DE3125675C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verbesserung des Wirkungsgrads bei einem Induktions­ motor nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Eine solche Schaltungsanordnung zeigt die US-PS 40 52 648. Hierbei wird die Phasenverschiebung zwischen der Statorspannung und dem Statorstrom festgestellt, die sich mit der Last ändert. In Abhängigkeit dieser Veränderung wird die Statorspannung so verändert, daß sich ein bestimmter Bezugsphasenverschiebungs­ winkel einstellt. Für einen bestimmten Lastbereich ergibt sich dabei ein optimaler Leistungsfaktor und damit ein optimaler Wirkungsgrad. Änderungen des Phasen­ verschiebungswinkels sind jedoch den Laständerungen nicht proportional. Insbesondere bei Drehzahlen nahe der Synchrondrehzahl sind durch Laständerungen bewirkte Änderungen des Blindstromes relativ gering im Vergleich zu den Änderungen des Wirkstromes. Ein optimaler Wirkungs­ grad wird nur innerhalb eines engen Lastbereichs erzielt. Wird beispielsweise der Bezugsphasenwinkel so eingestellt, daß sich bei Vollast ein optimaler Wirkungsgrad ergibt, dann stellt sich in Teillastbereichen ein zu großer Blindstrom ein. Der Wirkungsgrad wird somit in diesen Teillastbereichen verschlechtert.

Aus der US-PS 41 90 793 ist es bekannt, in Abhängigkeit von dem am Rotor des Motors wirkenden Lastmoment den Teil der Sinuswelle zu steuern, welcher an der Stator­ wicklung anliegt. Als Bezug dient hierbei die Drehzahl des Rotors, welche vorhanden ist, wenn der Motor bei maximalem Wirkungsgrad und bei Nullast betrieben wird. Hierzu wird ein kleiner Induktionsgenerator verwendet, der mit dem Rotor verbunden ist und der ein frequenz­ moduliertes Signal erzeugt, welches repräsentativ ist für die Motordrehzahl und für das am Rotor wirkende Lastmoment. Dieser Generator erzeugt ein Wechselstrom­ signal, dessen Abweichung von einer Frequenz von 120 Hz dazu dient, ein Steuersignal zu erzeugen, welches einem Wellenmodifikator zugeführt wird, der in Abhängigkeit dieses Steuersignals die Einschaltphase steuert, mit der ein Teil der Wechselspannung an die Statorwicklung angelegt wird. Diese Abweichung ist abhängig von dem am Rotor wirkenden Lastmoment. Nachteilig ist hierbei, daß ein Induktionsgenerator mechanisch mit der Rotor­ welle verbunden werden muß. Zum Feststellen der Rotor­ drehzahl könnten beispielsweise auch optische Mittel dienen, jedoch besteht auch hier das Erfordernis, den Induktionsmotor zu verändern bzw. Teile an ihn anzu­ bauen.

Es besteht die Aufgabe, die eingangs genannte Schaltungs­ anordnung so auszubilden, daß durch eine einfache Strom­ messung Informationen über den Lastzustand des Motors zu erhalten, um in Abhängigkeit dieses Lastzustands die Statorspannung verändern zu können.

Gelöst wird diese Aufgabe mit den Merkmalen des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Ein Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm des einen Induktions­ motor aufweisenden Regelkreis;

Fig. 2 ein Schaltbild eines Ausführungsbei­ spiels dieses Regelkreises;

Fig. 3a bis 3c Kurvenformen der Halbwellen der anliegen­ den Speisespannung, der lastabhängigen Demodulationsimpulse und der Größe des Steuersignals bei verschiedenen Lastmo­ menten und

Fig. 4 die Stromaufnahme bei einem konventionellen und bei einem gesteuerten Induktionsmotor in Abhängigkeit des am Rotor wirkenden Lastmoments.

