DE2744089A1

DE2744089A1 - Motoransteuerschaltung

Info

Publication number: DE2744089A1
Application number: DE19772744089
Authority: DE
Inventors: Mitsuo Uzuka
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1976-11-19
Filing date: 1977-09-30
Publication date: 1978-06-01
Also published as: CA1086376A; FR2371813B1; GB1571135A; JPS5364711A; NL189274B; NL189274C; NL7712809A; US4114073A; FR2371813A1

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf einen Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor und insbesondere auf solch einen Kreis, der einen einfachen Aufbau hat und der Ansteuerströme erzeugt, die automatisch gesteuert werden, um ein hohes Anlaufmoment für den Motor zu erzeugen, der jedoch so wirkt, daß er den Motor mit hohem Wirkungsgrad und ohne unnötigen Leistungsverbrauch ansteuert.

Bei einem typischen bürstenlosen Motor besteht der Rotor aus einem Permanentmagneten und der Stator aus mehreren Phasenwicklungen. Wenn die Wicklungen selektiv erregt werden, kommt der dadurch erzeugte Magnetfluß mit dem von dem Permanentmagneten des Rotors erzeugte Magnetfluß in Wechselwirkung, so daß sich eine Kraft ergibt, die auf den Rotor wirkt und diesen dreht. Der Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor ist im allgemeinen so ausgebildet, daß die Ansteuerströme durch die aufeinanderfolgenden Statorphasenwicklungen aufeinanderfolgend fließen.

Ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor der zuvor erwähnten Art kann eine Schaltvorrichtung wie einen Transistor, einen Thyristor oder dergleichen aufweisen, der mit jeder Statorphasenwicklung in Reihe geschaltet ist. Die Schaltvorrichtungen werden sequentiell getriggert, um dadurch AnSteuerströme durch die entsprechenden Phasenwicklungen in der richtigen Reihenfolge fließen zu lassen. Die Geschwindigkeit, mit der die Schaltvorrichtungen getriggert werden, sollte eine Funktion der Rotorgeschwindigkeit sein, und Lage- oder Geschwindigkeitssensor elemente können vorgesehen sein, um die Triggerung der Schaltvorrichtungen entsprechend der Drehlage des Motors zu steuern.

Während des Anlaßbetriebs eines bürstenlosen Motors sollte das Anlaßmoment maximal sein. Da das Drehmoment von den Strömen abhängt, die durch die Statorwicklungen

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fließen, sollten die Anlaßströme relativ hoch sein. Eine Möglichkeit, durch die die Anlaßströme erhöht werden können, besteht darin, lediglich die Größe der Ansteuerströme zu erhöhen, die durch die Schaltvorrichtungen fließen. Jedoch begrenzt der Stromsättigungspegel eines typischen Schaltelements die Größe des maximalen Stroms, der durch die Statorwicklungen fließen kann. Eine weitere Möglichkeit, die Anlaßströme zu erhöhen, besteht darin, die Periode zu erhöhen, während der jeder Strom durch die jeweilige Statorwicklung fließt. Wenn z.B. der bürstenlose Motor einen zweipoligen Rotor und drei Statorwicklungen hat, wird ein höheres Anlaßdrehmoment erzeugt, wenn ein Strom während einer Dauer durch jede

Wicklung fließt, die größer als 2§2Ü = 120⁰ ist. Diese Dauer bzw. dieser Stromwinkel sollte so erhöht werden, daß sich aufeinanderfolgende Statoransteuerströme überlappen .

Obwohl Im allgemeinen ein größeres Drehmoment während des Motoranlaßbetriebs erforderlich ist, kann, sobald die normale Betriebsgeschwindigkeit des Motors erreicht ist, d.h. die Nenngeschwindigkeit des Motors, kann das Drehmoment verringert werden. Ein Problem besteht darin, daß, wenn aufeinanderfolgende Ansteuerströme der Statorwicklungen einander überlappende Teile während des Motoranlaßbetriebs haben, diese überlappenden Ströme während des normalen Motorbetriebs zu einer Verringerung der mittleren Magnetflußverkettung führen, so daß der Motor einen relativ geringen Wirkungsgrad hat. Dies bedeutet, daß bei normalen Motorgeschwindigkeiten eine unnötig höhe Leistung zur Ansteuerung des Motors erforderlich ist.

Ein weiteres Problem besteht darin, daß wenn ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor so entworfen wird, daß er bei normalen Motorbetriebsgeschwindigkeiten wirksamer ist, die aufeinanderfolgenden Ansteuerströme, die durch

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die Statorwicklungen fließen, keine einander überlappenden Teile haben sollten, um eine Verringerung der mittleren Magnetflußverkettung zu vermeiden. Dies bedeutet im allgemeinen, daß das Anlaufdrehmoment relativ niedrig ist. Bei dem zuvor erwähnten vereinfachten Beispiel, bei dem der bürstenlose Motor aus drei Statorphasenwicklungen besteht, führt ein Stromwinkel von 120° für jede Phase zu einem beträchtlichen Brummfaktor des Drehmoments. Dieser Brummfaktor ist ebenfalls unerwünscht.

Ein weiteres Problem, das bei Ansteuerkreisen für bürstenlose Motoren auftritt, ist der Verlauf der Ansteuerströme, die durch die Statorwicklungen fließen. Die Kraft, die auf benachbarte Leiter in einer Statorwicklung wirkt, ist der Größe des Stroms proportional, der durch diese Leiter fließt. Wenn der Ansteuerstromverlauf ein Rechteckimpuls mit vertikalen Vorder- und Rückflanken ist, d.h. mit einer relativ kurzen Ansprech- und Abklingzeit, ist die schnelle Änderung des Stroms an diesen Vorder- und Rückflanken von einer entsprechenden schnellen Änderung der Kraft begleitet, die auf benachbarte Leiter wirkt. Dies bedeutet wiederum, daß die Leiter in der Statorwicklung schwingen, so daß ein störendes Geräusch erzeugt wird. Um das Problem des Leiterschwingens zu vermeiden, muß man verschiedene Kondensatoren mit den Schaltvorrichtungen zusammenschalten, um den Ansteuerstromverlauf zu ändern, d.h., die Ansprech- und Abklingzeit der Stromimpulse zu erhöhen. Solche Kondensatoren erhöhen die Kosten und die Kompliziertheit des Stromansteuerkreises .

