DE2708091A1

DE2708091A1 - Drehzahlregelungsschaltung fuer elektrische universalmotoren

Info

Publication number: DE2708091A1
Application number: DE19772708091
Authority: DE
Inventors: John Cardwell Prof Dr Clegg
Original assignee: Battelle Development Corp
Current assignee: Battelle Development Corp
Priority date: 1976-02-26
Filing date: 1977-02-25
Publication date: 1977-09-08
Also published as: CA1067140A; US4039913A; GB1576062A

Description

BATTELLE DEVELOPMENT CORPORATION COLUMBUS, OHIO (V.St.A.)

DREHZAHLREGELUNGSSCHALTUNG FUR ELEKTRISCHE UNIVERSALMOTOREN

Die Erfindung bezieht sich auf eine Drehzahlregelungsschaltung und ein Verfahren zum Drehzahlregelung von elektrischen Universalmotoren (HauptSchlußmaschinen, Wechsel- oder Gleichstrom).

Trotz ihres sehr großen Anzugmomentes und der Fähigkeit, innerhalb eines großen Drehzahlbereiches arbeiten zu können, werden Hauptschlußmotoren wegen ihrer sich mit wechselnder Last stark ändernden Drehzahl kaum in automatischen Steuerungssystemen verwendet. Ein anderer Nachteil von Hauptschlußmotoren liegt in ihrer Neigung begründet, bei geringer Belastung durchzugehen.

Bekannte Drehzahlüberwachungs- oder -Steuerungsschaltungen für Hauptschlußmotoren sind entweder relativ kompliziert und aufwendig oder - sofern letzteres nicht der Fall ist - nur begrenzt zur Regelung des Geschwindigkeitsbereiches und der Geschwindigkeit unter Laständerungen wirksam. Dies gilt besonders

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- IO -

dann, wenn die Motoren mit einer Last betrieben werden, die große Anfangsreibung und -trägheit zeigt; dann erhält man oftmals einen anfänglichen, plötzlichen Drehzahlanstieg, der weit über dem gewünschten Wert hinausgeht.

Es ist eine Vielzahl von Systemen zur Steuerung der Drehzahl von elektrischen Universalmotoren bekannt. Beispielsweise verwendet das genaueste Steuerungssystem einen besonderen Tachometer, der die Drehzahl erfaßt, wobei der gemessene Wert einer Rückkopplungsschaltung als Eingangssignal zugeführt wird. Verschiedene bekannte Schaltungen greifen bei der Rückkopplung auf die Ankerspannung des Motors zurück, wobei zusätzliche, aus dem Motor herausführende Leitungen zur Spannungsmessung erforderlich werden, oder der Motor kann nur mit einer Halbwelle betrieben werden. Andere bekannte Schaltungen benutzen den Motorstrom zur Rückkopplung, der nur für festgelegte Lasten ein wirksames Mittel zur Drehzahlmessung darstellt. Weder die Ankerspannung noch der Motorstrom sind eine echte, von der anliegenden Last unabhängige Funktion der Drehzahl.

In der US-PS 2 978 624 ist die Verwendung des augenblicklich vorliegenden Verhältnisses von Motorklemmenspannung zu Motorklemmenstrom, d.h. die Klemmenimpedanz, bei einer Steuerungsschaltung für einen HauptschluBmotor beschrieben. Hierbei gelangt ein magnetisches Verstärkungsrückkopplungssystem zum Einsatz, um die augenblicklich vorliegenden Werte der Klemmenspannung und

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des Kleromenstroms abzutasten, die Induktiv geglättet werden. Es wird dem Motor eine negative Ausgemsimpedanz von solcher Größenordnung angeboten, die zum effektiven Widerstand paßt, den der Motor bei der gewünschten Geschwindigkeit aufweist. Diese bekannte Steuerung ist nifntlübermäßig genau und erfordert darüberhinaus einen kostspieligen und unhandlichen Magnetverstärker.

Die Aufgabe der Erfindung besteht somit darin, eine Drehzahlregelungsschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit der grundsätzlich bei Hauptschlußmotoren Drehzahländerungensowie ein Durchgehen vermieden wird. Die Schaltung soll einfach sowie unaufwendig sein und eine kontinuierliche, also stufenlose Regelung bei genauer Einstellung und Aufrechterhaltung einer gewählten Drehzahl innerhalb eines großen Bereiches unabhängig von dem erforderlichen Drehmoment ermöglichen. Weiterhin soll mit der zu schaffenden Drehzahlregelungssteuerung ein weiches Anfahren und Abstoppen des Motors sowie ein großes Drehmoment bei niedriger Geschwindigkeit ermöglicht werden. Die zu schaffende Schaltung soll weiterhin zuverlässig auch unter erschwerten Betriebsbedingungen arbeiten, lange Lebensdauer aufweisen sowie wirtschaftlich bequem zu bedienen sein. Mit dieser Schaltung sollen die Möglichkeiten von Universalmotoren hinsichtlich des Anzugmomentes und des Geschwindigkeitsbereiches über einen größeren Drehzahl- und Lastbereich erweitert werden} diese Bereiche sollen größer als die bisher erzielbaren sein. Bei dieser Schaltung soll auch auf zusätzliche, aus dem Motor herausführende Leitungen

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verzichtet werden. Hierbei soll die gesamte Welle des Wechselstroms zum Antrieb des Motors verwendet werden und bei einem Betrieb mit der gesamten Welle des Wechselstroms wird im Vergleich zum Halbwellen- oder Gleichstrombetrieb ein ruhigerer Betrieb bei verringertem Lärm und verringerten Schwingungen, höherem Drehmoment, wesentlich verbessertem Wirkungsgrad und verlängerter Motorlebensdauer erreicht; dies wegen der verringerten Spitzenströme und auf diese Weise verringerte Bürsten- und Kommutatorerosion.

Diese Aufgabe ist gemäß der Erfindung mit einer Drehzahlregelungsschaltung gelöst, die die im Patentanspruch 1 beinhalteten Merkmale aufweist. Weitere vorteilhafte Ausbildungen der erfindungsgemäßen Drehzahlregelungsschaltung ergeben sich aus den Unteransprüchen; auch ist in den Ansprüchen ein Verfahren und dessen weitere vorteilhafte Ausgestaltung zur Lösung des der Erfindung zugrunde liegenden Problems angegeben.

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung mehrerer Ausfuhrungsbeispiele sowie anhand der schematischen Zeichnung. Hierbei zeigen:

Fig. I-A und I-B Blockdiagramme zur Darstellung zweier

Ausführungsformen der Erfindung; Fig. H-A eine typische Spannung-Zeit-Kurve einer typischen

Flanken-und-Grundspannungs-Triggerschaltung mit

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exponentieller Flanke oder Anstieg;

Fig. H-B eine typische Spannung-Zeit-Kurve zur Darstellung der Spannung (Strom) die einen Motor mit einem Strommodulator zugeführt wird, der mit einem einen in Fig. H-C gezeigten Zündzyklus aufweisenden Schalttransistor gesteuert wird;

Fig. H-C zeigt diesen erwähnten Zündzyklus eines gemäß der Erfindung zur Anwendung gelangenden Schalttransistors;

Fig. III einen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. IV einen Schaltplan eines anderen, bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung und

Fig. V eine grafische Darstellung einiger wesentlicher und unerwarteter Vorteile der Erfindung.

Theorie der Arbeitswelse

Unter Vernachlässigung der Induktivität und des Bürstenspannungsabfalls besteht die augenblicklich anliegende Klemmenspannung ν eines Hauptschluß- oder Reihenmotors aus zwei Komponenten.