Bei den Fig. 1 und 2 werden für die gleichen Bau­ teile die gleichen Bezugszeichen verwendet. Ein üb­ licher Wechselstrominduktionsmotor 10 weist eine Sta­ torwicklung 11 und einen Rotor 10 mit einer Welle 12 auf, wobei an letzterer eine Last wirkt. Eine Wechsel­ stromspeisequelle 13 ist normalerweise mit der Stator­ wicklung 11 verbunden, wie dies durch die ausgezogene Linie 13 c und die gestrichelte Linie 13 a angedeutet ist. Hierdurch wird die Statorwicklung 11 bestromt und be­ wirkt eine Drehung der Rotorwelle 12. Gemäß der vorliegen­ den Erfindung ist dieser normale Stromkreis unterbrochen und die Stromquelle 13 ist nicht direkt mit der Stator­ wicklung 11 verbunden sondern liegt über die Leitung 13 b an einer Seite eines Festkörperleistungsschalters 14 an. Die andere Seite dieses Schalters ist über die Leitung 14 a über die Primärwicklung eines Sättigungs­ transformators 20 an der Statorwicklung 11 angelegt. Bei dem Schalter 14 kann es sich um einen Triacschalter oder um einen Thyristor handeln, wobei dieser Schalter, wie die Fig. 1 zeigt, von einer Phasenanschnittsteuerung 15 gesteuert wird. Die Phasenanschnittsteuerung 15 wird gesteuert durch eine Gleichspannung, welche in der Leitung 16 am Ausgang eines Motorstromdemodulators 17 auftritt. Diese Steuerspannung ist unter bestimmten Umständen eine Funktion der Last des Motors 10.

Die Primärwicklung eines sättigbaren Transformators 20 ist in Serie geschaltet mit einer zur Statorwicklung 11 führenden Leitung (14 a in Fig. 1). Eine Einschaltstromspitze erzeugt über die Sekundärwicklung des Transformators 20 einen Spannungs­ impuls relativ kurzer Dauer, jeweils wenn der Strom durch Null hindurchgeht.Dieser Spannungsimpuls liegt über die Leitungen 21 und 22 am Brückendiodengleichrichter 24 des Motorstromdemodula­ tors 17 an. Die verschiedenen einzelnen Parameter dieser Spannungsimpulse, wie beispielsweise ihre Amplitude, Anstiegszeit, Dauer und die Absolutzeit ihres Auftretens verändern sich in Abhängigkeit von der Amplitude und der Wellenform der anliegenden Spannung, der am Motor augenblicklich anliegenden mechanischen Last und den elektromechanischen Eigenschaften des Motors.

Der Demodulator 17, welcher nachfolgend im einzelnen anhand der Fig. 2 beschrieben wird, umfaßt einen ein­ stellbaren Schaltkreis. Die von der Wechselstromspannungsquelle 13 an den Stator 11 eingespeiste mittlere Eingangsspannung wird durch die Phasenanschnittsteuerung 15 erhöht oder vermindert. Der Demodulator 17 kann durch veränderbare Widerstände 25 und 26 einge­ stellt werden.

Wird der Motor eingeschaltet, dann startet der Motor mit voller Sinuswelle und folglich mit vollem Drehmoment. Je mehr sich die Drehzahl der Synchrondrehzahl annähert, wird die Sinuswelle der am Stator anliegenden Spannung modi­ fiziert. Nach Anlegen der Speise­ spannung wird innerhalb einiger Sekunden ein stationärer Zustand erreicht. Falls plötzlich eine hohe Last ange­ legt wird, dann wird in etwa 18 Zyklen, d. h. in etwa 0,3 Sekunden ein neuer stationärer Zustand, d. h. eine neue konstante Drehzahl erreicht.

Die Gleichstromsteuerspannung in der Leitung 16 wird da­ zu verwendet, die Arbeitsweise der Phasenanschnittsteuerung in einer Weise zu steuern, wie sie anhand der Fig. 2 be­ schrieben wird. Der Phasenanschnittwinkel ist eine Funktion des Gleichstromsteuersignals in der Leitung 16. Weist die Phasenanschnittsteuerung 15 den Aufbau nach Fig. 2 auf, dann besteht die Be­ stromung der Gatterelektrode aus einem kurzzeitigen Stromimpuls hoher Amplitude, gefolgt von einem im wesentlichen konstanten Gleichstrom. Weist die Phasenanschnitt­ steuerung den Aufbau entsprechend dem eingangsge­ nannten US-Patent auf, dann besteht die Bestromung der Gatterelektrode aus einem von einem Triggergenera­ tor für das Gatter erzeugten Stromimpuls zu.

