DE2616044C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen drehzahlgeregelten kollektorlosen Gleichstrommotor mit permanentmagnetischem Rotor nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 oder 4.

Ein gattungsgemäßer Motor dieser Art ist aus der DE-OS 23 14 257 bekannt. Auch dort wird ein bürstenloser Gleichstrommotor mit Impulsen geregelt, wobei diese Stromimpulse in einer bestimmten Phasenbeziehung zur induzierten Spannung sein sollen, wozu phasenschiebende Elemente verwendet werden. Überdies ist bei diesem nächstkommenden Stand der Technik die Gewinnung der induzierten Spannung als Maß für die vorhandene Drehzahl durch eine besondere Auskupplungsmethode (sog. IR-Auskupplung) erreicht. Diese induzierte Spannung wird dabei direkt als Maß für die Drehzahl benutzt und über filternde Elemente dem Regler zugeführt.

Eine ähnliche Lösung ist aus der DE-OS 22 52 727 bekannt, wo auch ein bürstenloser Gleichstrommotor mit Impulsen geregelt wird, wobei diese Stromimpulse synchron und in einer bestimmten Phasenbeziehung zur induzierten Spannung sein sollen und wozu ebenfalls phasenschiebende Elemente verwendet werden. Die induzierte Spannung wird dabei als ein Maß für die Drehzahl aus den gerade nichtbestromten Wicklungen durch Nachgleichrichtung entnommen. Hier ist ebenfalls eine weniger gute Langzeitkonstante erreichbar.

Zwar ist bei der DE-OS 23 14 257 ein temperaturabhängiger Widerstand in einer Spannungsteilerkette vorgesehen, der die Temperaturabhängigkeit der Induktion des permanentmagnetischen Läufers kompensieren soll, doch kann dies nicht auf Dauer komplett gelingen und erreicht nicht die nötige Qualität.

Ferner ist aus der DE-OS 23 40 984 eine Anordnung bekannt, bei der ein Mehrphasenmotor aus der Frequenz der Hallspannungen über einen Digitalanalogwandler einen Drehzahlistwert ableitet, wobei diese aufwendige Lösung nur schwer mit der gattungsgemäßen Anordnung zu vergleichen ist.

Aus der Literaturstelle "Deutsches Elektrohandwerk 44", 1969, Heft 12, Seite 363-366 geht hervor, daß dort eine Impulsfolge von Rechteckimpulsen im wesentlichen konstanter Dauer und Amplitude getriggert wird. Es wird auch dort eine gewisse Filterung vorgenommen, jedoch lediglich zum Zweck der Mittelwertbildung der Rechteckspannung, um eine drehzahlprotionale Gleichspannung zu erhalten. Auf die Restwelligkeit dieser Spannung wird in keiner Weise eingegangen.

Bei allen diesen vorbekannten Lösungen ist entweder sowohl der Temperatureinfluß auf die Regelung, insbesondere die Verringerung des Magnetismus bei ansteigender Temperatur, als auch der Einfluß über Alterungserscheinungen des Rotormagneten nicht befriedigend gelöst oder die Bereitstellung des Regelsignals ist von der Kostenseite oder von der Genauigkeit her unbefriedigend. Die künstliche Alterung eines Rotormagneten vor dem Einbau ist derart aufwendig, daß sie nur für Sonderantriebe in Frage kommt.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen drehzahlgeregelten kollektorlosen Gleichstrommotor der gattungsgemäßen Art zu schaffen, bei dem die geregelte Drehzahl eine sehr gute Langzeitkonstante hat, sich also mit der Zeit nur sehr wenig ändert, bei insgesamt relativ geringem Aufwand. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die in den Ansprüchen 1 oder 4 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Dadurch, daß die Amplitude und Länge der getriggerten Impulse (gewöhnlich sind das Rechteckimpulse) von den Daten des Motors, insbesondere von den physikalischen Daten des Rotormagneten, völlig unabhängig gemacht werden können, können diese Motordaten auch keinen Einfluß auf die geregelte Drehzahl mehr haben. Die Erfindung nutzt zusätzlich in charakteristischer Weise die Restwelligkeit, um Stromimpulse von allmählichem Anstieg und allmählichem Abfall zu erzeugen und solche Impulse in direkter Phasenbeziehung zur induzierten Spannung wirken zu lassen; insbesondere geschieht das vorteilhaft dadurch, daß die Stromimpulse in ihrer Phasenlage mit den Maxima der induzierten Spannung zusammenfallen (Unteranspruch). Dadurch werden insbesondere bei ein- und zweisträngigen Motoren ein besonders guter Wirkungsgrad und eine besondere Laufgüte erzielt. Für die Erfindung ist, wie erwähnt, aber auch wesentlich, daß Rechteckimpulse konstanter Dauer und Amplitude getriggert werden, um die Präzision der Drehzahlregelung zu verbessern; entscheidend ist in diesem Zusammenhang die Verwendung quasi-digitaler Signale zu geringen Kosten. Zunächst sind solche quasi-digitale Signale für eine Regelung natürlich völlig ungeeignet, weshalb sie gemäß der Erfindung anschließend durch eine Filterkette oder dergleichen wieder in ein Analogsignal umgewandelt werden, dessen Gleichspannungskomponente die einzuregelnde Drehzahl und dessen - kleine - Wechselspannungskomponente die Phasenlage der Stromimpulse im Motor relativ zu den Maxima der in den Motorwicklungen vom rotierenden Rotormagneten induzierten Spannungen sowie die Dauer dieser Stromimpulse bestimmen. Auf diese Weise gelingt es in recht überraschender Weise, gattungsgemäße Motoren bis herab zu relativ niedrigen Drehzahlen mit guter Regelqualität und Langzeitkonstanz zu regeln.