Eine Komponente ist der Spannungsabfall IR der durch den Ankerund Feldwicklungswiderstand hervorgerufen wird, wobei i der augenblicklich anliegende Motorklemmenstrom und R die Summe aus Ankerund Feldwiderstand ist.

Die andere (in der Regel größere) Komponente der Klemmenspannung

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1st die rückwärts gerichtete elektromotorische Kraft (EMK), die proportional der Drehzahl Ω und dem Feldfluß 0 1st. Diese Überlegtingen sind In der Gleichung 1 niedergelegt.

ν « IR + k¹ Ω 0, (1)

wobei k¹ eine Proportionalitätskonstante ist.

Der Feldfluß ist angenähert dem Klemmenstrom 1 proportional und kann wie folgt geschrieben werden

0 * k"i (2)

FaBt man Gleichung 1 und 2 zusammen und setzt für k¹ k" = k, so erhält man

ν * IR + k' Ω k" i * (R + kΩ) i (3)

j * R + kΩ, (4)

in der zum Ausdruck kommt, daß die augenblicklich anliegende Klemmenimpedanz ν eine Funktion lediglich der Drehzahl ist, da R mit Ausnahme einer leichten Veränderung durch die Temperatur eine Konstante ist.

Wird ν durch eine Unterbrechungswirkung mittels Thyristoren oder anderer Tore oder Schaltelemente aus Wechsel" oder Gleichenergie erhalten, so kann die Induktivität nicht mehr vernachlässigt werden. Zum Zeitpunkt, wenn der Thyristor einschaltet (wie er dies bei jeder halben Periode einer Wechselspannung tut), kann die Spannung groß, der Strom jedoch gleich Null sein. Mit fort-

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schreitender Zeit baut eich der Strom in der induktiven Wicklung auf und fließt auch weiter, wenn die Spannung Null beträgt. Auf diese Weise variiert die augenblicklich vorliegende Klemmenimpedanz j von unendlich bis Null während jeder halben Periode, da in den vorstehenden Gleichungen die Motorinduktivität vernachlässigt wurde. Die Augenblicksimpedanz ist deshalb kein geeignetes Mittel zur Messung der Drehzahl, wenn ν von einer sich schnell ändernden oder gehackten oder unterbrochenen Spannung abgeleitet wurde.

Es wurde gefunden, daß die Gleichung 4 in etwa zutrifft, wenn durchschnittliche Spannung und durchschnittlicher Strom anstelle der augenblicklich vorliegenden Werte benutzt werden und wenn die Durchschnitte über einen Zeitraum entnommen werden, der gleich oder größer als eine Halbwellenzeit des die Versorgung bewirkenden Wechselstromes ist. Bei Verwendung von großen Buchstaben zur Bezeichnung der durchschnittlichen oder Durchschnittsspannung und des Durchschnittsstroms führt dies zu

j « R + kQ. (5)

Die Gleichung 5 drückt somit aus, daß die Motordrehzahl Ω einzig abhängig ist vom Verhältnis der Durchschnittsmotorklemmenspannung und des Durchschnittsmotorklemmenstroms.

Die Erfindung Ein Aspekt der Erfindung besteht in der direkten Messung und

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Berechnung des Verhältnisses der beiden in Gleichung 5 enthaltenen Variablen mittels herkömmlicher elektronischer Mittel. Die Erfindung stellt jedoch eine einfachere Methode zur Verfügung, die unten beschrieben wird.

Die Gleichung 5 kann in der folgenden äquivalenten Form geschrieben werden

V- (R + kß) 1*0. (6)

Hierbei wurde die Teilungsoperation der beiden Variablen durch eine einfachere Bemessunge- und Substraktionsoperation ersetzt. Diese Operation kann beispielsweise mittels algebraischer Summierung von spannungsfühlenden und stromfühlenden Strömen (proportional den beiden Ausdrücken der Gleichung 6) am Summierpunkteingang eines summierenden Verstärkers erfolgen.

Die Berechnung der Durchschnittswerte kann beispielsweise mittels Integration der augenblicklich vorliegenden oder Augenblickswerte durch einen Integrator durchgeführt werden.

J [v-(R+kß)i]dt - K (7)

Naturgemäß kann die algebraische Summierung und die Integration gemeinsam in einer einzigen Einrichtung, d.h. einem summierenden Verstärker-Integrator ausgeführt werden.

Die Gleichung 7 ist der Gleichung 6 äquivalent. Wenn der Durchschnittswert des Integranden Null ist, wird das Integral an

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äquivalenten Punkten einer jeden aufeinanderfolgenden Halbperiode den gleichen Wert haben. Die Varianten des Integrals innerhalb eines Zyklus kann ebenso vernachlässigbar klein sein, so daß K als eine Konstante bei stetigen Betriebsbedingungen betrachtet werden kann. Der Wert K ändert sich in eine unterschiedliche Konstante, wenn die gewählte Geschwindigkeit oder die Last sich ändert; der Integrant wird jedoch wiederum Null, wenn sich der neue Gleichgewichtszustand eingestellt hat. Ein von Null abweichender Wert des Integranten stellt ein Fehlersignal dar, das die Motorsteuerung veranlaßt, den neuen Gleichgewichtszustand zu suchen und den Fehler auf Null zu verringern. Naturgemäß ist der tatsächliche numerische Wert von K abhängig von den Konstanten des Schaltkreises oder der Schaltung.

Somit befaßt sich ein zweiter Aspekt der Erfindung mit der zweifachen Operation der algebraischen Summierung und Integration des augenblicklich anliegenden Motorklemmenstroms i und der Spannung ν mit dem Ausgangssignal, nämlich K, das als Eingangssignal für eine Rückkopplungseinrichtung dient, die ihrerseits ein Signal zur Betätigung eines Tores (oder eines Schalters)

erzeugt

einer Energiemodulationsschaltung/, über die Energie an den Motor geliefert wird. Das Ausgangssignal K steuert hierdurch die Teilleitzeit der Energiemodulationsschaltung und steuert hierdurch die dem Motor zugeführte Energie, wodurch die gewählte oder eingegebene Motordrehzahl aufrecht erhalten wird. Auf diese

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Weise wird die Motorspannung gesteuert, so daß die Gleichung 7 erfüllt ist. Will die Drehzahl wegen zunehmender Belastung abfallen, so steigt der Motorstrom an und infolgedessen auch der negative Ausdruck in der Gleichung 7, so daß nach einer Polaritätsumkehr über den Integrator der Wert von K ansteigt, der letztlich die Motorspannung anhebt und, wie gewünscht, einen im wesentlichen augenblicklich eintretenden Anstieg der Drehzahl bewirkt. Nachdem die Drehzahl hinreichend angehoben wurde, heben sich die durchschnittlichen positiven und negativen Komponenten im Integranten gegenseitig auf, und K verbleibt danach mit einem neuen Wert konstant, der der neuen Last entspricht. Der entgegengesetzte Korrektureinfluß tritt im Falle eines Lastabfalles auf.

Dieses System ist ein Typ 1 System entsprechend der anerkannten Steuersystemnomenklatur, da ein infinitesimaler Fehler zwischen der geforderten und der erzielten Drehzahl über einen langen Zeitraum - sofern dies nötig ist - integriert wird, bis eine sehr große Ausgangsspannungsänderung für Korrekturzwecke erzeugt ist, wobei der Drehzahlfehler für den stationären oder Beharrungszustand auf einen sehr geringen Wert reduziert wird.