Ein bevorzugter Schaltkreis ist in Fig. 2 gezeigt. In der nachfolgenden Beschreibung wird vorausgesetzt, daß es sich bei dem Wechselstrominduktionsmotor 10 um einen Einphasenmotor handelt, wobei anhand der Fig. 2 be­ schrieben wird, wie die Magnetflußdichte im Stator als Funktion der Motorlast oder des Motorwirkungsgrads bei einem Einphasenmotor gesteuert werden kann. Han­ delt es sich um einen Mehrphasenmotor, dann wird dieser entsprechend gesteuert, indem der Demodulator 17 mit einer der Phasen verbunden wird und der Aus­ gang des Demodulators 17 mit zwei Phasenanschnittsteuerungen verbunden wird, welche die Bestromung von zwei der drei Phasen bei einem Dreiphasenmotor steuern.

Die Arbeitsweise des Motorstromdemodulators 17 wird nachfolgend im einzelnen beschrieben. Der Transforma­ tor 20 weist einen Kern aus magnetischem Material auf, welcher bei einem Bruchteil des Statornennstroms gesättigt wird. Die Kurvenform der in der Sekundärwicklung des Transformators 20 auf­ tretenden Spannung besteht aus einem relativ kurzzei­ tigen Impuls jeweils, wenn der Statorstrom von Null aus ansteigt. Jeder in der Sekundärwicklung des Trans­ formators 20 auftretende Spannungsimpuls hat bei­ spielsweise eine Amplitude von 1 Volt bei einer Dauer von etwa 500 Mikrosekunden.

Die Sekundärwicklung des Transformators 20 ist über die Leitungen 21 und 22 mit einer Diodengleichrichter­ brücke 24 verbunden, deren negativer Ausgang an Masse liegt. Der Ausgang der Brückenschaltung 24 besteht daher aus einem positiven Spannungsimpuls, unabhängig von der Stromrichtung des Statoreinschaltstroms. Der positive Ausgang der Brücke 24 ist über einen ver­ änderbaren Widerstand 25 verbunden mit der Verbindungs­ stelle zwischen einem veränderbaren Widerstand 26 und einem Kondensator 27. Der andere Anschluß des Kon­ densators 27 liegt an Masse. Der Verbindungspunkt ist über einen Widerstand 28 mit der Basis eines Transistors 34 verbunden, dessen Emitter an Masse liegt. Der Spannungsimpuls wird im Kon­ densator 27 gespeichert und sodann entladen über die Basis und den Einschaltkreis des Transistors 34. Die Basis des Transistors 34 ist weiterhin mit dem Ausgang eines Transformators 50 über die Leitung 51 a und den aus den Widerständen 29, 30 und 31 und den Kondensa­ toren 29 a und 31 a bestehenden Spannungsteiler verbunden, an den ein aus den Dioden 51 bestehender Vollwellengleich­ richter angeschlossen ist.

Wie die in Fig. 2 dargestellten Kurvenformen zeigen, be­ steht die Spannung in der Leitung 51 a aus negativen Halbwellen, welche den positiven und negativen Span­ nungshalbwellen der Wechselstromspeisespannungsquelle 13 entsprechen.

Die Höhe der von dem Transformator 20 gelieferten Spannungs­ impulse hängt vom Phasenanschnittwinkel ab. Dies wird durch eine negative Aufschaltung der netzproportionalen Spannung kompensiert.

Die resultierende Steuerspannung bewirkt, daß der Transis­ tor 34 positive, an der Spitze flache Impulse mit einer Frequenz von 120 Hz erzeugt, welche an der Ver­ bindungsstelle des Widerstandes 32 mit dem Konden­ sator 33 auftreten. Die Kurvenform ist in Fig. 2 dar­ gestellt. Die Breite dieser Impulse verändert sich mit der Motorlast bei konstanter Speisespannung. Die Fig. 3b zeigt typische Impulsformen bei verschiedenen Motorlasten.