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor zu schaffen, der unter Vermeidung der zuvor erwähnten Probleme ein hohes Anfangsdrehmoment erzeugt.

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Weiterhin soll ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor geschaffen werden, der mit einem relativ hohen Wirkungsgrad arbeitet, wenn der Motor mit normalen Betriebsgeschwindigkeiten arbeitet, und dadurch die Leistung zu verringern, die verbraucht wird, um den Motor anzusteuern.

Weiterhin soll ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor geschaffen werden, bei dem der Brummfaktor des Anlaßmoments verringert ist.

Auch soll ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor geschaffen werden, bei dem Schwingungen in den Motorwicklungen, die durch die Ansteuerströme verursacht werden, verringert sind.

Schließlich soll ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor geschaffen werden, bei dem die AnSteuerströme, die den jeweiligen Phasen der Motorwicklungen zugeführt werden, eine solche Dauer haben, daß sie während des Motoranlaßvorgangs einander überlappende Teile haben, die automatisch verringert werden, wenn der Motor in Richtung auf seine normale Betriebsgeschwindigkeit angesteuert wird.

Durch die Erfindung wird ein Ansteuerkreis für einen bürstenlosen Motor mit einem Rotor aus einem Permanentmagneten und mehreren Statorphasenwicklungen geschaffen, der Lagesensoren zur Ermittlung der Drehlage des Rotors, Schaltvorrichtungen zur aufeinanderfolgenden Zufuhr von Ansteuerströmen zu den aufeinanderfolgenden Statorphasenwicklungen entsprechend der Lage des Rotors, wobei sich ein Teil der Ansteuerströme, die durch benachbarte Phasenwicklungen fließen, überlappen, wenn der Motor angelassen wird, und einen Steuerkreis zur Verringerung der Dauer jedes Ansteuerstroms aufweist, wenn sich der Motor seiner normalen Betriebsgeschwindigkeit nähert, um die überlappten Teile der Ansteuerströme zu verringern. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird die Dauer jedes Ansteuerstroms ver-

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ringert, bis die Ansteuerströme, die durch benachbarte Phasenwicklungen fließen, keine überlappenden Teile mehr haben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis 11 beispielsweise erläutert. Es zeigt:

Figur 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines bürstenlosen Motors, auf den die Erfindung angewendet werden kann,

Figur 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Ansteuerkreises gemäß der Erfindung,

Figur 3A bis 3E den Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ansteuerkreises in Fig. 2,

Figur 4A bis 4C den Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ansteuerkreises in Fig. 2,

Figur 5A und 5B den Verlauf des verbesserten Anlaßmoments, das erzielt werden kann,

Figur 6 ein Diagramm zur Erläuterung des Schwingungsproblems bei Statorwicklungen,

Figur 7A und 7B Diagramme von Statorwicklungen, die schwingungsanfällig sind,

Figur 8 ein Diagramm zur Erläuterung, in welcher Weise die Wicklungsschwingung verringert wird, und

Figur 9 bis 11 Schaltbilder weiterer Ausführungsformen.

Fig. 1 zeigt schematisch einen typischen bürstenlosen Motor. Zur Vereinfachung ist der Rotor dieses Motors als zweipoliger Rotor gezeigt und besteht aus einem Permanentmagneten. Der Stator ist um den Rotor 1 angeordnet und

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besteht aus einem Kern 2 mit einzelnen Wicklungen 11 bis 13, den Phasenwicklungen des Stators, die um den Kern gewickelt sind. Lagesensoren 21 bis 23 sind neben den Wicklungen 11 bis 13 angeordnet und können die relative Lage des Rotors 1 ermitteln, um sich zeitlich ändernde Ausgangssignale in Abhängigkeit von der ermittelten Rotorlage zu erzeugen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform bestehen die Lagesensoren aus Halleffektelementen, wobei jedes Hallelement ein sinusförmiges Ausgangssignal erzeugt, wenn der Rotor eine vollständige Umdrehung durchführt. Verschiedene andere Ausfuhrungsformen von Lagesensoren können verwendet werden, wie Fotosensoren, magnetische Sensoren, Schallsensoren und dergleichen. Bei der folgenden Erläuterung wird angenommen, daß die Lagesensoren aus HalIelementen bestehen.

Obwohl der Rotor 1 als zweipoliger Rotor gezeigt ist, könnte er auch weitere Pole aus Permanentmagneten aufweisen. In gleicher Weise können die Statorwicklungen eine größere Anzahl von Phasen haben.