Wie vorstehend in den Gleichungen 5 und 6 ausgeführt ist, werden gemäß der Erfindung die durchschnittliche. Motorklemmenspannung und der durchschnittliche Motorklemmenstrom herangezogen. Die augenblicklich anliegende Motorspannung kann an den Motorklemmen abgefühlt oder abgegriffen werden, während der augenblicklich vor-

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liegende Motorstrom beispielsweise über die Spannung gemessen wird, die längs eines Widerstandes herrscht, der in Reihe mit einer der Motorklemmen geschaltet ist. Letztere kann ebenso mittels anderer Einrichtungen, wie Stromtransformatoren oder Halleffekt-Wandler, erfaßt werden. Die Durchschnittswerte können insbesondere durch die Verwendung von Integratoren berechnet werden, wie beispielsweise ein integrierend arbeitender Operationsoder Rechenverstärker. Wie oben angegeben, kann die Integrationseinrichtung in den auf der Gleichung 6 beruhenden Ausführungsformen der Erfindung mit Summiereinrichtungen kombiniert sein.

Eine von der Integrationseinrichtung angesteuerte Rückkopplungseinrichtung und eine von dieser Rückkopplungseinrichtung gesteuerte Energiemodulationsschaltung, die ihrerseits den dem Motor zugeführten Strom steuert, umfassen notwendige Bauteile jeder Ausführungsform der Erfindung; vgl. Fig. I-A und I-B. Verschiedene bekannte Verfahren zur Rückkopplungsimpulserzeugung, Zeitgebung und zum Ansteuern können zum Schalten des Energiemodulators herangezogen werden. Gleichermaßen können verschiedene bekannte ^e?⁹ Modulatoren zur Steuerung der dem Motor als Reaktion auf das Rückkopplungssignal zugeführten ^{nerg e} Verwendung finden. Im Falle einer Wechselstromquelle wird der Energiemodulator in der Regel eine Dioden-Thyristor-Gleichrichterbrückenschaltung oder andere Arten gesteuerter Gleichrichterschaltungen mit Thyristoren, Thyratrons oder Ignitrons aufweisen. Bei Wechsel- oder Gleichstromquellen ist es auch möglich, Leistungstransistoren

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oder Leistungsvakuumröhren, die im Schaltzustand arbeiten, heranzuziehen.

Die Fig. 1-A zeigt die notwendigen Bauelemente einer Ausführungsform der Erfindung, die auf Gleichung 5 beruht, d.h. mit direkter Messung und Berechnung des Verhältnisses der zwei Variablen.

Energie

Hierbei steuert ein ί modulator die dem Universalhauptschlußmotor von einer ^ne/^r9qSelle zugeführte Spannung. Die Durchschnittsausgangsleistung des Modulators wird durch Steuerung der Einschaltdauer, d.h. des Teils jeder Halbperiode der Eingangsleistung, während der der Modulator leitend ist, geändert, wobei diese Steuerung durch ein Rückkopplungssignal erzeugt wird, wie dies unten näher beschrieben werden wird.

Eine Integrationsschaltung integriert die augenblicklich anliegenden Werte der Motorklemmenspannung und des Motorklemmenstroms und erzeugt ein Ausgangssignal das jeweils der Durchschnittsmotorklemmenspannung und dem Durchschnittsmotorklemmenstrom gleich ist.

Die Berechnung des Verhältnisses dieser beiden Durchschnittswerte wird in der Regel mittels eines Analogteilers durchgeführt. Der grundlegende arithmetische Teilungsprozess kann auf vergleichsweise einfache Weise unter VErwendung einer herkömmlichen Analogmultiplizierschaltung durchgeführt werden und zwar in dem einfach die Teilung als Multiplikation mit dem Reziprokwert des Divisors

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betrachtet wird. Der Reziprokwert einer Übergangsfunktion kann durch Eingabe dee Eingangssignals in eine Rückkopplungsschleife innerhalb der Multipliziereinrichtung vergleichsweise einfach erzeugt werden, um so den gewünschten Quotient zu erhalten. Es sind auch andere Schaltungen und Einrichtungen bekannt, die das Verhältnis dieser beiden Durchschnittswerte berechnen.

Eine Rückkopplungs-Ansteuerungsschaltung übersetzt das Ausgangssignal der Verhältnisberechnungseinrichtung in einen Auslöseoder Trigger-, d.h., einen Tor impuls, der als Rückkopplungssignal zur Steuerung der Ausgangsleistung des Energie- ι

modulators dient. Die Rückkopplungsansteuerungsschaltung weist beispielsweise eine variable Gleichspannungs-Vorspannungsschaltung oder eine Flanken-und-Grundspannungs-Triggerschaltung auf. In einer derartigen Triggerschaltung bestimmt die Grundspannung den Zeitpunkt innerhalb einer jeden Halbperiode, der Versorgungsspannung, in dem ein Trigger-oder Auslöseimpuls erzeugt wird (in der Regel mit einem Leistungstransistor). Dieser Impuls wird mittels einer Kupplungseinrichtung (in der Regel ein Transformator od. dgl.) zurückgeführt, um die entsprechenden Komponenten des erwähnten Modulators in den leitenden Zustand zu bringen und so die dem Motor zugeführten Durchschnittsenergie ^zu steuern. Das Rückkopplungssignal und sein Vorzeichen sind so bemessen, daß bei jeder eingestellten Drehzahl eine durch eine Laständerung bewirkte Änderung der Motorklemmenimpedanz eine Änderung der Zeit innerhalb einer jeden Halbperiode herbeiführt, während der der Modulator in seinem leitenden Zustand ange-

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steuert verbleibt, wobei die Änderung der leitfähigen Zeit des Modulators in der richtigen Richtung ausgeführt wird, um konstante Drehzahl beizubehalten. Dieser Effekt wird als negative oder inverse Rückkopplung bezeichnet und läuft auf eine Steuerung der eingestellten Drehzahl innerhalb eines weiten Lastbereichs hinaus.

Die Fig. I-B zeigt die notwendigen Bausteine einer Ausführungsform der Erfindung, die auf Gleichung 6, also auf der algebraischen Sumroierung, beruht.

In diesem Fall steuert ebenfalls ein Modulator die dem Universalmotor zugeführte Spannung, wie dies bereits in Verbindung mit Fig. I-A beschrieben ist.

Eine summierende Verstärker-Integrator-Schaltung, die in der Regel aus mehreren Bauelementen besteht, mißt, summiert algebraisch und integriert die algebraische Summe der augenblicklich anliegenden Motorklemmenspannung und des augenblicklich anliegenden Motorklemmenstroms und erzeugt ein Ausgangsspannungssignal, dessen Größenordnung durch die eingestellte Drehzahl des Motors und seinen Lastwert bestimmt ist. Dieses Ausgangssignal dient als Grundspannung der Rückkopplung-Trigger-Schaltung, wie dies in Verbindung mit Fig. I-A bereits beschrieben ist.

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Wenn während des Betriebs beispielsweise eine größere Last an den Motor angelegt wird, die normalerweise eine Verringerung dessen Drehzahl bei herbeiführt, steigt der augenblicklich anliegende Motorklemmenstrom an, so daß das Ausgangssignal des Analogtellers nach Flg. I-A oder das Ausgangssignal der summierenden Verstärker-Integrator-Schaltung nach Flg. I-B (mit dem entsprechenden Vorzeichen für negative Rückkopplung) ansteigt. Wie in Fig. H-A gezeigt ist führt ein Anstieg der Grundspannung (d.h. das Ausgangssignal des Analogteilers oder der summierenden Verstärkungs-Integrator-Schaltung) in einer Flanken-und-Grundspannungs-Triggerschaltung zu einer Verringerung der Zeit, die die ansteigende oder Flankenspannung benötigt, um eine bestimmte, eingegebene Spannung zu erreichen. Diese festgelegte Spannung gleicht der Spitzenspannung eines Leistungstransistors oder einer gleichartigen Auslösungs-, d.h. "Zund-" Einrichtung (ein wesentliches Element einer jeden Flanken-und-Grundspannungs-Triggerschaltung). Die Verringerung der zur Erreichung der Spitzenspannung notwendigen Zeit bewirkt eine frühere Zündung des Schalttransistors in einer gegebenen Halbperiode} vgl. Fig. H-C. Die Zündung des Transistors erzeugt einen Stromimpuls der mittels eines Impulstransformators oder einer anderen

Energie
Kopplungseinrichtung auf den J modulator übertragen wird. Das "frühere" Zünden des Schalttransistors und die dementsprechende "frühere" übertragung des Auslöseimpulses (gating pulse) bewirkt eine "frühere" Auslösung oder einen solchen Anstoß des Energiemodulators in seinen leitenden Zustand, und infolgedessen, vgl.

