Spannung entsprechende Signal 192 zum Zeitpunkt 208 positive Werte annimmt, wodurch der Transistor 136 in
seinen leitenden Zustand gesteuert wird. Eilt das dem Strom entsprechende Signal dem der Spannung
entsprechenden Signal 192 um 90° nach, indem sein Nulldurchgang zum Zeitpunkt 200 erfolgt, so wird sich
der Kondensator entsprechend der Anstiegsflanke 250 auf einem Spannungswert 252 aufladen, der denselben
Wert besitzt als der sich bei einer Phasenvoreilung des Stromes von 90° ergebende Wert 2OZ Wenn der dem
Strom entsprechende Wellenzug 190 dem Spannungssignal 192 um 135° nacheilt, findet sein Nulldurchgang
zum Zeitpunkt 254 statt, der Kondensator 110 lädt sich auf einen Spannungswert 256 auf, welcher die gleiche
Größe hat, wie wenn der Strom der Spannung um 135° voreilen würde.
Zur Rückstellung des Integrators, d. h. zur Entladung
des Kondensators 110 kurz vor dem Zeitpunkt zu dem bei Stromvoreilung der Nulldurchgang des der Spannung
entsprechenden Wellenzuges 192 erfolgt, dient die dem Transformator 82 entnommene und an die Klemme
te 160 gelegte fünfte Signalwechselspannung, welche in Fig.2a dem mit 199 bezeichneten Wellenzug entspricht.
Durch die besondere Art der Transformatorschaltung kann erreicht werden, daß diese fünfte
Signalwechselspannung stets der dritten Signalwechselspannung (Wellenzug 192) um einen bestimmten
Phasenwinkel voreilt, beispielsweise wie in Fig.2a angedeutet, um 30°. Wenn die fünfte Signalwechselspannung
um diesen Phasenwinkel vor dem Nulldurch-
gang der dritten Signalwechselspannung (Zeitpunkt 198) von positiven nach negativen Werten wechselt,
wird der Transistor 147 von seinem durchlässigen in seinen gesperrten Zustand geschaltet, worauf das
Potential an dessen Kollektorelektrode plötzlich zunimmt und über den Kondensator 149 einen Stromstoß
über die Steuerstrecke des Transistors 145 bewirkt. Die Zeitkonstante des aus dem Kondensator 149 und dem
Widerstand 153 bestehenden /ZC-Gliedes wird so
gewählt, daß sie ausreichend klein ist, um den Kondensator 110 über den Transistor 145 so rechtzeitig
zu entladen, daß der Entladevorgang vor dem Zeitpunkt beendet ist, zu dem eine erneute Aufladung erfolgen soll.
Der Kondensator ist dann für einen neuen Arbeitszyklus vorbereitet. Der Beginn einer derartigen Entladung des
Kondensators 110 findet bei der Darstellung nach F i g. 2a bzw. 2b, beispielsweise bei den Werten 214 bzw.
214' statt.
In analoger Weise, jedoch um 180° phasenverschoben, arbeitet das Meßgerät 70, dessen Spannungsverläufe
in F i g. 2b wiedergegeben sind. Man erkennt beim Vergleich der F i g. 2a und 2b, daß die Rückstellzeiten
ebenfalls 180° auseinanderliegen, so daß durch Überlappen der beiden Ausgangssignale der Meßgeräte 60 und
70 ein konstantes Signal erhalten werden kann, welches die sich bei den einzelnen Meßgeräten durch ihre
periodische Arbeitsweise ergebende Diskontiunität der Ausgangssignale nicht mehr aufweist.
Das Diagramm der F i g. 3 zeigt die während eines Arbeitszyklus erreichte maximale Spannung Uu0 des
Kondensators 110 in Abhängigkeit von dem im Netz 9 auftretenden Phasenwinkel zwischen Spannung und
Strom. Die mit V bezeichnete Pfeilrichtung gilt für voreilenden, die mit N bezeichnete Pfeilrichtung gilt für
nacheilenden Strom.
Für viele Anwendungsfälle genügt die Erfassung des Phasenwinkels in einen Bereich, der sich von einem
Winkel von 90° — Voreilung bis zu einem Wert von 90° — Nacheilung erstreckt. Durch eine geeignete
Wahl der Schaltungsart des Transformators 80 kann erreicht werden, daß an den Klemmen 88 und 90
Spannungen entstehen, die bei einem Netzphasenwinkel von 0° gegenüber den von dem Stromwandler 68
gelieferten Spannungen phasenverschoben sind. Eine entsprechende Verschiebung tritt dann beim Abszissenmaßstab
in F i g. 3 auf, bei dem eine Verschiebung von 90° zugrunde gelegt und durch in Klammer gesetzte
Abszissenwerte angedeutet ist. Es ergibt sich dadurch in dem zuvor genannten, vom Wert 272 bis zum Wert 274
erstreckenden Bereich der Kennlinie 270 eine eindeutige Zuordnung zwischen der Ausgangsgröße der
Phasenwinkelmeßeinrichtung und dem Netzphasenwinkel. Durch entsprechende Verbindungen der Transformatoren
80 und 82 kann in analoger Weise natürlich auch jede gewünschte andere Parallelverschiebung der
Kennlinie 270 erreicht werden.
Obwohl das Ausführungsbeispiel der F i g. 1 ausschließlich die Verwendung von npn-Transistoren zeigt,
sind gleichermaßen auch pnp-Transistoren verwendbar, wenn die Spannungsquelle 56 umgepolt und die
Durchlaßrichtung der Dioden in den Meßgeräten umgekehrt wird. Auch können für die Zwecke der
Erfindung anstelle der Schalttransistoren gesteuerte Gleichrichter verwendet werden.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen 609 547/5
Claims (5)
1. Einrichtung zur Erfassung des zwischen zwei gleichfrequenten Wechselstromgrößen auftretenden
Phasenwinkels mit einem zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der beiden Wechselstromgrößen
von einer konstanten Spannung aufladbaren und kurz vor dem Nulldurchgang der einen
Wechselstromgröße rückstellbaren Integrator, gekennzeichnet durch zwei periodisch und
zeitlich im 180° gegeneinander versetzt arbeitende Integratoren, deren Ausgänge über eine Maximalwertauswahlschaltung
auf eine gemeinsame Klemme geführt sind.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Maximumwertauswahlschaltung
aus zwei anöden- oder kathodenseitig miteinander verbundenen Dioden besteht.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Integrator aus einem
RC-GMed besteht, dessen Ladestrom über zwei
parallel zueinander angeordnete Transistoren kurzschließbar ist, deren Steuerelektroden von je einer
der bezüglich ihrer Phasenlage zu vergleichenden Wechselstromgrößen entsprechenden Spannung beaufschlagt
sind.
4. Einrichtung nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Maximumwertauswahlschaltung
mit der Basis eines Verstärkertransistors in Kollektorbasisschaltung verbunden ist.
5. Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 4, gekennzeichnet durch ihre Verwendung als Meßglied
bei der Leistungsfaktorregelung von Netzen.
Applications Claiming Priority (2)
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---|---|---|---|
US50935965 | 1965-11-23 | ||
DEW0042833 | 1966-11-22 |
Publications (1)
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