Im Betrieb wird der Motor durch aufeinanderfolgende Zufuhr von Ansteuerströmen zu den Statorphasenwicklungen angesteuert. IXuxto Wechselwirkung zwischen dem Magnetfluß, der durch die erregte Wicklung erzeugt wird, und dem Magnetfluß, der von dem Rotor 1 erzeugt wird, wird eine auf den Rotor wirkende Drehkratt erzeugt. Bei der gezeigten Ausführungsform ist angenommen, daß der Motor während einer Zeit angesteuert wird, während der der Wicklung 11 ein Ansteuerstrom zugeführt wird.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform eines Ansteuerkreises. Die Wicklungen 11 bis 13 ebenso wie die Lagesensoren 21 bis 23, die zuvor anhand der Fig. ι beschrieben wurden, sind in Fig. 2 gezeigt. Der Ansteuerkreis für jede Phasenwicklung ist Im wesentlichen gleich und besteht aus einer Schaltvorrichtung wie einem Transistor, einem Thyristor

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oder dergleichen, dessen Ausgangskreis zu der jeweiligen Wicklung in Reihe geschaltet ist, und dessen Eingangskreis ein Ansteuersignal aufnimmt. Das Ansteuersignal wird von dem Ausgangssignal abgeleitet, das von einem entsprechenden Lagesensor erzeugt wird, das durch einen geeigneten Verstärker verstärkt wird. Somit sind die jeweiligen Kollektor-Emitter-Kreise der Transistoren 31 bis 33 mit den Wicklungen 11 bis 13 in Reihe geschaltet, und ihre Basis-Emitter-Kreise sind mit den Ausgängen der Lagesensoren 21 bis 23 über Verstärker 51 bis 53 verbunden. Jeder Verstärker ist ein Funktionsverstärker mit einem invertierenden und einem nicht invertierenden Eingang. Der nicht invertierende Eingang jedes Verstärkers ist mit dem Ausgang des zugehörigen Lagesensors verbunden, und der invertierende Eingang jedes Verstärkers ist mit einem Bezugspotential wie Masse über einen Ersatzwiderstand, der von dem zugehörigen Lagesensor gebildet wird, und einer Diode 4 verbunden. Außerdem sind Rückkopplungswiderstände 41 bis 43 zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang der Verstärker 51 bis 53 geschaltet.

Um die Transistoren 31 bis 33 während einer längeren Dauer während des Motoranlaßbetriebs zu öffnen und dann die Öffnungsdauer der Transistoren zu verringern, wenn sich der Motor seinen normalen Betriebsgeschwindigkeiten nähert, ist eine zusätzliche Schaltung vorgesehen. Diese Schaltung besteht aus einem Funktionsverstärker 3, dessen Ausgang gemeinsam mit den Stromzuführungseingängen der Hailelemente 21 bis 2 3 verbunden ist, dessen nicht invertierender Eingang über einen Widerstand 5 mit einer Betriebsspannungsquelle +Vcc und dessen invertierender Eingang zum Ausgang rückgekoppelt ist. Der Verstärker 3 ist als Verstärker mit der Verstärkung 1 geschaltet und hat eine sehr hohe Eingangsimpedanz und eine sehr niedrige Ausgangsimpedanz. Dioden 61 bis 63 sind mit ihren Kathoden

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mit den Kollektoren der Transistoren 31 bis 33 verbunden, und ihre Anoden sind gemeinsam mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3 verbunden. Diese Dioden ermitteln die niedrigste Transistor-Kollektor-Spannung zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt und übertragen diese zu dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3.

Im Betrieb arbeitet jeder der Ansteuerkreise, die mit den Wicklungen 11 bis 13 verbunden sind, im wesentlichen in der gleichen Weise. Zur Vereinfachung wird daher nur der mit der Wicklung 11 beschriebene Kreis beschrieben. Nimmt man an , daß die Lagesensoren aus Hallelementen bestehen, dann erzeugt das Hallelement 21 eine Ausgangsspannung E. als Funktion der Magnetflußdichte B, die von dem Rotor 1 erzeugt wird, und einen Steuerstrom I, entsprechend dem Ausdrud
stellt.

Ausdruck E. = K · B · I,, wobei K die Hallkonstante dar-

Wenn der Ersatzwiderstandswert des Hallelements 21 gleich R₁ angenommen wird, dann ist der Ausgang des Verstärkers 51 über den Widerstand 41 und diesen Ersatzwiderstand R. mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 41 und R₁ ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 51 verbunden. In dieser Anordnung kann der Verstärker 51 als nicht invertierender Verstärker mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer niedrigen Ausgangsimpedanz angesehen werden. Wenn der Widerstandswert des Widerstands 41 R- ist, dann kann das verstärkte Ausgangssignal E , das von dem Verstärker 51 erzeugt wird, durch

^Eo - ^Ei ^{(1 +}-r7->

angesehen werden. Die Ausgangsspannung E ändert sich somit entsprechend der Hallelement-Ausgangsspannung E., die wiederum von der Magnetflußdichte B und dem Steuer-Strom I, bestimmt wird,
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Während des normalen Betriebs des Motors, d.h., wenn der Motor mit seiner normalen Geschwindigkeit arbeitet, hat die Magnetflußdichte B, die von dem Hallelement 21 ermittelt wird, einen sinusförmigen Verlauf, wie Fig. 3A zeigt. Bei dem gezeigten Beispiel, bei dem der Rotor 1 nur ein zweipoliger Rotor ist, führt die sinusförmige Änderung der Magnetflußdichte B eine vollständige Periode durch, wenn der Rotor eine volle Drehung durchführt. Bei diesem Beispiel ist der elektrische Winkel θ gleich dem mechanischen Drehwinkel. Wenn der Rotor 1 aus einem vierpoligen Rotor besteht, dann führt die Magnetflußdichte B zwei volle Perioden während der Zeit durch, die der Rotor benötigt, um eine vollständige Drehung durchzuführen. In diesem Fall ist der elektrische Winkel θ nicht gleich dem mechanischen Winkel. In gleicher Weise führt die Magnetflußdichte B η Perioden während jeder Rotordrehung durch, wenn der Rotor 1 aus η Polpaaren besteht.