Der Kollektor des Transistors 34 ist über einen Kondenstor 33 und einen Wider­ stand 35 mit der Basis eines Transistors 40 verbunden. Dieser Kollektor ist weiterhin über einen Widerstand 32 mit der positiven Leitung einer Gleich­ spannungsquelle 91 verbunden. Der Transis­ tor 40 wird durchgeschaltet, wenn der Kon­ densator 33 vom Massepotential aus über die Basisemitterstrecke des Transistors 40, den Widerstand 35 und den Widerstand 32 zur positiven Seite der Speisespannungsquelle 91 geladen wird. Die Amplitude der Durchschaltspannung verändert sich propor­ tional zur Lastgröße.

Der Kollektor des Transistors 40 ist mit einer Seite eines Kondensators 39 verbunden, dessen andere Seite an Masse liegt. Er ist weiterhin über einen Widerstand 37 mit der positiven Leitung der Speise­ spannungsquelle 91 verbunden. Der Emitter des Transistors 40 liegt über einen Widerstand 41 an Masse. Der Konden­ sator 39 wird über den Widerstand 37 von der Speisespannungsquelle 91 aufgeladen, wenn der Transistor 40 nicht leitend ist. Der Kondensator 39 wird über den Transistor 40 und den Widerstand 41 entladen, wenn der Transistor 40 in seinen leitenden Zustand überführt wird. Die Zeitkonstante des RC -Kreises 37, 39 ist lang im Vergleich zur 120 Hz Frequenz, mit welcher der Leitfähigkeitszustand des Transistors 40 wechselt. Die Spannung über den Kondensator 39 ist demgemäß ein weitgehend gleichmäßiges Gleichstrompotential, dessen Amplitude umgekehrt proportional ist zur Breite der positiven Impulse am Kollektor des Transis­ tors 34 (siehe Fig. 3b und 3c).

Die Fig. 3b zeigt mehrere am Kollektor des Transis­ tors 34 bei verschiedenen Motorbelastungen auf­ tretende Impulse. Die Zeitdauer b dieser Impulse verändert sich in Abhängigkeit mit der Motorlast, unabhängig von der Phase der Speisespannung mit welcher diese Spannung an die Statorwicklung ange­ legt wird (siehe Fig. 3a). Die Fig. 3c zeigt den Gleichspannungsausgang am Kollektor des Transistors 40. Dieser Ausgang ist ebenfalls lastabhängig.

Bei Induktionsmotoren sind abrupte Änderungen der am Motor wirkenden Last selten. Es ist daher aus­ reichend, wenn das Regelsystem eine Ansprechzeit von 1 oder 2 Sekunden aufweist. Es gibt jedoch Anwendungs­ fälle, bei denen die Last abrupt von Null auf die Maximallast innerhalb von Millisekunden anwächst. In solchen Fällen muß die Eingangsleistung, die der Statorwicklung zugeführt wird, rasch anwachsen, um zu verhindern, daß die Motordrehzahl wenn auch nur momentan abnimmt. Der Demodulator 17 nach Fig. 2 weist zusätzliche Schaltmittel 81 bis 86 auf, welche das Anwachsen der der Statorwicklung zugeführten Wechsel­ stromenergie beschleunigen, wenn eine große Last plötzlich am Rotor wirkt. Dieser zusätzliche Schalt­ kreis ändert nicht die zuvor beschriebene Arbeits­ weise des Demodulators 17 im Normalbetrieb. Der zu­ sätzliche Schaltkreis verwendet den abrupt absteigenden Statoreinschaltstrom und bewirkt, daß volle Sinuswellen der Speisespannung dem Motor über die Phasenanschnittsteuerung 15 etwa 0,3 Sekunden nach dem Lastzuwachs zuge­ führt werden.