Mit besonderem Vorteil geht man dabei nach der Erfindung so vor, daß zur Erzeugung der Impulse eine Anordnung nach Art eines monostabilen Multivibrators vorgesehen ist, welcher ein Anpassungsnetzwerk vorgeschaltet ist, das mindestens nahezu unabhängig von der Amplitude der von der Motorwicklung abgenommenen Spannung den Triggerzeitpunkt auf einen bestimmten Phasenwinkel nach dem Nulldurchgang der abgenommenen Spannung festlegt. Der Triggerzeitpunkt, also der zeitliche Beginn der Impulse, wird so von temperatur- oder altersbedingten Schwankungen der im Motor induzierten Spannung praktisch unabhängig, und es hat sich gezeigt, daß mit einem solchen Anpassungsnetzwerk Drehzahlen über einen relativ großen Bereich geregelt werden können, ohne daß das Anpassungsnetzwerk einer Nachstellung bedarf. Dies bedeutet eine wesentliche Vereinfachung des Reglers, wenn er für mehrere Drehzahlen benutzt werden soll.

Äußerst vorteilhaft ist ferner eine motorstromabhängige Gegenkopplung, welche abhängig von der Größe des Motorstroms die Führungsgröße des Regelkreises verringert. Eine solche Gegenkopplung gestattet es mit einfachsten Mitteln, den Regelkreis zu stabilisieren, und die Kreisverstärkung von Temperatur- und sonstigen störenden Einflüssen unabhängig zu machen.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert.

Fig. 1 eine Übersichtsschaltbild eines erfindungsgemäßen Motors, teilweise als Blockschaltbild dargestellt,

Fig. 2 eine Darstellung zur Erläuterung dessen, wie eine drehzahlabhängige Spannung aus dem Motor nach Fig. 1 entnommen wird,

Fig. 3 ein ausführliches Schaltbild der Regelschaltung gemäß Fig. 1, und

Fig. 4 Schaubilder zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung nach den Fig. 1 und 3.

Fig. 1 zeigt lediglich den elektrischen Aufbau eines Motors, wie er z. B. in der DE-OS 22 25 442 und in der DE-OS 22 52 727 oder auch in der DE-AS 23 46 380 näher dargestellt und beschrieben ist. Es kann sich also sowohl um einen Motor mit flachem Luftspalt wie um einen Motor mit etwa zylindrischem Luftspalt handeln. Diese Einzelheiten der Bauart sind für die Wirkungsweise des Reglers ohne Bedeutung, oder anders gesagt kann der Regler aus den ihm zugeführten Spannungen und Signalen nicht erkennen, um welche der genannten Motorbauarten es sich handelt.

Dieser Motor 10 hat einen symbolisch angedeuteten Permanentmagneten 11 und zwei Statorwicklungen 12 und 13, welche im Betrieb ein elektromagnetisches Wechselfeld, also kein Drehfeld, erzeugen. Beide Wicklungen sind über eine Leitung F und über einen Widerstand 14 mit einer Plusleitung E (z. B. +30 V gegenüber dem Anschluß O) verbunden. Ihre anderen Anschlüsse 15 und 16 sind jeweils mit dem Kollektor eines npn-Transistors 17 bzw. 18, der Kathode einer Diode 19 bzw. 20 und dem einen Anschluß eines Widerstands 23 bzw. 24 verbunden, welch letzteres miteinander und über eine Leitung B mit dem einen Eingang eines Verstärkers 25 verbunden sind. Ebenso sind die Anoden der Dioden 19 und 20 miteinander und über eine Leitung H mit dem einen Anschluß eines Potentiometers 26 verbunden, dessen anderer Anschluß an E liegt und dessen Abgriff über eine Leitung A mit dem anderen Eingang von 25 verbunden ist. Der Verstärker 25 liegt an einer durch eine Zenerdiode 27 stabilisierten Spannung; die Z-Diode 27 liegt zwischen den Leitungen D und E, und zwischen der Leitung D und dem O-Anschluß des Motors liegt ein Vorwiderstand 28 der Z-Diode 27. Wenn z. B. die Z-Diode 27 für 20 V ausgelegt ist und +U _N (an E) 30 V ist, hat die Leitung D gegenüber dem Anschluß O ein Potential von +10 V. Dies ist wichtig und vorteilhaft für die Erzeugung der Führungsgröße des Reglers, wie im folgenden noch ausführlich erläutert wird.