Es sei angenommen, daß der Steuerstrom I^ konstant ist. Die Ausgangsspannung E., die von dem Hallelement 21 erzeugt wird, ist daher nur eine Funktion der sich ändernden Magnetflußdichte B und wird durch den von der durchgehenden Linie in Fig. 3B gezeigten Verlauf wiedergegeben. Der Gleichspannungspegel der Spannung E. wird von dem Ers widerstand R. des Hallelements plus dem Ersatzwiderstand der Diode 4 bestimmt. Dieser Gleichspannungspegel ist bezüglich der Nullachse positiv. Die Spannung E. wird von dem Verstärker 51 verstärkt und der Basis des Transistors 31 als Spannung E zugeführt, wie die durchgehende Kurve in Fig. 3C zeigt. Diese verstärkte Spannung zeigt auch einen relativen positiven Gleichspannungspegel.

Der Transistor 31 hat eine innere .Basis-Emitter-Schwellwertspannung, die überschritten werden muß, bevor der Transistor öffnet. Z.B. beträgt die Basis-Emitter-Schwellwertspannung der meisten Siliziumtransistoren 0,65 V. Dieser Schwellwertpegel ist durch die unter-

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brochene Linie in Fig. 3C gezeigt. Wenn die verstärkte Spannung E die Basis-Emitter-Schwellwertspannung übersteigt, wird der Transistor 31 leitend, und es beginnt ein Basisstrom I, zu fließen, wie durch die durchgehende Kurve in Fig. 3D gezeigt ist. Der Kollektorstrom I fließt von der Betriebsspannungsquelle ⁺V über die Wicklung 11 und durch den Kollketor-Emitter-Kreis des Transistors Ji in Abhängigkeit von dem Basisstrom I,. Dieser Kollektorstrom ist durch

die durchgehende Kurve in Fig. 3E gezeigt.

Wenn die dem Transistor 31 zugeführte Basisspannung einen zweiten Schwellwertpegel, den Sättigungsschwellwertpegel, überschreitet, fließt ein im wesentlichen konstanter Kollektorstrom so lange, solange die Basisspannung diesen Sättigungsschwellwertpegel überschreitet. Der Sättigungsschwellwertpegel kann z.B. 1,2 V betragen. Wenn daher die verstärkte Spannung E 1,2V überschreitet, wie durch die unterbrochene Linie in Fig. 3C gezeigt ist, wird der Transistor 31 gesättigt, und sein Kollektorstrom I ist konstant, wie Fig. 3E zeigt. Wenn der Ersatzlastwiderstand des Transistors 31 R ist, dann kann der Sättigungsstrom I als V_cc/R wiedergegeben werden. Wenn sich daher die verstärkte Spannung E sinusförmig ändert, hat der Strom I , der durch die Wicklung 11 fließt, einen allmählich ansteigenden Teil, einen im wesentlichen konstanten Teil und einen allmählich abnehmenden Teil, wie Fig. 3E zeigt. Dieser Verlauf stellt eine abgeschnittene Halbperiode dar. Bei der gezeigten Ausführungsform, bei der der Motor aus drei Statorwicklungen b/esteht, sind die Verstärkung jedes Verstärkers 51 bis 53 und die Basis-Emitter-Schwellwertspannungen der Transistoren 31 bis 33 so gewählt, daß, wenn der rotor mit seiner normalen Geschwindigkeit arbeitet, die Dauer jedes Kollektorstroms I (Fig. 3E) etwa 12u° beträgt. Damit überschreitet die verstärkte Spannung E , die von jedem Verstärker erzeugt wird, den Basis-Emitter-Schwellwertpegel jedes Transistors während einer Dauer entsprechend etwa 120°. Der Stromwinkel für jeden Ansteuerstrom, der

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durch die Wicklungen 11 bis 13 fließt, beträgt somit etwa 120°. Wenn daher der Motor mit seiner normalen Geschwindigkeit arbeitet, tritt daher während der Zeit keine Überlappung auf, wenn die Ströme durch die jeweiligen Statorwicklungen fließen. Z.B. fließt der Reihe nach durch die Wicklung 11, dann die Wicklung 12 und schließlich die Wicklung 13 Strom, jedoch fließt zu einem bestimmten Zeitpunkt kein Strom gleichzeitig durch zwei Wicklungen.

Da während normaler Motorbetriebsgeschwindigkeiten der Transistor 31, 32 oder 33 zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt leitend ist, ist stets ein Kollektor vorhanden, der mit Masse verbunden ist. Da der gemeinsamen Verbindung der Anoden der Dioden 61 bis 63 die niedrigste Spannung zugeführt wird, die zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt an den Kollektoren der Transistoren 31 bis 33 auftritt, ist ersichtlich, daß bei normalen Motorgeschwindigkeiten das Massepotential an dieser Verbindung aufrecht erhalten wird. Dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3 wird somit eine konstante Bezugsspannung zugeführt, so daß allen Hallelementen 21 bis 23 während normaler Motorgeschwindigkeiten ein konstanter Steuerstrom I, zugeführt wird. Die vorherige Arbeitsweise wird durch den in Fig. 4A gezeigten Verlauf wiedergegeben, in der die in durchgehenden Linien gezeigte Kurve die Kollektorspannung des Transistors 31, die in strichpunktierten Linien gezeigte Kurve die Kollektorspannung des Transistors 32 und die in unterbrochenen Linien gezeigte Kurve die Kollektorspannung des Transistors 33 darstellt. Die Zeitdauer T₁₁ ist die Zeit, während der der Transistor 31 über die Wicklung 11 Strom leitet, die Zeitdauer 12 ist die Zeit, während der der Transistor 32 über die Wicklung 12 Strom leitet, und die Zeitdauer T₁₃ ist die Zeit, während der der Transistor 33 über die Wicklung 13 Strom leitet. Wie gezeigtist, ist die Kollektorspannung E _.. während der Zeit-