Es sei vorausgesetzt, daß eine große Last plötzlich an den Motor angelegt wird, welcher bei Nullast nahe der Synchrondrehzahl dreht. Die dabei auftretenden Impulse hoher Amplitude am Ausgang der Brücke 24, welche den Kondensator 27 laden, werden über die Diode 81 auf der Zenerdiode 82 zugeführt. Hierbei übersteigen die Impulse hoher Amplitude den Schwellwert der Zenerdiode 82 und laden zusätzlich den Kondensator 83. Die dabei auftre­ tende Ladung des Kondensators 83 liegt als zusätzliche Durchschaltspannung an der Basis des Transistors 34 über den Widerstand 85 und Diode 86 an. Die Entlade­ zeitkonstante des Kondensators 83, der über die Wider­ stände 84 und 85, die Diode 86 und den Eingangskreis des Transistors 34 entladen wird, beträgt etwa 0,3 Se­ kunden. Während dieser Zeit ist der Transistor 34 kontinuierlich leitend, und Transistor 40 gesperrt. Auf diese Weise werden die vollen Sinuswellen der Wechsel­ stromspeisespannung dem Stator des Motors zugeführt, anschließend kehrt der Statorstrom auf einen Wert zurück, der einen Teil der Maximalleistung darstellt. Die Spannungs­ impulse am Ausgang der Brücke 24 kehren dann auf eine Amplitude zurück, welche nicht ausreicht, um den Kon­ densator 83 über die Zenerdiode 82 zu laden, so daß nunmehr lediglich die Leitung des Kondensators 27 die Leitfähigkeit des Transistors 34 steuert. Nach einem raschen Ansprechen auf einen plötzlichen Lastzuwachs arbeitet also der Demodulator 17 wie zuvor beschrieben.

Die Phasenanschnittsteuerung 15 ist in Fig. 2 gezeigt und arbeitet wie folgt.

Der Transformator 50, dessen Primärwicklung beispiels­ weise mit einem Anschluß der Wechselstromspeisespan­ nungsquelle 13 verbunden ist, liefert ein niedriges Potential (beispielsweise 12,6 Volt Wechselspannung) bei 60 Hz, wobei dieses Wechselspannungspotential einen Vollweggleichrichter 51 zugeführt wird, der mit der Sekundärwicklung verbunden ist. Der Gleich­ richter 51 ist so gepolt, daß am Ausgang dieses Gleichrichters in der Leitung 51 a die Impulse negativ sind. Diese negativen Impulse werden nicht nur dem Transistor 34 zugeführt, wie zuvor beschrieben, sondern auch der Basis des Transistors 52, der einen Teil eines beim Nulldurchgang ansprechenden Rück­ stellschalters der Phasenanschnittsteuerung 15 darstellt.

Der Basis des Transistors 52, wird weiterhin ein in Durchschaltrichtung wirkender Strom über den Widerstand 53 von der positiven Seite der Gleichstrom­ speisespannungsquelle 91 zugeführt. Dieser in Durchschaltrichtung wirkende Strom bewirkt eine Sättigung der Kollektor­ emitterstrecke des Transistors 52 während des Null­ durchgangs, wobei dann während dieser Zeitdauer die Verbindung zwischen den Widerständen 47 und 54 und dem Kondensator 48 nahezu an Massepotential liegt, d. h. dort herrscht etwa 0,1 Volt Gleichspannung. An diese Verbindungsstelle ist der Kollektor des Tran­ sistors angeschlossen. Nachdem die Wechselspannung durch Null hindurchgegangen ist, fällt die Spannung, welche vom Gleichrichter 51 geliefert wird, auf einen negativen Wert von etwa -12 Volt Gleichspannung ab. Wenn die resultierende Spannung an der Basis des Transistors 52 unter etwa +0,7 Volt Gleichspannung abfällt, wird die Kollektoremitterstrecke unterbrochen. Der Transistor 52 bleibt gesperrt, bis die Spannung an seiner Basis wiederum auf +0,7 Volt angestiegen ist infolge der über den Widerstand 53 anliegenden Vorspannung und des Beginns des nächsten Nulldurch­ ganges. Der Transistor 52 ist also während des Großteils einer Halbwelle gesperrt und leitet ledig­ lich kurzzeitig vor, während und nach dem Null­ durchgang der Wechselspannung. Der Transistor 52 ist hierbei etwa 0,5 Millisekunden leitend.