Die Basen der Transistoren 17 und 18 sind jeweils mit dem Ausgang eines Hallgenerators 31 verbunden, während ihre Emitter mtieinander und über einen Widerstand 32 mit dem Anschluß O verbunden sind, an den auch über einen Widerstand 33 der eine Stromanschluß des Hallgenerators 31 angeschlossen ist, dessen anderer Stromanschluß mit dem Emitter eines Regeltransistors 34 (npn) verbunden ist, dessen Kollektor über einen Widerstand 35 mit der Leitung F verbunden ist.

Der gesamte Regler ist an die geregelte Spannung zwischen den Leitungen D und E angeschlossen. Dargestellt ist dies in Fig. 1 nur für den Verstärker 25. Das Ausgangssignal des Verstärkers 25 wird einem Anpassungs-Netzwerk 38 zugeführt, dessen Ausgangssignal zur Triggerung eines monostabilen Multivibrators 39 dient, an dessen Ausgang eine Integrator- und Phasenschieberschaltung 40 angeschlossen ist, an deren Ausgang ein Drehzahl-Istwertsignal in Form einer Gleichspannung auftritt, der eine Welligkeit gewünschter Phasenlage und Amplitude überlagert ist, und dieses kombinierte Signal wird einem Vergleicher 42 zugeführt, dessen anderem Eingang 43 eine Führungsgröße (Drehzahl-Sollwert, überlagert mit motorstromabhängiger Gegenkopplung) zugeführt wird. Zur Erzeugung der Führungsgröße dient ein Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand 44 zwischen der Leitung D und 43, einem zweiten Widerstand 45 zwischen 43 und F und dem Widerstand 14 zwischen F und E. Wenn kein Motorstrom fließt, bestimmt sich die Höhe der Führungsgröße an 43 einfach durch das Verhältnis (R 14 + R 45) : (R 14 + R 45 + R 44), und da dieser Spannungsteiler an der durch die Z-Diode 27 stabilisierten Spannung liegt, ist bei stromlosen Motor auch die Führungsgröße an 43 festgelegt. Fließt dagegen ein Strom im Motor 10 und damit durch den Widerstand 14, so entsteht an diesem ein Spannungsabfall, und das Potential der Leitung F sinkt, so daß auch das Potential an 43 sinkt. Mit zunehmendem Motorstrom wird also die Führungsgröße kleiner, und dies bewirkt eine Gegenkopplung, welche die Kreisverstärkung des Regelkreises verringert und dadurch den Regler stabilisiert. Diese Gegenkopplung ist in sehr einfacher Weise durch Wahl des Widerstands 14 einstellbar. Obwohl also der Motor 10 an der ungeregelten Spannung zwischen E und O liegt, liegt der Spannungsteiler R 14-R 45-R 44 an der geregelten Spannung zwischen E und D, und an diesem Spannungsteiler wirkt eine motorstromabhängige Teilspannung, welche die Gegenkopplung bewirkt. Es wird dies in erfindungsgemäßer Weise dadurch ermöglicht, daß der Vorwiderstand 28 der Z-Diode 27 in der Minusleitung, der Widerstand 14 für die Gegenkopplung dagegen an der Plusleitung E liegt. Hierdurch wird in Weiterbildung auf sehr geschickte Weise ein direktes Einführen der Gegenkopplungsspannung in den Regelkreis ermöglicht.

Das Ausgangssignal des Vergleichers 42 wird über eine Leitung C der Basis des Transistors 34 zugeführt. Wird die Motordrehzahl zu hoch, so wird auch das Ausgangssignal des Integrators 40 groß, der Vergleicher 42 gibt ein großes Signal ab und dieses sperrt den Transistor 34 fast durchgehend, so daß der Hallgenerator 31 nur wenig oder gar keinen Strom erhält und der Motor weitgehend stromlos wird, vgl. Fig. 4d "Leerlauf". (Die genaue Arbeitsweise des Reglers wird im folgenden anhand der Fig. 3 und 4 erläutert werden.)

Zur Umschaltung der geregelten Motordrehzahl, z. B. von 300 auf 600 U/min, dient eine elektronische Drehzahlumschaltung 41, welche kontaktlos sowohl den Monoflop 39 wie den Integrator und Phasenschieber 40 umschaltet.