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dauer T₁₁, die Kollektorspannung E _₂ während der Zeltdauer T₁₂ und die Kollektorspannung E _ während der Zeitdauer T..2 auf Massepotential. Wenn daher die jeweiligen Kollektorspannungen E _3ί, E_c32 und Ε_β32 auf die Dioden 61 bis 63 gegeben werden, tritt an der gemeinsamen Verbindung dieser Dioden stets etwa das Massepotential auf und wird dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 33 zugeführt. Dies bedeutet, daß, wenn sich der Rotor 1 dreht, die KoIlektorspannung E ₃₁ während einer Drehung von 120°, die KoIlektorspannung E ₃₂ während der nächsten Drehung von 120° und die Kollektorspannung E -, während der abschließenden Drehung von 120 auf Massepotential ist. Da die Spannung, die auf den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3 gegeben wird, relativ niedrig ist, ist der Steuerstrom I^ ebenfalls niedrig. Die Hallelement-Ausgangsspannung E₁ hat daher den durch die durchgehende Linie in Fig. 3B gezeigten Verlauf.

Die Ausführungsform der Fig. 2 hat auch gute Stromregulierungseigenschaften, wie nun beschrieben wird. Es sei angenommen, daß die Transistoren 31 bis 33 derart getriggert werden, daß die Stromwinkel der Wicklungen 11 bis 13 weniger als 120° betragen. Dies kann z.B. durch eine Zunahme der Motorlast verursacht werden. Als Folge davon treten bestimmte Zeitpunkte auf, zu denen kein Strom durch irgendeine Statorwicklung fließt. Dies ist durch den Verlauf in Fig. 4B gezeigt. Die Kollektorspannungen der jeweiligen Transistoren haben daher den durch die durchgehende Linie, die strichpunktierte Linie und die unterbrochene Linie in Fig. 4B gezeigten Verlauf. Wenn diese Spannungen auf die Dioden 61 bis 63 gegeben werden, hat daher die resultierende Spannung an den gemeinsam verbundenen Anoden, die dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3 zugeführt wird, den in Fig. AC gezeigten Verlauf. Diese Spannung entspricht der niedrigsten Transistor-Kollektor-Spannung, die zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt erzeugt wird. Da die dem Verstärker

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durch die Dioden 61 bis 63 zugeführte Spannung nicht mehr länger etwa gleich dem konstanten Massepotential ist, hat der Steuerstrom I,, der von dem Verstärker 3 erzeugt wird/ das Bestreben, zuzunehmen. Diese Zunahme des Steuerstroms erzeugt eine Zunahme der Ausgangsspannung E., die von den Hallelementen 21 bis 23 erzeugt wird, die wiederum die verstärkte Spannung E erhöht, die von den Verstärkern 51 bis 53 erzeugt wird. Daher werden die Transistoren 31 bis 33 während einer längeren Zeitdauer geöffnet, so daß der Stromwinkel der Ansteuerströme über die Wicklungen 11 bis 13 zunimmt. Aufgrund dieses Rückkopplungseffektes werden richtige Ansteuerströme erzeugt, selbst wenn die Motorlast zunimmt.

Wie zuvor erwähnt wurde, ist ein höheres Drehmoment für den Anlaßbetrieb als normalerweise erforderlich, sobald der Motor seine normale Betriebsgeschwindigkeit erreicht. Da das Drehmoment von den Ansteuerströmen über die Statorwicklungen abhängt, erfordert eine Drehmomentzunahme eine Stromzunahme. Die Ausführungsform der Fig. 2 erreicht dieses Ergebnis dadurch, daß die Ansteuerströme über die Wicklungen 11 bis 13 während des Anlaßbetriebs einen größeren Stromwinkel als während des normalen Motorbetriebs haben. Zunächst sind die Transistoren 31 bis 33 nicht leitend und es fließt kein Strom über irgendeine der Statorwicklungen. Wenn ein nicht gezeigter geeigneter Netzschalter betätigt wird, ist die Spannung, die auf den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3 gegeben wird, etwa gleich der Betriebsspannung +V . Daher

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ist der Steuerstrom I., der von dem Verstärker 3 jedem Hallelement 21 bis 23 zugeführt wird, relativ hoch. Wenn sich daher der Rotor 1 zu drehen beginnt, hat die sich ändernde Ausgangsspannung E., die von jedem Hallelement erzeugt wird, während des hohen Steuerstroms I- einen großen Wert. Diese Ausgangsspannung während des Motoranlaßbetriebs ist durch die strichpunktierte Kurve in Fig. 3B gezeigt. Als Folge dieser höheren Ausgangsspannung E^

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hat die verstärkte Spannung E , die von den Verstärkern 51 bis 53 erzeugt wird, ebenfalls einen großen Wert, wie durch die strichpunktierte Kurve in Fig. 3C gezeigt ist. Ein Vergleich zwischen der durchgehenden und der strichpunktierten Kurve in Fig. 3C zeigt, daß die verstärkte Spannung E während des Anlaßbetriebs den Transistor-Basis-Emitter-Schwellwertpegel überscnreitet, bevor die Spannung E diesen Pegel während des normalen Motorbetriebs überschreitet. Daher fließt der Basisstrom I_b durch jeden Transistor 31 bis 33 für eine längere Zeitdauer bzw. einen größeren Stromwinkel während des Anlaßbetriebs als bei normalem betrieb, wie durch die strichpunktierte Kurve in Fig. 3D gezeigt ist. Wie aus der strichpunktierten Kurve in Fig. 3E ersichtlich ist, fließt der Kollektorstrom I durch jeden Transistor für eine größere Zeitdauer bzw. einen Stromwinkel als wenn der Motor mit normaler Geschwindigkeit arbeitet. Während der Stromwinkel der Ansteuerströme während jeder Phase 11 bis 13 etwa 120° bei normaler Geschwindigkeit durch die durchgehende Kurve in Fig. 3E dargestellt) während des Anlaßbetriebs beträgt, wird der Stromflußwinkel auf etwa 180° erhöht.