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Fig. H-B, wird mehr Leistung (d.h. Spannung) (der schattierte Teil) dem Motor zugeführt. Der resultierende Leistungsanstieg kompensiert somit die gestiegene Last, so daß die Motordrehzahl im wesentlichen konstant bleibt. Die entgegengesetzt gerichtete Reihe von Korrekturschritten findet im Falle einer Verringerung der angelegten Last statt. Genau diese Änderungen des Motorstroms und der Motorspannung erfüllen die Gleichung 7.

In Verbindung mit Fig. III wird ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Drehzahlregelungsschaltung beschrieben.

Ein Universal-(Reihen)Motor 1 weist Klemmen 2 und 3 auf, die sowohl Eingangs- als auch Ausgangsfunktionen übernehmen. Der Motor wird als Gleichstrommaschine betrieben, die beim gezeichneten Ausführungsbeispiel mit einer Wechselstromquelle 4, z.B. mit 60 Hz , 115 Volt, über einen Modulator 6 betrieben wird, der . beim vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel einen gesteuerten Gleichrichter umfaßt. Dieser bewirkt eine Vollwellen-Gleichstromgleichrichtung der Wechselspannung. Zwei Eingangsklemmen 7 und 8 sind von der WechselstromquelIe kommend mit gegenüberliegenden Seiten der Brückengleichrichterschaltung verbunden.

Bei der gezeigten Brückengleichrichterschaltung sind Dioden 9 und 10 jeweils zwischen die Klemmen 7 und 11 sowie 8 und 11 geschaltet, gleichermaßen Thyristoren 12 und 13 zwischen die

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Klemmen 7 und 14 einerseits sowie 8 und 14 andererseits. In der Regel weisen die Thyristoren siliziumgesteuerte Gleichrichter (SCR) auf. Es liegt auf der Hand, daß andere gesteuerte Gleichrichter oder Schaltelemente eingesetzt werden können, die z.B. Thyratrons, Ignit^rons, Triacs oder Schalttransistoren aufweisen. Die Motorklemme 2 ist direkt mit der Brtickenklemme 14 verbunden, während die Motorklemme 3 über einen den Motorstrom abtastenden Widerstand 5 mit der Klemme 11 verbunden ist. Der Widerstand 5 dient zur Erzeugung einer Spannung, die dem augenblicklich vorliegenden Motorklemmenstrom direkt proportional ist.

Ein weiterer Brückenkreis weist vier Dioden 9, 10, 15 und 16 auf (die Dioden 9 und 10 werden gleichfalls in der vorstehend beschriebenen Brücke benutzt). Er liefert eine gleichgerichtete Vollwellenwechselspannung an die unten zu beschreibenden Integrations- und Triggerschaltungen. Im vorliegenden Kreis sind die Dioden 15 und 16 zwischendie Klemme 7 und die Leitung 17 sowie die Klemme 8 und die Leitung 17 jeweils geschaltet. Die über die Leitung 17 gelieferte Spannung V₁ wird bezüglich der Klemme 3 des Motors gemessen. Sie wird an einen strombegrenzenden Widerstand 18 angelegt, der über eine Leitung 19 in Reihe mit einer Referenzdiode 20 (d.h. einer Zenerdiode) geschaltet ist. Die Zenerdiode 20 ihrerseits ist zwischen die Leitungen 19 und 21 geschaltet. Die an den Klemmen der Diode 20 und an der Leitung anliegende Spannung V₂ ist gleich der Diodendurchbruchspannung

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(Zenerspannung) in der Regel + 8 Volt, mit Ausnahme während kurzer Zeiträume zweimal während jeder Periode, nämlich dann wenn die Versorgungswechselspannung durch Null geht. In diesen Zeitpunkten fällt die Spannung V- ebenfalls zeitweise auf Null ab, d.h. negativ wandernde Impulse. Diese momentanen Spannungsabfälle werden, wie im folgenden bezüglich der Entladung eines Kondensators 35 beschrieben wird, am Ende einer jeden Halbwelle benutzt.

Die durch die stromführende Leitung 19 zur Verfügung gestellte Spannung V- ist die Kollektorversorgungsspannung der Transistoren 22 und 23, wobei die Kollektorklemme des Transistors 22 über einen Lastwiderstand 24 mit einer Klemme 25 der Leitung 19 verbunden ist und die Kollektorklemme des Transistors 23 direkt mit der Klemme 25. Obgleich die momentanen Abfälle der Spannung V₂auf Null für den Betrieb der Transistoren 22 und 23 nicht erwünscht sind, so können sie doch hier toleriert werden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann die Spannung V₂ vor ihrer Verwendung als Kollektorversorgungsspannung der Transistoren gefiltert werden, wobei der Filter eine Diode(IfIg. IV), die in Reihe zwischen die Klemme nj25jund 34 geschaltet ist (siehe unten) wobei die Kathode der Diode an der Klemme 25 anliegt; außerdem mit einem Kondensator (Fig. IV) dessen eine Klemme mit der Klemme 25 und dessen andere Klemme mit der stromführenden Referenzleitung 21 (siehe unten) verbunden ist.

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Der Transistor 22 ist in Kombination mit dem Kondensator 26 verbunden, um als ein summierender Verstärker und ein Integrator oder eine Integriereinrichtung zu wirken. Andere Summier- und Integrierverfahren sind zur Bildung eines Typ I Steuerungssystems natürlich möglich, wahrscheinlich jedoch aufwendiger als das vorliegende Ausführungsbeispiel. Der Kondensator 26 ist zwischen die Klemmen 27 und 28 geschaltet. Der Kollektor des Transistors 22 ist über die Klemme oder Verbindungsstelle 28 mit einem Widerstand 24 verbunden und die Basis des Transistors 22 mit der Klemme 27. Letztere ist ihrerseits über einen Spannungsabtastwiderstand 29 mit der Motorklemme 2 verbunden und über einen ' Stromabtastwiderstand 30 mit der Klemme oder Verbindungsstelle Der Widerstand 30 dient zur Erzeugung eines Abtaststroms, der direkt proportional der Spannung über den Widerstand 5 ist und deshalb proportional dem augenblicklich anliegenden Motorklemmenstrom. Eine Spannungsrückkopplung über den Kondensator 26 veranlaßt die Basisspannung des Transistors 22, einen im wesentlichen konstanten Wert bezüglich des Emitters des Transistors 22 beizubehalten, der mit der Referenzleitung 21 verbunden ist. Auf diese Weise ändert sich der durch den Widerstand 29 fließende Strom nur bei Änderung der Motorspannung v_ffl und ist fast dem Wert von v_m geteilt durch den Widerstand R₂₉ des Widerstands 29 gleich (v_m/R₂₉). Gleichermaßen ist der durch den Widerstand 30 fließende Strom I₁ praktisch gleich dem Wert von v. geteilt durch den Widerstand R₃₀ des Widerstandes 30 (Vj/R^q)» wobei v. die über den Widerstand 30 sich einstellende Spannung ist. Somit ist v. der sich über den ersten Stromabtastwiderstand 5 einstellende Spannungsabfall. Es sei erwähnt, daß der Basisstrom des Transistors