Auf welche Weise wird bei der Schaltung nach Fig. 1 dem Motor 10 eine Spannung entnommen, welche der Drehzahl etwa proportional ist. Hierzu dient beim Ausführungsbeispiel eine aus der DE-OS 23 14 257 bekannte Schaltungsanordnung. Diese Anordnung ist in der DE-OS 23 14 257 sehr ausführlich beschrieben, so daß bezüglich Einzelheiten zur Vermeidung von Längen hierauf Bezug genommen werden kann.

Fig. 2a zeigt schematisch die Spannungen, die in den stromführenden Wicklungen 12 und 13 auftreten, und zwar ist E die durch den Rotor 11 in einer Wicklung 12 oder 13 rotatorisch induzierte EMK, und mit i _a · R _a ist der Spannungsabfall bezeichnet, der durch den Strom i _a und den Wicklungswiderstand R _a in dieser selben Wicklung entsteht. Bei einem langsam laufenden Motor 10 (z. B. 300 U/min) kann E z. B. etwa 4 V betragen und i _a · R _a z. B. etwa 20 V.

Diese Spannung i _a · R _a bewirkt also, daß die Leitung B (künstlicher Nullpunkt des Systems) jetzt ein relativ zur Leitung F negatives Potential erhält, dessen Verlauf der Form von i _a · R _a proportional ist, aber durch die Spannungsteilerwirkung der gleich großen Widerstände 23 und 24 nur die halbe Größe hat, also 0,5 · i _a · R _a . Dieses Potential ist in Fig. 20 dargestellt.

Man erkennt ferner, daß die Potentiale der Punkte 15 und 16 mit Ausnahme des durch den Ankerstrom verursachten Spannungsabfalls symmetrisch zueinander verlaufen, und daß an der Leitung B nur ein Signal auftritt, das dem Spannungsabfall an der jeweils stromführenden Wicklung proportional ist.

Die Spannung u _E-H , welche in Fig. 2a dargestellt ist, wird mittels der Dioden 19 und 20 erfaßt und steht an der Leitung H zur Verfügung. Mit Hilfe des Potentiometers 26 wird sie auf etwa die Hälfte reduziert, so daß am Abgriff A des Potentiometers 26 etwa die Hälfte dieser Spannung vorhanden ist, und diese halbe Spannung ist in Fig. 2b dargestellt.

Jede halbe Spannung wird über die Leitung A dem Verstärker 25 zugeführt, ebenso die Spannung an der Leitung B. Der Verstärker 25 erfaßt also die Differenz zwischen den beiden bewerteten (gewichteten) Spannungen an den Leitungen H und B; die Bewertung erfolgt mit Hilfe des Potentiometers 26, denn durch Verschieben des Abgriffs A kann entweder die Spannung an der Leitung A oder die Spannung an der Leitung B überwiegend gemacht werden.

Zum Beispiel zeigt Fig. 2d den Fall, daß der Abgriff A etwas über die Mittelstellung nach oben verstellt wurde, d. h. daß das Reduzierungsverhältnis größer ist als 2 : 1, so daß am Scheitel der in Fig. 2d dargestellten Halbwellen im Betrieb eine Einsattelung 48 auftritt, die mit steigendem Ankerstrom größer wird, so daß sich der Gleichspannungsanteil dieser Spannung 47 verringert.

Wird umgekehrt das Reduzierungsverhältnis kleiner als 2 : 1 gemacht, also der Abgriff A nach unten verstellt, so erhält man an den Scheiteln einen Höcker 49, wie er in Fig. 2d mit gestrichelten Linien nur an einer Stelle dargestellt ist. Naturgemäß kann man auch das Potentiometer 26 so einstellen, daß weder eine Einsattelung 48 noch ein Höcker 49 entsteht, und da der Ankerstrom direkt an den Ankerwicklungen gemessen wird, gilt dann diese Einstellung ebenfalls für alle Betriebszustände des Motors.

Am Ausgang des Verstärkers 25 erhält man also ein Signal, dessen Umrißform wenigstens in großen Zügen durch die vom Rotormagneten 11 in den Wicklungen 12 und 13 induzierten Spannungen E determiniert ist. Insbesondere gilt dies für die Nulldurchgänge dieser in Fig. 2d dargestellten Spannung 47 und - jedenfalls im Betrieb - für die ansteigenden Flanken 52 und die abfallenden Flanken 53. Der Regler nach der Erfindung nutzt die Information aus, die in der Impulsfolge 47 und den ansteigenden Flanken 52 enthalten ist, denn mit diesem Flankensignal werden bei etwa 45°, 225° etc. Impulse konstanter Länge und Amplitude getriggert. Hierzu dient die Anordnung nach Fig. 3.