Da keine zeitliche Überlappung auftritt, während die Transistoren 31 bis 33 leitend sind, ist die Kollektorspannung wenigstens eines der Transistoren zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt auf Massepotential. Wie zuvor beschrieben wurde, wird die niedrigste Spannung an den Kollektoren der Transistoren 31 bis 33 zu dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 3 rückgekoppelt, um die Größe des Steuerstroms I ·, zu vermindern, der jedem der Hallelemente zugeführt wird. Obwohl ein hohes Drehmoment während des Motorenlaßbetriebe erzeugt wird, werden daher die Ausgangsspannung E. und die verstärkte Spannung E , wenn der Motor zu drehen beginnt, wegen der zuvor erwähnten Verringerung des Steuerstroms I^ verringert. Daher werden die Transistoren 31 bis 33 für eine kürzere

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Zeitdauer leitend, um den Stromwinkel der Ansteuerströme zu verringern, die durch die Wicklungen 11 bis 13 fließen. Die Überlappung der Ansteuerströme während dieser Phasen wird verringert, bis jeder Ansteuerstrom einen Stromwinkel von etwa 120° hat, so daß diese Überlappung im wesentlichen beseitigt wird. Sobald der Motor seine normale Betriebsgeschwindigkeit erreicht, wirkt der Rückkopplungskreis, der aus dem Verstärker 3 und den Dioden 61 bis 63 gebildet ist, derart, daß die Motorgeschwindigkeit in der zuvor beschriebenen Weise reguliert wird. Der Stromwinkel der Ansteuerströme wird somit entsprechend eingestellt, wenn sich die Last des Motors ändert.

Ein Vergleich zwischen dem Drehmoment, das erzeugt wird, wenn der Ansteuerstromwinkel während des Anlaßbetriebs durch die in Fig. 2 gezeigte Ausführungsform erhöht wird, wobei das Drehmoment, das erzeugt wird, wenn der Ansteuerstromwinkel während des Anlaßbetriebs gleich dem während des normalen Betriebs 1st, in den Fig. 5A und 5B gezeigt ist. In Fig. 5A zeigt die Ordinate das Drehmoment und die Abszisse den Drehwinkel des Rotors 1, wobei das Anlaßmoment, das erzeugt wird, wenn die Ansteuerströme einander nicht überlappen, durch die durchgehende Kurve gezeigt ist. Diese Kurve hat einen Brummfaktor mit einem Spitzenwert p. Fig. 5B zeigt das Anlaßmoment, das erzeugt wird, wenn die Antriebsströme einander überlappen, wie zuvor beschrieben wurde. Der Verlauf der Fig. 5B zeigt, daß der Brummfaktor des Drehmoments auf den Spitzenwert p¹ verringert wurde. Durch wesentliche Verringerung des Brummfaktors des Anlaßmoments werden aufgrund der Ansteuerstromüberlappung verbesserte Anlaufeigenschaften erzielt, die nicht erreicht werden würden, wenn die Ansteuerströme nicht so gesteuert werden, daß sie einander überlappen. Dies bedeutet, daß durch Verringerung des Brummfaktors das mittlere Anlaufmoment, das erreicht wird, größer als das mittlere Anlaufmoment ist, das erreicht wird, wenn eine Stromüberlappung während des Anlaufbetriebs vermieden wird. Als numerisches Beispiel

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wird das Anlaßmoment in Fig. 5Ά durch Ansteuerströme mit einem Stromwinkel von etwa 120° in jeder Wicklung 11 bis 13 erzeugt, währena das Drehmoment in Fig. 5 durch Ansteuerströme mit einem Stromwinkel von etwa 180 in jedei Statorwicklung erzeugt wird.

Wie zuvor erwähnt wurde, würde, wenn sich überlappende Ansteuerströme erzeugt werden, wenn der Motor seine normale Betriebsgeschwindigkeit erreicht, der sich ergeb Magnetfluß, der durch diese sich überlappenden Ströme erzeugt wird, im Vergleich zu aem Magnetfluß verringert werden, der erzeugt wird, wenn sich die AnSteuerströme nicht überlappen. Diese Verringerung des Magnetflusses bedeutet, daß dem Motor menr Leistung zugeführt werden muß, um ihn mit seiner normalen Betriebsgeschwindigkeit anzusteuern. Diese Verschlechterung des Wirkungsgrades wird dadurch vermieden, daß die sich überlappenden Teile der Ansteuerströme verringert werden, sobald der Motor zu drehen begonnen hat. Dies bedeutet, daß, da der Stromwinkel der Ansteuerströme von etwa 180° auf etwa 120° bei normalen Betriebsgeschwindigkeiten verringert wird, das Problem aes verringerten Magnetflußes, verursacht durch die sich überlappenden Ansteuerströme, vermieden wird. Es wird daher weniger Leistung zur Ansteuerung des Motors benötigt, sobald er seine normale Betriebsgeschwindigkeit erreicht hat, so daß sich ein verbesserter Wirkungsgrad ergibt.

wenn der Strom durch jede Statorwicklung in Form eines Rechteckimpulses zugeführt wird, ändert sich der Ansteuerstrom an der Vorder- und Rückflanke dieses Impulses schnell. Jedoch hat der Magnetfluß, der von dem Rotor erzeugt wird, das Bestreben, einen Strom zu erzeugen, der diesem Ansteuerstrom entgegenwirkt, so daß eine allmähliche Verringerung des Stroms durch diese Wicklung hervorgerufen wird. Eine überlagerung dieses Ansteuerstroms,

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wie dessen allmähliche Verringerung zeigt, und dessen Magnetflußes, aer von dem Rotor erzeugt wird, zeigt Fig. 6, in der die durchgehende Kurve den impulsförmigen Ansteuerstrom und die unterbrochene Kurve den von dem Rotor erzeugten Magnetfluß darstellt. Wie gezeigt ist, hat dieser Magnetfluß das Bestreben, den Ansteuerstrom zu verringern« der durch die Statorwicklung fließt. Sobald der Magnetfluß ein Maximum erreicht, erreicht dieser Ansteuerstrom ein Minimum. Die nachfolgende Abnahme des Magnetflußes des Rotors, wenn der Rotor seine Drehung fortsetzt, führt zu einer Zunahme des Ansteuerstroms.