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22 klein im Vergleich zu den Strumen i und i. und in der Regel vernachlässigbar ist. Auf diese Weise fließt die Summe der Ströme i_y und I₁ in den Kondensator 26 und beeinflußt die sich über den Kondensator einstellende Spannung wie folgt, wobei V die über den Kondensator gemessene Spannung und C die

Kapazität des Kondensators 26 ist:

1 T

^Vc * " C J (i_v + i.)dt + Anfangswert von V . (8) ο

Man beachte das negative Vorzeichen oder die Phaseninversion des Integrators. Da die Basisspannung des Transistors 22 konstant ist, muß jegliche Änderung der Spannung über den Kondensaotr 26 gleich der Änderung der Kollektorspannung des Transistors 22 sein, so daß sich folgende Beziehung bei V-^ » Spannung über den Transistor 22 Kollektor und Emitter ergibt:
1 T

TC * " C / U_v + I₁) dt + Anfangswert von V_TC. (9) Wie oben erwähnt, ist i. » v./R,~ und i„ - ν /R₀₀ , wobei v. die

' 11 JO V m Iri 1

über oder am Widerstand 30 auftretende Spannung ist. Sie ist in etwa gleich dem negativen Spannungsabfall am Stromabtastwiderstand 5, so daß sich die folgende Gleichung einstellt, wobei R, der Widerstandswert des Widerstands 5 ist und i der augenblicklich vorliegende Motorstrom:

V₁ - -i R₅.

Die Substituierung äquivalenter Ausdrücke ergibt

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"^1R5 , und (10)

^R3O

(11) Anfangswert von V .

Diese Gleichung mit der einhergehenden Änderung des Vorzeichens infolge der Phasenumkehr ist der obigen Gleichung 7 äquivalent, wenn die Anfangsbedingung vernachlässigt wird und R-. aus dem Integral herausgerechnet wird

^v-

Wie bereits erwähnt, ist der Wert von K nur für eine gegebene Kombination von eingestellter Drehzahl und Last konstant. Es

kann gefolgert werden, daß
R R

R + kfl ■ , so daß (13)

^R3O

Somit kann die Drehzahl Ω des Motors wie gewünscht durch Einstellen entsprechender Widerstandswerte für R₅, R₂₉ und R eingestellt werden. Tatsächlich können einer oder mehrere der Widerstände 5, 29 oder 30 (vorzugsweise die Widerstände 29 und/

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oder 30) veränderliche Widerstände für eine variable Drehzahleinstellung sein, wie dies in Fig. III der Fall ist, dort

29
ist der Widerstand^/veränderlich.

Der Kollektor des Transistors 23 ist mit dem Punkt oder der Klemme 25 verbunden, seine Basis mit der Klemme 28 und sein Emitter über den Widerstand 31 mit dem Punkt 32. Der Widerstand 33 ist zwischen die Leitung 19 und die Klemme 32 geschaltet, der Kondensator 35 zwischen die Leitung 21 und die Klemme 32.

Der Emitter eines Schalttransistors 36 ist an die Klemme 32 angeschlossen, seine Basis zwei über einen Widerstand 37 an die Leitung 19 und seine Basis eins über die Primärwicklung eines Impulstransformators 38 an die Referenzleitung 21. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel (nicht gezeigt) kann der Schalttransistor 36 durch einen programmierbaren Schalttransistor ersetzt werden (siehe unten). Andere Ansteuerungs- oder Schaltelemente können naturgemäß ebenfalls Einsatz finden.

Widerstand 33, Kondensator 35 und Schalttransistor 36 wirken als herkömmliche Flanken- und -Grundspannungs-Zündschaltung (rampand-pedestal firing circuit) wie sie beispielsweise in dem General Electric SCR Manual (5. Ausgabe, 1972) beschrieben ist, mit zwei wesentlichen Änderungen: (1) das Eingangssignal zu der Schaltung ist das Ausgangssignal des summierenden Verstärker-Integrators und nicht ein Gleichwellensignal und (2) die Schaltungs-

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konstanten des Flankengenerators sind dahingehend ausgewählt, daß sie ausgeprägt exponentielle Wellenform erzeugen. Die mittels des Emitterfolger-Transistors 23 über den strombegrenzenden Widerstand 31 übertragene Spannung V—, weniger einem Diodenspannungsabfall (Emitter-Basis-Ubergang des Transistors 23) erzeugt die Grundspannung des Kondensators 35. Als eine Folge des durch den Widerstand 33 fließenden Stroms fährt der Kondensator 35 fort, während einer jeden Halbperiode positiv von der schnell gewonnenen Grundspannung aus aufzuladen. Der Kondensator 35 lädt exponentiell gegen die Spannung der Leitung 19 auf. Die Diodenwirkung des Emitter-Basis-Ubergangs des Transistors 23 unterbricht die Verbindung zwischen Kondensator 35 und Transistor 23 und somit bezüglich des Transistors 22, wodurch die Spannung des Kondensators 35 über die Spannung V_, ansteigen kann. Dieserzusätzliehe Spannungsanstieg ist die Anstiegs- oder Flankenspannung und weist exponentielle Wellenform auf.

Wie mittels der Gleichung 7 zum Ausdruck gebracht ist, beruht die Motordrehzahlregelungsschaltung nach Fig. III auf der Integration der Differenz der beiden Quantitäten ν und (R + kQ)i. Sind beide Quantitäten groß, so führt eine geringe prozentuelle Änderung beider Größen zujeiner relativ großen Änderung ihrer Differenz; sind beide Quantitäten jedoch klein, so führt die identische prozentuelle Änderung von beiden zu einer geringeren Änderung ihrer Differenz. Somit ändert sich die gesamte Spannungsverstärkung in der Steuerungsrückkopplungsschleifenschaltung

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(gemäß Definition nach US Standardsteuerungssystemterminologie) mit Änderungen der Motorspannung. Solange wie diese Gesamtspannungsverstärkung nicht durch eine kompensierende Nichtlinearität, d.h. Verstärkungskompensation, aufgehoben wird, erzeugt diese Änderung der Gesamtspannungsverstärkung eine Instabilität des Steuerungssystems und begrenzt den Bereich der Motorspannungen, in dem das System arbeiten kann. Die Verwendung einer Anstieg- und -Grundspannungs-Zündschaltung mit exponentieller Flanke erbringt die notwendige Verstärkungskompensation durch Einführen der gewünschten Nichtlinearität derart, daß die Spannungsübergangsfunktion zwischen der Grundspannung und der durchschnittlichen Motorspannung bei großen Grundspannungen entsprechend großerJMotorspannungen reduziert wird.

Steigt die Gesamtspannung, also Grundspannung und Spannung der Flanke, über die Spitzenspannung (d.h. Triggerspannung)des Schalttransistors 36, so zündet dieser und entlädt den Kondensator 35 in die Primärspule des Impulswandlers 38, d.h. die Kopplungseinrichtung. Die Sekundärspule dieses Wandlers 38 ist zwischen die Klemmen oder Punkte 14 und 19 (siehe unten) geschaltet und liefert die so erzeugten Stromimpulse über die Widerstände 40 und 41 jeweils zu den Toren der SCR 12 und 13. Widerstände 40 und 41 sind zwischen das Tor von SCR 12 und Klemme 39 bzw. SCR 13 und Klemme 39 geschaltet und dienen zur Herbeiführung einer genauen Pulsteilung. Derjenige SCR, der zum Zeitpunkt des Aussendens des Pulses die positivere Anodenspannung aufweist, zündet und liefert Leitungsspannung zum Motor. Somit zünden die SCR alternierend

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zu entsprechenden Zeltpunkten der gegenüberliegenden Halbperloden der angelegten Wechselspannung. Ebenso können andere Kopplungseinrichtungen, wie Dioden oder optische Isolatoren, anstelle des beschriebenen Impulstransformators Einsatz finden.