In Fig. 3 ist der Motor 10 nicht nochmals dargestellt, sonders es sind nur die zu ihm führenden Leitungen B, C, D, E, F, H gezeigt, die mit den gleich bezeichneten Leitungen der Fig. 1 übereinstimmen. Ebenso wie in Fig. 1 ist auch in Fig. 3 das Anpassungsnetzwerk mit 38, der Monoflop mit 39, der Integrator und Phasenschieber mit 40, die elektronische Drehzahlumschaltung mit 41 und der Vergleicher mit 42 bezeichnet. Ferner sind auch die Widerstände 44 und 45 sowie ihr Abgriff 43 für die Erzeugung der Führungsgröße dargestellt.

Das Potentiometer 26 ist hier ersetzt durch zwei Festwiderstände 55 und 56, wobei 55 größer ist, um, wie beschrieben, Höcker 49 zu erhalten, was einer Gegenkopplung entspricht. Der Abgriff A führt zur Basis des pnp-Verstärkertransistors 25, dessen Emitter mit der Leitung B und dessen Kollektor über einen Widerstand 57 mit der Leitung D verbunden ist. Die Spannungsschwankungen gemäß Fig. 2d treten also am Widerstand 57 auf, sind aber im Potential gegenüber den Signalen an A in negativer Richtung verschoben.

Die Spannung am Widerstand 57 hat eine Gleich- und eine Wechselkomponente. Die Wechselkomponente wird über einen relativ großen Kondensator 58 einem Widerstand 59 zugeführt, und die Gleichkomponente wird über einen relativ hochohmigen Widerstand 60 ebenfalls dem Widerstand 59 zugeführt. Mittels 58 und 60 werden also Wechsel- und Gleichkomponente verschieden gewichtet (bewertet). Das Signal an 59 wird dann über einen aus einem Widerstand 62 und einem Kondensator 63 bestehenden Phasenschieber 64 dem Eingang 65 des Monoflops 39 zugeführt. Die Teile 57 bis 64 bilden das Anpassungsnetzwerk für den Monoflop, welches sicherstellt, daß der Monoflop 39 immer etwa in der Mitte der Flanke 52 (Fig. 2d) getriggert wird, und zwar weitgehend unabhängig von der Amplitude der Spannung 47. Es hat sich gezeigt, daß mit der Anpassungsschaltung 38 gemäß Fig. 3 eine solche Triggerung in einem weiten Drehzahlbereich möglich ist.

Der Monoflop 39 enthält zwei npn-Transistoren 66 und 67, deren Emitter jeweils mit D verbunden sind. 65 ist mit der Basis von 66 verbunden; der Kollektor von 66 ist über einen Widerstand 68 mit E, über einen Widerstand 69 mit D und über einen Kondensator 72 mit der Basis von 67 verbunden, dessen Kollektor mit dem Ausgang 73 des Monoflops, über einen Widerstand 74 mit 65 und über einen Widerstand 70 mit E verbunden ist. Ferner ist die Basis von 67 über ein Potentiometer 75 und einen Widerstand 76 mit E verbunden. Die Basis von 67 ist über ein Potentiometer 77 und einen Widerstand 78 mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 79 verbunden, dessen Emitter an E liegt. Ist 79 gesperrt, so sind 75 und 76 die Ladewiderstände für den Kondensator 72, und es ergibt sich eine relativ lange Ladezeit und dadurch eine lange Impulsdauer des Monoflops 39, wie sie bei niederen Drehzahlen erforderlich ist. Ist 79 leitend, so wird der Ladewiderstand für 72 kleiner, und die Impulsdauer wird kürzer, wie das bei einer höheren Drehzahl erforderlich ist.

73 ist mit dem Eingang des Phasenschiebers und Integrators 40 verbunden, und zwar führt von 73 ein Widerstand 82 zu einem Knotenpunkt 83, der seinerseits über einen Kondensator 84 mit dem Abgriff 43 und über einen Widerstand 85 mit der Basis eines pnp-Vergleichertransistors 86 verbunden ist. Zwischen dieser Basis und 43 liegt ein Kondensator 87, und ein Kondensator 88 liegt zwischen dieser Basis und dem Kollektor eines npn-Schalttransistors 89, dessen Emitter ebenso wie der von 86 mit 43 verbunden ist. Die Basis von 89 ist über einen Widerstand 92 mit D und über einen Widerstand 93 mit dem Kollektor eines pnp-Schalttransistors 94 verbunden, der seinerseits über einen Widerstand 95 mit der Basis von 79 verbunden ist, während sein Emitter an E liegt und seine Basis über einen Widerstand 96 mit einem Steuereingang 97 verbunden ist.

Die Transistoren 79, 89 und 94 gehören zur elektronischen Drehzahlumschaltung 41. Wenn 94 an seinem Eingang ein negatives Potential erhält, wird er leitend und sperrt dadurch 79, so daß, wie bereits erläutert, der Monoflop 39 auf eine lange Impulsdauer umgeschaltet wird. Ferner wird dann 89 leitend und schaltet dadurch den Kondensator 88 (groß) parallel zum Kondensator 87 (klein) und paßt dadurch den Phasenschieber 40 an die niedrige Frequenz der vom Monoflop 39 abgegebenen Impulse und deren verlängerte Zeitdauer an. Umgekehrt werden bei positivem Potential am Steuereingang 97 die Transistoren 94 und 89 gesperrt, während der Transistor 79 leitend wird und dadurch die Impulsdauer des Monoflops 39 verkürzt.