Eine schematische Darstellung eines Teils einer Statorphasenwicklung zeigt Fig. 7A. Der Strom durch benachbarte Leiter in dieser Wicklung fließt in der gleichen Richtung, wie Fig. 7B zeigt. Wenn, wie gezeigt ist, der Strom durch einen Leiter fließt, wird eine Kraft F auf diesen ausgeübt. Diese auf benachbarte Leiter ausgeübten Kräfte sind auch in Fig. 7B gezeigt. Da die Kräfte F, die aut die Leiter ausgeübt werden, eine Funktion des Stroms ist, der durch diese fließt, ändern sich diese Kräfte abrupt, wenn der Strom einer plötzlichen Änderung unterworfen wird. Wenn ein rechteckiger Impulsstrom jeder Phasenwicklung zugeführt wird, ändern sich die Kräfte auf die Leiter in dieser Wicklung abrupt an der Vorder- und Rückflanke des Stromimpulses. Folglich schwingen die Leiter und erzeugen so während des Betriebs des Motors ein unerwünschtes Geräusch .

Die Schwingung der Leiter in den Statorwicklungen wird vermieden, wenn der Ansteuerkreis in Fig. 2 verwendet wird, da, wie die Fig. 3D und 3E zeigen, jeder der Transistoren 31 bis 33 allmählich leitend und dann nicht leitend wird. Der Ansteuerstrom, der durdh jede Phasenwicklung und durch jeden Transistor fließt, hat daher einen allmählich zunehmenden Teil, einen im wesentlichen konstanten Teil und einen allmählich abnehmenden Teil

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(Fig. 3a). Dadurch wird eine abrupte Zunahme und Abnahme der Ansteuerströme vermieden. Diese Neigung der Vorder- und Rückflanken des AnsteuerStroms ist in Fig. 8 gezeigt. In dieser Figur ist der Magnetfluß des Rotors, der mit der Phasenwicklung verkettet ist, durch die überlagerte unterbrochene Kurve gezeigt.

obwohl das Problem der Schwingung in den Statorwicklungen dadurch kompensiert werden kann, daß Kondensatoren in dem Ansteuerkreis angeordnet werden, um plötzliche Änderungen des Ansteuerstroms zu vermeiden, vermeidet die Schaltung der Fig. 2 die Notwendigkeit solcher Kondensatoren. Diese Schaltung ist daher relativ einfach im Aufbau.

Eine weitere Ausführungsform eines Ansteuerkreises zeigt Fig. 9, bei der die gleichen Bezugsziffern zur Bezeichnung der gleichen Bauelemente wie in Fig. 2 verwendet sind. Bei der Ausführungsform der Fig. y sind der Verstärker 3 und die Dioden 61 bis 63 durch einen Verstärker 3¹, einen Kondensator 7 und einen Widerstand 8 ersetzt. Der Widerstand 8 ist gemeinsam mit den Emittern aller Transistoren 31 bis 33 verbunden, um über diesen eine Spannung proportional dem Ansteuerstrom zu erzeugen, der durch jede Wicklung 11 bis 13 fließt. Die über dem Widerstand ο erzeugte Spannung wird über einen Kondensator 7 dem invertierenden Eingang des Verstärkers 3¹ zugeführt. Dieser Verstärker hat einen nicht invertierenden Eingang, dem ein Bezugspotential E^ zugeführt wird. Ein Rückkopplungswiderstand 6 verbindet den Ausgang des Verstärkers 3¹ mit seinem invertierenden Eingang, so daß dieser Verstärker einem Differenzierkreis ähnelt. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers 3¹ hängt von der Reaktanz des Kondensators 7 ab und ist somit frequenzabhängig. Dies bedeutet, daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers 3¹ abnimmt, wenn die Frequenz der angelegten Spannung des Widerstands 8 über den Kondensator 7 zunimmt. Der Ausgang des Verstärkers 3' liefert einen Steuerstrom I^ für jedes Hallelement 21 bis 23, wie bei der Ausfuhrungsform der Fig. 2.