Wie vorstehend erläutert wurde, ist der Zeitpunkt,(d.h. Phasenwinkel) , in dem der Schalttransistor während einer gegebenen Halbwelle zündet und somit der Zeitpunkt, an dem die SCR zünden (d.h. ihre Phase oder fraktionelle Leitzeit während jeder Halbwelle) einestrikte Funktion der GröBenordnung der Grundspannung, die eine Funktion des Ausgangssignals der Integratorschaltung ist, und die ihrerseits eine Funktion der Motorklemmenimpedanz ist. Somit wird, wie oben grundsätzlich beschrieben, die gewünschte Motordrehzahl unabhängig von Änderungen der an den Motor angelegten Last durch ein in sich geschlossenes Rückkopplungssystem aufrecht erhalten, das die fraktionelle Leitzeit, d.h. die Phase, der SCR und somit die an dem Motor mittels einer Energiemodulationsschaltung gelieferten Energie steuert.

Der leitende SCR verbleibt in seinem leitenden Zustand bis die Polarität der angelegten Wechselspannung umgekehrt wird und der Motorstrom auf Null abfällt (wie dies bei hohen Drehzahlen bei den meisten Motoren der Fall ist) oder bis der andere SCR eine Halbperiode später zündet (was der wahrscheinlichere Zustand bei niedrigen Drehzahlen ist).

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Ist der Kondensator 35 entladen, so schaltet der Schalttransistor 36 ab, wenn der dann von den Widerständen 31 und 33 fließende Strom hinreichend gering ist. Der Kondensator 35 beginnt wieder, sich schnell auf die Grundspannung aufzuladen. Der Schalttransistor 36 zündet oder zündet nicht vor dem Ende einer gegebenen Halbperiode; dies ist jedoch nicht von Bedeutung, da derjSCR eingeschaltet bleibt, so daß wiederholte Torimpulse keine Auswirkung haben. Der Kondensator 35 muß jedoch am Ende einer jeden Halbperiode entladen werden, damit er jede neue Halbperiode mit dem gleichen Anfangszustand beginnt. Die oben erwähnten negativ wandernden Impulse lassen die Basis-2-Spannung des Schalttransistors 36 am Ende einer jeden Halbperiode auf Null abfallen und veranlassen ihn zu zünden, sowie den Kondensator 35 zu entladen. Man beachte, daß die Torimpulse während dieser Zeitp-unkte an den SCR keine Auswirkung haben, da keiner von ihnen dann eine positive Anodenspannung aufweist.

Fig. IV zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung mit mehreren bevorzugten Abänderungen und Ergänzungen der grundlegenderen Motordrehzahlsteuerungsschaltung nach Fig. III.

Ein Potentiometer 50 kann wahlweise zwischen die Motorklemme 2 und die Referenzleitung 21 geschaltet werden; der Spannungsabtastwiderstand 29 ist nunmehr zwischen den variablen^bgriff des Potentiometers 50 und den Summierpunkt, die Klemme 27 geschaltet. Die Einstellung der Motordrehzahl wird nunmehr bequem durch

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Verändern der Stellung des Abgriffs des Potentiometers 50 bewerkstelligt und somit der Teil der Motorspannung V_m, der von dem Spannungsabtastwiderstand 29 festgestellt wird. Der Strom

i„ nach Gleichung 8 ist nunmehr i . ■ ^α m , wobei crV der Teil ν ν η m

R₂₉

der Motorspannung an der Abgriffstelle des Spannungsteiles ist, der das Potentiometer 50 umfaßt.

Es kann auch erwünscht sein, die in der Regel nichtlineare Charakteristik des Motors bei sehr niedrigen Drehzahlen zu kompensieren, bei denen der Motorstrom nicht linear auf Null abfällt, sondern bei einem gewissen begrenzenden Wert nahezu konstant bleibt, selbst ohne Last. Die Wirkung dieses begrenzenden Stroms besteht darin, vorzeitig die untere Grenze der mit der Steuerschaltung erreichbaren Drehzahl zu fixieren. Diese Wirkung kann am besten in Verbindung mit der Fig. III und der Gleichung 8 erklärt werden, womit gezeigt wurde, daß der Integrant der Gleichung bei niedrigen Drehzahlen und dem begrenzenden Motorstromwert - gemessen durch i. - nur dadurch auf Null gehalten werden kann, daß man i , den Motorspannungsabtaststrom auf einem Wert hält, der ausreicht, um 1. zum Verschwinden zu bringen. Auf diese Weise kann die Motorspannung und somit die Motordrehzahl nicht unter einen gewissen entsprechenden Grenzwert verringert werden. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann eine derartige Kompensation wahlweise durch Einbau eines Widerstands 51 zwischen die Motorklemme 2 und das Potentiometer 50 sowie eines Widerstands 52 zwischen die Susammenführung des

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Widerstandes 51 mit dem Potentiometer 50 und der die vollwellengleichgerichtete Spannung führendenXeitung 17 bewirkt werden, die hierdurch eine kleine Gleichspannungsvorspannung an den Spannungsabtastungswiderstand 29 anlegt, wenn der Abgriff des Potentiometers auf niedrige Drehzahlen eingestellt ist. Wenn i. durch die Motorspannung und die Gleichspannungsvorspannung aufgehoben ist (d.h. i mißtjdie Summe dieser beiden Werte), ist es möglich, die Motorspannung und folglich die Motordrehzahl unter den ansonsten begrenzenden Wert abzusenken, wodurch der abdeckbare Drehzahlsteuerungsbereich wesentlich in Richtung auf niedrigere Drehzahlen erweitert werden kann. Diese Ergänzung stört die Motorspannungsrückkopplungsschleife nicht. Der Einfluß der Gleichspannungsvorspannung wird bei Einstellung des Abgriffs des Potentiometers 50 in Richtung auf höhere Drehzahlen graduelljeliminiert. Dies wird zur Vermeidung von Instabilitäten bei hohen Drehzahlen in der erfindungsgemäßen Schaltung gewünscht. Mit dieser einfachen Ergänzung wird ein Drehzahlbereich von wenigstens 100:1 erreicht.

Als weiteres wahlweises Merkmal kann, wie gezeigt, ein veränderliches Potentiometer 53 vorgesehen werden, mit dem eine Drehzahlsteuerung ermöglicht wird, die bei einer großen Anzahl unterschiedlich dimensionierter Motoren unter Einsatz des Widerstandes 5 mit einem einzigen Widerstandswert verwendet werden kann. Bei einem Motor vorgegebener Größe kann dieser veränderliche Widerstand weggelassen werden, wobei dann der erste stromabtastende

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Widerstand 5 mit Blick auf optimale Leistung gewählt wird.

Ein anderes bevorzugtes, wahlweise vorgesehenes Merkmal besteht In der Zuschaltung der Diode 54 In Reihe zwischen die Summierkleirane 27 und den stromabtastenden Widerstand 30. Der Spannungsabfall In dieser Diode kann einen praktisch gleichen Spannungsabfall In dem Basis-Emitter-Ubergang des Transistors 22 kompensieren. Diese Kompensation neigt dazu, kleine jedoch scharfe
Drehzahlsteigerungen bei lastfreien Betrlebszuständen zu verhindern, bei denen das Stromrückkopplungsslgnal klein 1st.