Die Schaltung nach Fig. 3 arbeitet wie folgt: Am Widerstand 59 entsteht im Betrieb wie erläutert eine Mischung aus einer Gleichspannung und einer Spannung, welche bei Vollast etwa die in Fig. 4a dargestellte Form hat. Bei etwa 45° der Flanke 52 wird der Monoflop 39, dessen Kondensator 72 sich über die wirksamen der Widerstände 75 bis 78 und den Widerstand 69 aufgeladen hatte, getriggert, wie das in Fig. 4 durch die gestrichelte Linie 101 angedeutet ist. Dadurch wird der zuvor gesperrte Transistor 66 leitend, und der zuvor leitende Transistor 67 wird gesperrt, so daß das Potential an dessen Kollektor etwa vom Potential der Leitung D (z. B. +10 V) auf das Potential +U der Leitung E (z. B. +30 V) springt, also z. B. um +20 V. Der Kondensator 72 entlädt sich nun, und wenn seine rechte Elektrode genügend negativ geworden ist, wird der Transistor 67 wieder leitend und sperrt gleichzeitig über den Mitkopplungswiderstand 74 den Transistor 66 wieder. Dabei springt das Potential am Ausgang 73 z. B. wieder von +30 V auf +10 V. Die Impulsdauer des Monoflops 39 ist dabei so auf die Motordrehzahl abgestimmt, daß bei der gewünschten Motordrehzahl die Länge T 1 eines Impulses immer etwa gleich groß ist wie die Pause T 2 zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen, vgl. Fig. 4b. Dies bedeutet, daß die Impulsdauer bei einem n-poligen Motor etwa der Umdrehungs-Periodendauer beträgt, z. B. bei 300 U/min = 5 U/sec = 200 msec Umdrehungs-Periodendauer und einem sechspoligen Motor etwa

Die Information aus dem Signal 47 gemäß Fig. 2d oder 4a wird also umgewandelt in eine Folge von Rechteckimpulsen genau determinierter Form, deren Frequenz und Phasenlage derjenigen des Signals 47 entsprechen, vgl. 4b, wo die Ausgangsimpulse 102 des Monoflops 38 dargestellt sind.

Diese Rechteckimpulse wären für eine Regelung völlig ungeeignet und müssen daher nach der Erfindung in ein Analogsignal ganz bestimmter Form umgewandelt werden. Hierzu dient das Glied 40, in dessen erster Stufe 82, 84 aus den Rechteckimpulsen 102 eine etwa dreieckförmige Spannung gebildet wird, deren Amplitude bereits wesentlich kleiner ist als die Amplitude der Impulse 102. In der zweiten Stufe (Widerstand 85 und Kondensator 87 bzw. Kondensatoren 87 und 88 parallel) erfolgt dann eine Integration dieser dreieckförmigen Spannung, bei der sich etwa parallelförmige Spannungsanstiege und -abfälle ergeben. Die Amplitude dieser Parabelspannung 103, die in der Form weitgehend einer Sinusspannung angenähert und in Fig. 4c dargestellt ist, ist wiederum wesentlich kleiner als die der dreieckförmigen Spannung. Im Glied 40 wird also die Amplitude vermindert, die Phase um 180° verschoben (vgl. Fig. 4b mit Fig. 4c!), und die Rechteckimpulse werden in eine Gleichspannung verwandelt, der eine kleine, etwa sinusförmige und um 180° phasenverschobene Wechselspannung überlagert ist. Wesentlich ist dabei, daß weder die Amplitude dieser Gleichspannung noch die Amplitude der Wechselspannung in irgend einer Weise von der Temperatur des Motors oder einer Alterung des Rotormagneten abhängt, sondern nur von der Abfolge der Halbwellen des Signals 47 in Fig. 4a.