Wenn der Transistor 52 leitend ist, dann entlädt sich der Kondensator 48. Wenn der Transistor 52 dagegen ge­ sperrt ist, dann wird der Kondensator 48 über den Widerstand 47 auf das Potential der Gleich­ spannungssteuerspannung, wie sie am Kondensator 39 an­ liegt, aufgeladen. Das resultierende Signal am Kollektor des Tran­ sistors 52 hat die in Fig. 2 gezeigte Kurvenform und verändert sich bezüglich der Amplitude mit der Steuer­ spannung in der Leitung 16.

Das resultierende Signal am Kollektor des Transistors 52 wird über einen Widerstand 54 der Basis eines Transistors 55 zugeführt, welches den Transistor 55 in den Leitzustand überführt. Der Leitzustand des Transistors 55 tritt verzögert auf in Überein­ stimmung mit der Spannung, welche augenblicklich an der positiven Seite des Kondensators 48 anliegt. Der Transistor 55 bleibt also so lange im nichtleitenden Zustand, bis die Spannung über den Kondensator 48, welche über den Widerstand 54 an der Basis des Tran­ sistors 55 anliegt, etwa +0,7 Volt Gleichspannung erreicht hat. Danach fließt über die Kollektoremitter­ strecke des Transistors 55 ein Strom, wobei der Tran­ sistor 55 als Triggerverzögerungsschalter für den Triac des Wellenmodifizierschaltkreises 15 dient.

Der Kollektor des Transistors 55 ist über einen Wider­ stand 59 mit der Basis eines pnp-Transistors 60 verbunden. Ist der Transistor 55 nicht leitend, dann wird der Transistor 60 über den Widerstand 70, der in den Basisemitter­ schaltkreis dieses Transistors geschaltet ist, nicht leitend gehalten. Wenn der Transistor 55 zu leiten be­ ginnt, dann wird der Transistor 60 eingeschaltet. Das Einschalten der Transistoren 60 und 55 wird beschleu­ nigt durch die positive Rückkopplung vom Kollektor des Transistors 60 auf die Basis des Transistors 55 über den Kondensator 58. Das Ausgangssignal der Leitung 19 weist den in Fig. 2 gezeigten Verlauf auf und besteht aus einem kurz­ zeitigen Impuls hoher Amplitude von etwa 25 Mikro­ sekunden, welcher auf eine stetige Spannungs­ amplitude für eine Maximaldauer von etwa 7 Milli­ sekunden pro Halbwelle der Speisespannung abfällt. Die stetige Spannung wird kürzer, wenn der hohe Spannungsimpuls später auftritt.

Nachdem der Transistor 55 durch die vom Kondensator 48 stammende Durchschaltspannung und durch die positive Rückkopplung vom Kollektor des Transistors 60 über den Kondensator 58 zur Basis des Transistors 55 zur Sättigung gebracht wurde, hält dieser Transistor 55 seinen durchgeschalteten Zustand während der Dauer einer Halbwelle der Speisepannung. Der Transistor 60 zündet über den Konden­ sator 72 und im geringerem Maße über den Widerstand 71 und über die Schutzdiode 73 den Triac 63. Der Widerstand 74 dient dazu, daß bei fehlendem Zündsignal die Leitung 19 eine relativ geringe Im­ pedanz aufweist, um zu verhindern, daß der Triac 63 durch Störspannungen eingeschaltet wird.

Triac 63 wird eingeschaltet bei Auftreten eines kurz­ zeitigen hohen Impulses in der Leitung 19 a, der über den Kondensator 72 vom Kollektor des Transistors 60 der Steuerelektrode 62 zugeführt wird. Das Ein­ schalten des Triacs 63 hält solange an, solange ein Steuerstrom über den Widerstand 71 zugeführt wird.