Nach einem weiteren wahlweisen, bevorzugten Merkmal wird der
zweite stromabtastende Widerstand 30 in zwei Komponenten aufgeteilt, den Widerstand 30* und den Widerstand 30". Hierbei wird eine Diode 55 von der Referenzleitung 21 kommend mit dem Punkt
56 verbunden, der zwischen den Widerständen 30* und 30'' vorhanden ist. Das Vorsehen dieser nichtlinearen Komponente führt teilweise groBe Signalströme im Nebenschluß, wobei schwache Signale nicht beeinflußt werden und kompensiert somit die Neigung der
Motordrehzahl, bei großen Lasten anzusteigen. Dies ist eine Folge der verringerten Permeabilität der magnetischen Werte des
Motors bei großen Strömen und der daraus folgenden Verringerung der Werte von k" in Gleichung 2, wodurch wiederum eine Verringerung des Wertes von k und eine Vergrößerung des Wertes von Ω (Drehzahl) in Gleichung 14 herbeigeführt wird.

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Ein weiteres wahlweises, bevorzugtes Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die parallele Kombination aus Widerstand 57 und Kondensator 58 zwischen den Kondensator 26 und den Punkt 28 geschaltet wird. Diese Kombination erbringt eine Phasenvoreilung, die die Sprungcharakteristik und Stabilität der erfindungsgemäßen Schaltung weiter verbessert. Diese Eigenschaft ist besonders bei Belastungen hoher Trägheit erwünscht.

Die wahlweise Zuschaltung einer Diode 59 und eines Kondensators 60 sowie die wahlweise Verwendung eines programmierbaren Schalttransistors 36', die oben in Verbindung mit der Beschreibung der Fig. III beschrieben wurden, sind gezeigt.

Im Falle einer automatischen oder Fernsteuerung anstelle einer Steuerung z.B. von Hand des Potentiometers 50 kann, wie gezeigt, ein optischer Isolator 61 vorgesehen sein. In diesem Fall kann das Potentiometer 50 beibehalten oder auch weggelassen werden. Der optische Isolator besteht in herkömmlicher Weise aus einem photoleitenden Widerstand und einer diesen beleuchtenden variablen Lichtquelle. Sie wird mit einem ferngesteuerten oder automatischen Signal gesteuert; das Licht seinerseits steuert den Widerstandswert des Photoleiters, der seinerseits die Motorgeschwindigkeit in ähnlicher Weise wie oben beschrieben steuert. Dieses Verfahren kann mannigfaltig unter VErwendung der verschiedensten Arten von aus der Ferne veränderbaren Widerständen oder Strom- oder Spannungsquellen abgeändert werden.

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Ein weiteres fakultatives Merkmal besteht in der Zuschaltung eines Kondensators 62 in der gezeigten Weise, wodurch dem Kondensator 26 eine Ausgangsladung mitgeteilt werden kann» wenn die Steuerung am Anfang eingeschaltet wird. Hierdurch wird eine Verzögerung beim Einschalten vermieden. Dieses Merkmal ist besonders dann erwünscht, wenn häufiges Starten und Anhalten der Fall ist.

Die vorbeschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiele können natürlich auch in jedweder Kombination miteinander zum Einsatz gelangen.

Die Schaltungselemente eines jeden Einzelfalles hängen von den spezifischen Anforderungen ab. Typische Werte solcher Bausteine sind in Fig. IV lediglich zur Erläuterung eines spezifischen Steuerkreises gezeigt.

In Fig. V sind Drehzahl/Drehmomentwerte gezeigt, die mit einem 2 Ampere Universalreihengetriebemotor unter Verwendung eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäBen Schaltung erhalten wurden. Die verwendete Steuerschaltung entsprach identisch dem in Fig. IV gezeigten Schaltkreis mit den folgenden geringfügigen Änderungen: (1) der Kondensator 62 sowie der optische Isolator wurden weggelassen; (2) die Verbindung von Kondensator 58 und Widerstand 57 wurde mit dem Emitter des Transistors 23 und nicht mit dem Kollektor des Transistors 22 verbunden; außerdem wurde ein Lastwiderstand zwischen den Emitter des Transistors 23 und die Leitung 21 geschaltet; diese Änderung bewirkte eine Rück-

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kopplung über den gesamten Summierverstärker im Hinblick auf eine gesteigerte Stabilität; (3) da die obige Abänderung (2) die Diodenwirkung des Emitter-Basis-Ubergangs des Transistors 23 eliminierte, da die Grundspannung des Kondensators 35 über die Spannung V__c ansteigen konnte, wurde zwischen den Emitter des Transistors 23 und den Widerstand 31 eine Diode geschaltet; (4) zur Unterstützung der Ansteuerung des programmierbaren Schalttransistors (PUT) 36* in seinen nichtleitenden Zustand, wurde ein Transistor zwischen die PUT Anodenklemme 32 und die Leitung 21 geschaltet, so daß der Transistor in den leitenden Zustand geschaltet werden konnte, wenn der PUT zündete; die Primärwicklung des Impulstransformators 38 wurde dann zwischen den Kondensator 35 und die Leitung 21 geschaltet, so daß bei leitendem Transistor die Anodenspannung des PUT schnell auf einen sehr niedrigen Wert gebracht wurde, wodurch der PUT in seinen nichtleitenden Zustand angesteuert wurde; (5) zwischen Basis und Kollektor des Transistors 22 wurde ein kleiner Kondensator geschaltet, um die Verstärkung der Integrator-Verstärker-Rückkopplungsschleife bei hohen Frequenzen zu verringern, wodurch jegliche Neigung zur Schaltkreisinstabilität infolge Oszillation und die Übertragung von Hochfrequenzrauschen verringert wurde. Sämtliche dieser vorstehenden Änderungen sind wiederum ausschließlich wahlweise im Hinblick auf die Erfindung getroffen worden.

Die Fig. V zeigt eindrucksvoll die geringe Steigung der Drehzahl (Geschwindigkeit)/Drehmomentkurven (innerhalb etwa 5 %) über

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den gesamten Bereich von Nullast bis zu nominellem Drehmoment (0,6 34 mkg = 55 In.lbs.) und über einen Drehzahlbereich von mehr als 40:1 (175 U/min bis 4 U/min ) bei nominellem Drehmoment. Der Motor kam in der Tat bei einer 12 U/min -Einstellung ohne Last und angelegtem Drehmoment von 1,556 mkg (135 in.lbs.)
(nahezu 2,5 mal das nominelle Drehmoment) nicht zum Stillstand, und der Steuerbereich betrug bei geringen Lasten etwa 100:1.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

Θ Drehzahlregelungsschaltung für elektrische Universalmotoren gekennzeichnet durch;

eine Energiemodulationsschaltung (a) mit einem Eingangsklemmenpaar zur Verbindung mit einer Wechselstromquelle und einem Ausgangsklemmenpaar zur Verbindung mit dem Universalmotor sowie einer Torschaltung zur Steuerung der dem Motor zugeführten Energie,

eine Einrichtung (b), die in Reihe zwischen dem Motor und eine der Ausgangsklemmen geschaltet ist und eine Spannung liefert, die direkt proportional zu dem augenblicklich vorliegenden Motorklemmenstrom ist,

eine Einrichtung (c), die an der Ausgangsklemme mit der Einrichtung (b) verbunden ist und einen Abtaststrom liefert, der direkt proportional der über die Einrichtung (b) vorliegenden Spannung und somit zum augenblicklich vorliegenden Motorklemmenstroro ist,

eine Einrichtung (d), die mit dem Motor verbunden ist und einen Abtaststrom liefert, der direkt proportional zur augenblicklich vorliegenden Motorklemmenspannung ist, eine Summiereinrichtung (e), die mit den Einrichtungen (c) und (d) verbunden ist und algebraisch die augenblicklich vorliegenden Werte der beiden Abtastströme summiert,