Die Spannung 105 am Ausgang von 40, also die Gleichspannung mit der überlagerten sinusförmigen Spannung am Ausgang des Phasenschiebers 40, kann dann den Transistor 86 leitend machen, wenn dessen Basisspannung negativer wird als dessen Emitterspannung (zuzüglich der Schwellenspannung). Wenn der Transistor 86 leitend wird, führt er über die Leitung C dem Regeltransistor 34 (Fig. 1) einen Basisstrom zu und macht diesen leitend. Wenn dann der Motorstrom ansteigt, wenn also dem Hallgenerator 31 ein Nord- oder ein Südpol des Rotors 11 gegenüberliegt, sinkt wie beschrieben das Potential des Punktes 43, also das Emitterpotential des Transistors 86, im Takt des Motorstroms, wodurch der Strom in der Leitung C verringert wird, was als Gegenkopplung wirkt. Die sinusförmige Komponente der Spannung 105 bewirkt dabei, daß die Motorwicklungen 12 bzw. 13 immer nur dann Strom erhalten, wenn die in ihnen induzierte Spannung 47 ein Maximum hat, vgl. die Pfeile 106 und 107 in Fig. 4d, wobei mit i₁₂ der Strom in der Motorwicklung 12 und mit i₁₃ der Strom in der Motorwicklung 13, jeweils für verschiedene Lasten des Motors (Leerlauf, Vollast, Überlast und Anlauf) dargestellt ist. Besonders bei einem Flachmotor, wie ihn z. B. die Fig. 1 bis 4 der DE-OS 25 52 727 zeigen, ist es von sehr großer Wichtigkeit, daß im Normalbetrieb zwischen den Motorströmen i₁₂ und i₁₃ jeweils Lücken 108 vorhanden sind, da sonst auf die Statorplatte des Motors im Kommutierungsaugenblick starke Kräfte senkrecht zur Plattenebene wirken, die im Augenblick der Kommutierung ihre Richtung wechseln und dadurch unangenehme Motorgeräusche verursachen würden. Erzeugt man dagegen Stromlücken 108, so entfallen diese Geräusche. Wichtig ist ferner, daß die Motorströme sanft ansteigen und abfallen. Dies ist eine Folge der Verwendung des mehrstufigen Phasenschiebers 40. Eine bloße Inversion der Impulse 102, die ja auch eine Phasenverschiebung um 180° bringen würde und mittels digitaler Schaltungen leicht möglich wäre, würde dieses Resultat nicht ermöglichen. Die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors 86 macht sich wegen der relativ großen zu vergleichenden Spannungen wenig bemerkbar und läßt sich z. B. durch temperaturabhängige Widerstände 44, 45 im Spannungsteiler leicht kompensieren.

Fig. 4e zeigt das bei Vollast an der Welle des Motors wirksame elektromagnetische Antriebsmoment M _el , in dessen relativ breiten Lücken 109 der antreibende Teil eines Reluktanzmoments M _rel wirksam ist, wie das in der DE-OS 22 25 442 und in der DE-OS 22 52 727 ausführlich beschrieben ist. Auf den gesamten Inhalt dieser Druckschriften wird zur Vermeidung von Längen und Wiederholungen ausdrücklich Bezug genommen.

Zum besseren Verständnis der Erfindung werden noch einige beispielhafte Werte der Schaltung nach den Fig. 1 und 3 angegeben. Der Motor 10 ist ein sechspoliger Motor, der mit einer geregelten Drehzahl von 300 bzw. 600 U/min läuft. Spannung zwischen E und O ist 30 V, zwischen E und D 20 V. R 55 = 7,5 k (k = kOhm), R 56, 57 = 6,8 k R 14 = 24 Ohm (bei ca. 50 mA Motorstrom), R 59 = 27 k, R 60 = 47 k, C 58 = 1 µF, R 62 = 100 k, C 63 = 10 nF, R 82 = 47 k, R 85 = 33 k, C 84 = 2,2 µF, C 87 = 0,5 µF, C 88 = 6,8 µF, R 45 = 3,6 k, R 44 = 2,7 k, R 23, 24 = 6,8 k; Transistor 86: BC307B. Naturgemäß sind für andere Drehzahlen im zweistufigen Filter 40, im Monoflop 39 und gegebenenfalls auch im Anpassungsnetzwerk 38 andere Werte der Bauelemente erforderlich; die vorstehenden Werte sind also nur als Beispiel zu verstehen.

Die Erfindung ermöglicht es, bei gattungsgemäßen Motoren mit einfachen Mitteln, insbesondere auch bei niedrigen Drehzahlen in Verbindung mit einem Rotor großer Schwungmasse, sind gute Regelungsqualität mit einer hohen Langzeitkonstanz der geregelten Drehzahl zu erreichen, und zwar durch eine überraschend einfache Kombination von Mitteln der Digital- und der Analogtechnik. Sie eignet sich besonders gut für den Direktantrieb der Antriebswelle von Kassettenrecordern, z. B. in Sprachlehranlagen. Naturgemäß sind im Rahmen des allgemeinen Erfindungsgedankens der vorliegenden Erfindung weitere Abwandlungen und Modifikationen ohne weiteres möglich, z. B. auch eine Anwendung der Erfindung bei mehrsträngigen Motoren, die ein Drehfeld erzeugen.