Bei der graphischen Darstellung nach Fig. 4 ist der Eingangseffektivstrom bei verschiedenen an der Rotorwelle wirkenden Lasten dargestellt. Die Kurve 135 zeigt die Stromaufnahme eines Einphasen­ induktionsmotors von 1PS an, wenn dieser direkt an eine Sinuswechselstromquelle von 120 Volt bei 60 Hz angeschlossen ist. Die Kurve 136 in Fig. 4 zeigt die Statorstromaufnahme, wenn der Motor an einen Steuerkreis angeschlossen ist, gemäß der vor­ liegenden Erfindung. Die Kurve 136 zeigt, daß die Stromaufnahme bei einer Rotorlast von etwa 50% der Maximallast wesentlich vermindert wird, wobei be­ merkenswert ist, daß zwischen Belastung und Strom­ aufnahme ein nahezu linearer Zusammenhang besteht.

Bei einem vierpoligen 60 Hz Motor von 1PS ist im Bereich der Nullast die Stromaufnahme um über 90% reduziert und bei Maximallast ist die Stromaufnahme etwa 2% geringer. Bei Drehzahlen unterhalb von etwa 95% der Synchrondrehzahl und in Augenblicken einer Überbelastung des Motors werden dem Motor die vollen Sinuswellen zugeführt. Auf diese Weise ist auch die Drehzahlregelung des Motors verbessert.

Claims (9)

1. Schaltungsanordnung zur Verbesserung des Wirkungs­ grads eines Induktionsmotors im Teillastbereich durch Veränderung der am Stator anliegenden Spannung mittels einer Phasenanschnittschaltung in Abhängigkeit eines Signals, das von lastabhängigen Änderungen des Statorstromes bestimmt ist, dadurch ge­ kennzeichnet, daß ein sättigbarer Transformator (20) vorgesehen ist, dessen Primär­ wicklung vom Statorstrom durchflossen wird und der bei einem Bruchteil des Statornennstroms bereits gesättigt ist, der Sekundärwicklung dieses Trans­ formators (20) ein Kondensator (27) nachgeschaltet ist, der die im Transformator (20) induzierte Spannung speichert und der sich nach jedem Spannungsimpuls langsam entlädt und die Kondensatorspannung bei Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwerts einen Schalter (34) durchsteuert, dessen Ausgangssignal in ein Gleichstrom-Steuersignal umgewandelt wird, das den Phasenanschnittwinkel der Phasenanschnitt­ schaltung steuert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Kondensatorspannung durchgesteuerte Schalter ein erster Transistor (34) ist, dem weiterhin Halbwellen­ impulse mit der Frequenz und Phasenlage der Motor­ wechselspannung zugeführt werden, die den ersten Transistor (34) in Ausschaltrichtung ansteuern.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Sekundärwicklung des Tranformators (20) und dem Kondensator (27) eine Gleichrichterbrücke (24) geschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein veränderbarer Widerstand (25, 26) vorgesehen ist, mit dem die sekundärseitigen Spannungsimpulse verän­ derbar sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (34) einen zweiten Transistor (40) ansteuert, beide Transistoren (34, 40) wechselweise leitend und gesperrt sind, der zweite Transistor (40) im Entlade­ kreis eines weiteren Kondenstors (39) angeordnet ist, der von einer Gleichspannungsquelle (91) aufge­ laden wird und dessen durchschnittliche Ladung das Gleichstromsteuersignal für die Phasenanschnitt­ schaltung bildet.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang der Gleichrichterbrücke (24) und dem ersten Transistor (34) ein über eine Zenerdiode (82) ladbarer weiterer Kondensator (83) geschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Gleichstrom-Steuersignal einen Triggergenerator (55) zum Ansteuern der Steuerelektrode eines Triacs (14) ansteuert und zwischen dem Triggergenerator (55) und dieser Steuerelektrode ein Verstärker (60) angeordnet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des Verstärkers (60) und dem Eingang des Triggergenerators (55) ein Kondensator (58) angeordnet ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß am Eingang des Triggergenerators (55) Schaltmittel (48, 52) angeordnet sind, die in Abhängigkeit von der Amplitude des Gleichstrom-Steuersignals einen gegenüber der Sinuswelle der Motorwechselspannung verzögerten Zündimpuls für den Triac (14) bewirken, der eine steile Anstiegsflanke aufweist.