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ORIGINAL INSPECTED

eine Integriereinrichtung (f), die mit der Einrichtung (e) verbunden ist und den Durchschnitt der Summe der von der Einrichtung (e) gelieferten augenblicklichen Vierte bildet und

eine Rückkopplungseinrichtung (g), die zwischen die Integriereinrichtung (f) und die Torschaltung geschaltet ist und ein Signal zur Betätigung der Torschaltung liefert, das eine durch das Ausgangssignal der Integriereinrichtung (f) bestimmte Phase aufweist, wobei dieses Ausgangssignal der Integriereinrichtung (f) die Phase der Torschaltung und hierdurch den dem Motor zugeleiteten Kraftstrom steuert.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (b) einen Stromtransformator aufweist.
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (b), (c) und (d) jeweils einen Widerstand aufweisen.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzelchnet , daß die Einrichtung (c) ein mit der Einrichtung (b) verbundenes Potentiometer und einen mit dem Abgriff des Potentiometers verbundenen Widerstand aufweist.
5. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (d) ein mit dem Motor verbindbares Potentiometer

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und einen mit dem Abgriff des Potentiometers verbundenen Widerstand aufweist.
6. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Summiereinrichtung (e) einen Summierverstärker und die Integriereinrichtung (f) einen Integrationsverstärker aufweist.
7. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Summiereinrichtung (e) und die Integriereinrichtung (f) einen einzigen Summierverstärker, der integrierend arbeitet, aufweisen.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die

Energiera°dulatorschaltung (a) eine gesteuerte Brückengleichrichterschaltung aufweist.
9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückengleichrichterschaltung zwei Thyristoren und zwei Dioden in Korabination aufweisen.
10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Thyristoren als die Torschaltung arbeiten.
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung (g) eine Flanken- und-Grundspannungs-

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Triggerschaltung aufweist, die mit dem Ausgang der Integriereinrichtung verbunden ist und einen Schalttransistor aufweist, wobei die Rückkopplungseinrichtung (g) weiterhin mit einem Pulswandler versehen ist, der zwischen den Ausgang der Triggerschaltung und das Tor der Torschaltung geschaltet ist, und wobei die Flanken-und-Grundspannungs-Triggerschaltung einschließlich der Aktivierung des Schalttransistors auf das Ausgangssignal der Integriereinrichtung anspricht, während die Aktivierung des Schalttransistors die Erzeugung von Impulssignalen durch den Pulswandler bewirkt und die Impulssignale die öffnung der Torschaltung in den leitenden Zustand bewirken.
12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Flanken-und-Grundspannungs-Triggerschaltung exponentielle Flanken erzeugt.
13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor programmierbar ist.
14. Schaltung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen zwischen das Tor eines Thyristors und eine der Pulswandler-Ausgangsklemmen geschalteten Widerstand und einen zwischen das Tor des anderen Thyristors und die Ausgangsklemme geschalteten Widerstand, wobei die beiden Widerstände eine genaue Pulsteilung zwischen den Thyristoren bewirken.

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15. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

ein Vollwellengleichrichter mit der Wechselstromquelle verbunden ist und Gleich/ an die Einrichtungen (e), (f) und (g) liefert.
16. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand und eine Zenerdiode in Reihe mit dem Gleichrichter verbunden sind, wobei Widerstand und Zenerdiode wenigstens teilweise gefilterte und geregelte Gleichspannung an die Einrichtungen (e), (f) und (g) liefern.
17. Schaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen ersten Widerstand, der zwifchen den Motor und das Potentiometer geschaltet ist, sowie durch einen zweiten Widerstand, der zwischen die Verbindung des ersten Widerstandes mit dem Potentiometer und einer gleichgerichteten Wechselspannungsquelle geschaltet ist, wobei der zweite "Widerstand eine Gleichvorspannung für die Einrichtung (d) liefert.
18. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode in Reihe zwischen die Einrichtung (c) und die Einrichtung (e) zur Erzeugung eines Spannungsabfalls geschaltet ist, um den Spannungsabfall am Eingang der Summiereinrichtung (e) zu kompensieren.
19. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (c) wenigstens zwei Widerstände aufweist, die

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mit der Diode zwischen die Verbindung der beiden Widerstände und einer virtuellen Erde geschaltet sind.
20. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet» daß eine Phasen^Oreii^lungeinrichtung in Reihe mit einem Integrationskondensator der Integriereinrichtung (f) geschaltet ist, wo-

vo re i1ungs

bei die Phasen / einrichtung einen Kondensator und einen Widerstand aufweist, die parallel geschaltet sind.
21. Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die über die Zenerdiode geregelte Versorgungsspannungsquelle und die Einrichtung (e) in Reihe geschaltete Dioden und parallel geschaltete Kondensatoren vorgesehen sind, wobei, die der Einrichtung (e) zugeführte Spannung weiter gefiltert ist.
22. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (d) einen optischen Isolator aufweist.
23. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator zwischen eine Gleichspannungsquelle und den Kondensator der Integriereinrichtung (f) geschaltet ist, der eine positive Ausgleichsladung der Integriereinrichtung zuführt.
24. Verfahren zur Steuerung der Drehzahl eines elektrischen

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Universalmotors, der über eine Energlemodulatorschaltung, die mit einer Torschaltung zur Steuerung der zugeführten Energie versehen ist, mit Kraftstrom versorgt wird, dadurch gekennzeichnet, daß

(a) ein direkt dem augenblicklich vorliegenden Motorklemmenstrom proportionaler Abtaststrom erzeugt wird,

(b) daß ein direkt der augenblicklich vorliegenden Motorklemmenspannung proportionaler Abtaststrom erzeugt wird,

(c) die augenblicklichen Werte der beiden Abtastströme gemittelt werden,

(d) das Verhältnis der durchschnittlichen Motorklemmenspannung zu durchschnittlichem Motorkleromenetrom unter Verwendung der gemäß Schritt (c) gewonnenen Mittelwerte gemessen wird und

(e) ein negatives Rückkopplungssignal erzeugt wird, mit dem die Torschaltung der Energiemodulatorschaltung geöffnet wird, wobei das negative Rückkopplungssignal eine Phase aufweist, die durch den Wert des gemäß Schritt (d) gewonnenen Verhältnisses bestimmt wird, während der Wert des Verhältnisses die Phase der Torschaltung und somit die dem Motor zugeführte Energie steuert.
25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß in Schritt (c) die augenblicklich vorliegenden Werte der beiden Abtastströme algebraisch summiert werden, daß (d) die Summe der gemäß Schritt (c) erhaltenen augenblicklich

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vorliegenden Werte gemittelt wird und daß

(e) mit dem negativen Rückkopplungssignal die Torschaltung der Energiemodulatorschaltung betätigt und die Phase des negativen Rückkopplungssignales durch die Größe des nach

Schritt (d) erhaltenen Mittelwertes bestimmt wird sowie

daß diese Größe die Phase der Torschaltung und infolgedessen die dem Motor zugeführte Energie steuert.
26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß für das Rückkopplungssignal eine Verstärkungskompensation vorgesehen ist, wobei jegliches übermäßige Rückkopplungssignal korrigiert wird.

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