So kann man z. B. die Spannung 47 (Fig. 4a) auch mittels Einweggleichrichtung einer separaten Tachowicklung im Motor entnehmen, die man dann zweckmäßig so anordnet, daß in 40 nicht mehr eine Phasenverschiebung um 180°, sondern nur um einen kleineren Winkel, z. B. 90°, erforderlich wird. Man muß aber darauf achten, daß die Frequenz der von der Tachowicklung abgegebenen Spannung mit der Frequenz der Spannung 47 übereinstimmt, während man ja üblicherweise bei der Verwendung eines Tachogenerators bestrebt sein würde, die Frequenz der Tachospannung möglichst hoch zu machen.

Statt einer Tachospannung kann man im Rahmen der vorliegenden Erfindung dem Motor natürlich auch direkt Triggerimpulse (für den Monoflop 39) mit der richtigen Frequenz und Phasenlage entnehmen, z. B. über optische oder galvano-magnetische Geber. Besonders vorteilhaft ist dies bei Motoren, die in einem relativ großen Drehzahlbereich geregelt werden müssen, jedoch entstehen durch die Sensoren und ihren Einbau in den Motor erhebliche zusätzliche Kosten, welche bei der Lösung nach dem Ausführungsbeispiel vermieden werden.

Claims (11)

1. Drehzahlgeregelter kollektorloser Gleichstrommotor mit permanentmagnetischem Rotor, mit mindestens einer Wicklung, mit Mitteln, um eine zur Drehzahl des Motors proportionale gleichgerichtete Wechselspannung von einem Geber abzunehmen und mit weiteren Mitteln, über die die gleichgerichtete Wechselspannung einem Glied zugeführt ist, um ein Drehzahlistwertsignal in Form einer Gleichspannung mit einer überlagerten Welligkeit vorgebbarer Phasenlage und Amplitude zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Mittel darin bestehen, daß mit der gleichgericheten Wechselspannung (47) über ein Anpassungsnetzwerk (38) Impulse (102) mit auf den Drehzahlsollwert abgestimmter Zeitdauer (T 1) getriggert werden, wobei der Trigger-Zeitpunkt (101) durch das Anpassungsnetzwerk (38) auf einen bestimmten Phasenwinkel nach dem Nulldurchgang der abgenommenen Spannung (47) festgelegt wird und daß diese Impulse (102) im Glied (40) mittels eines Phasenschiebers und eines Integrators hinsichtlich ihrer Phase verschoben und geglättet werden.

2. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Geber eine Wicklung des Motors und die Wechselspannung in ihr induziert ist.

3. Motor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Anpassungsnetzwerk (38) ein erstes Koppelglied (58) zur Übertragung des Wechselspannungsanteils der gleichgerichteten Wechselspannung, ein zweites Koppelglied (60) zur Übertragung des Gleichspannungsanteils der gleichgerichteten Wechselspannung und einen Phasenschieber (64) aufweist.

4. Drehzahlgeregelter kollektorloser Gleichstrommotor mit permanentmagnetischem Rotor, mit mindestens einer Wicklung, mit Mitteln, um eine zur Drehzahl des Motors proportionale Signalspannung von einem Geber abzunehmen und mit weiteren Mitteln, über die die Signalspannung einem Glied zugeführt ist, um ein Drehzahlistwertsignal in Form einer Gleichspannung mit einer überlagerten Welligkeit vorgebbarer Phasenlage und Amplitude zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalspannung aus Triggerimpulsen besteht und daß die weiteren Mittel darin bestehen, daß mit der Signalspannung (47) Impulse (102) mit auf den Drehzahlsollwert abgestimmter Zeitdauer (T 1) getriggert werden, wobei diese Impulse (102) im Glied (40) mittels eines Phasenschiebers und eines Integrators hinsichtlich ihrer Phase verschoben und geglättet werden.

5. Motor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Geber optisch die Signalspannungsfrequenz der Triggerimpulse erzeugt.

6. Motor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein galvanomagnetischer Geber die Signalspannungsfrequenz der Triggerimpulse erzeugt.

7. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Impuse ein monostabiler Multivibrator (39) vorgesehen ist.

8. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Drehzahlumschaltung eine elektronische Umschaltvorrichtung (41) vorgesehen ist, welche kontaktlos die Zeitdauer der getriggerten Impulse und die Parameter des Gliedes (40) umschaltet.

9. Motor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator ein RC-Glied mit Längswiderstand (85) und einen ersten Kondensator (87) und die elektrische Umschaltvorrichtung (41) einen Transistor (89) aufweist, dessen Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit einem zweiten Kondensator (88) im Integrator liegt, so daß bei leitendem Transistor (89) dieser zweite Kondensator (88) parallel zum ersten Kondensator (87) geschaltet ist.

10. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine motorstromabhängige Gegenkopplung (14) vorgesehen ist, welche abhängig von der Größe des Motorstroms den Sollwert (an 43) verringert.

11. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromimpulse i₁₂ u. i₁₃ in den Motorwicklungen in ihrer Phasenlage mit den Maxima der induzierten Spannung in den Motorwicklungen im wesentlichen zusammenfallen.