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In Betrieb wird eine Spannung über dem Widerstand 8 erzeugt, wenn einer oder mehrere Transistoren 31 bis 33 leitend sind, Während des normalen Betriebs des Motors werden die Transistoren 31 bis 33 aufeinanderfolgend leitend, so daß aufeinanderfolgende Ströme, die eine Dauer von 120° haben, durch die Phasenwicklungen, diese Transistoren und den Widerstand 8 fließen. Folglich wird eine sich ändernde Spannung über dem Widerstand 8 erzeugt. Diese sich ändernde Spannung wird über den Kondensator 7 dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 3¹ zugeführt, so daß dieser Verstärker eine Steuerspannung I, erzeugt, die der Difrerenz zwischen dem Bezugspotential E_f und der Spannung proportional ist, die auf den invertierenden Eingang des Verstärkers gegeben wird. Wenn die Motorgeschwindigjceit zunimmt, nimmt die Frequenz der sich ändernden Spannung, die über dem Widerstand 8 erzeugt wird, entsprechend zu, während die Impedanz infolge des Kondensators 7 abnimmt. Dadurch wiederum wird der Steuerstrom I, verringert, der von dem Verstärker 3¹ erzeugt wird. Wenn dagegen die Motorgeschwindigkeit abnimmt, nimmt die Frequenz der sich ändernden Spannung, die über dem Widerstand 8 erzeugt wird, entsprechend ab, die Impedanz infolge des Kondensators nimmt jedoch zu. Daher nimmt der Steuerstrom I,, der von dem Verstärker 3¹ erzeugt wird, zu. Da die Ausgangsspannung E., die von den Hallelementen erzeugt wird, eine Funktion des Steuerstroms I, ist, nimmt diese Ausgangsspannung zu, um die Dauer zu erhöhen, während der die jeweiligen Transistoren leitend sind, so daß die Ansteuerströme zunehmen, die den Phasenwicklungen zugeführt werden. Auf diese Weise wird die Geschwindigkeit des Motors reguliert.

Für den Anlaßbetrieb fließt in den Wicklungen 11 bis 13 zunächst kein strom. Damit ist die Spannung über dem Widerstand zunächst Null. Der Steuerstrom I,, der von dem

Verstärker 3¹ erzeugt wird, hängt hauptsächlich von dem

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Bezugspotential E_f ab und ist daher maximal. Folglich hat die Ausgangsspannung E., die von den jeweiligen Hallelementen erzeugt wird, einen relativ großen Wert, wie Fig. 3B zeigt. Die Ausgangsspannung E. nach der Verstärkung wird den Basen der Transistoren 31 bis 33 als Spannung E mit einem relativ großen Wert zugeführt, wie Fig. 3C zeigt. Folglich ist der Basisstrom I. durch jeden Transistor ebenfalls relativ groß,' was zu einem größeren Stromwinkel für die Kollektorströme I führt, die durch die Wicklungen 11 bis 13 fließen. Die Ausführungsform in Fig. 9 bewirkt daher eine Zunahme der Dauer der Ansteuerströme während des Motoranlaßbetriebs, so daß ein hohes Anlaßmoment erzeugt wird. Wenn jedoch die Motorgeschwindigkeit zunimmt, tritt eine geringere Schwächung der Spannung über dem Widerstand 8 auf, una die Größe des Steuerstroms I. nimmt ab. Dies bedeutet, daß, wenn die Motorgeschwindigkeit zunimmt, die effektive Verstärkung des Verstärkers 3¹ abnimmt. Auf diese Weise wird ein gewünschtes hohes Anlaßmoment erreicht, jedoch wird der Stromwinkel der jeweiligen Ansteuerströme durch die Wicklungen 11 bis 13 verringert,wenn sich der Motor seiner normalen Betriebsgeschwindigkeit nähert. Die überlappenden Teile der Ansteuerströme während des normalen Motorbetriebs werden daher verringert und im wesentlichen beseitigt.

Eine weitere Ausführungsform eines Ansteuerkreises zeigt Fig. 10, in der die gleichen Bezugsziffern zur Bezeichnung der gleichen Bauteile wie in Fig. 2 verwendet sind. Die Ausführungsform der Fig. 10 unterscheidet sich von der der Fig. 2 dadurch, daß der Verstärker 3 und die Dioden 61 bis 63 weggelassen sind. Auch sind die Rückkopplungswider stände 41 bis 43 in Fig. 2 durch Rückkopplungskondensatoren 41* bis 43* ersetzt. Bei der Ausführungsform der Fig. 1υ wird ein im wesentlichen konstanter Steuerstrom I_d von der Betriebsspannungsquelle +V_cc über den Widerstand 5 zu jedem Hallelement 21 bis 23 übertragen. Dieser Steuerstrom wird während des Anlaßbetriebs und während des

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normalen Betriebs konstant gehalten. Durch Verwendung der Rückkopplungskondensatoren 41' bis 43' wird die spannung jedes Verstärkers 51 bis 53 von der Frequenz der Ausgangsspannung E. abhängig gemacht. Beim Anlassen hat die Ausgangsspannung E. eine sehr niedrige Frequenz. Im Moment des Anlassens ist diese Spannung im wesentlichen eine Gleichspannung. Daher ist die Verstärkung der Verstärker 51 Dis 53 relativ hoch, so daß eine relativ große verstärkte Spannung E auf die Transistoren 31 bis 33 gegeben wird. Wie die Fig. 3C bis 3E zeigen, erhöhrt dieser hohe Wert der Spannung E die Dauer, während der die jeweiligen Transistoren leitend sind, so daß der Stromwinkel der Ansteuerströme zunimmt, die durch die Wicklungen 11 bis 13 und durcn die leitenden Transistoren 31 bis 33 fließen. Daher wird ein relativ großes Anlaßdrehmoment aufgrund der Überlappung der Ansteuerströme erzeugt.

Wenn die Drehgeschwindigkeit des Motors zunimmt, erhöht sich die Änderung der Spannung E. (Fig. 3B) frequenzmäßig, obwohl die Größe dieser Spannung im wesentlichen gleichbleibt wie beim Anlassen. Wenn die Frequenz der Spannung E. zunimmt, nimmt die Verstärkung der Verstärker 51 bis 53 aD. Daher nimmt die verstärkte Spannung E , die nun auf die Transistoren 31 bis 33 gegeben wird, in der Größe ab. Wie die Fig. 3C bis 3E zeigen, wird, wenn die Größe der Spannung E abnimmt, die Dauer, während der jeder Transistor leitend gemacht wird, ebenfalls verringert, so daß der Stromwinkel der Ansteuerströme, die durch die Wickr lungen 11 bis 13 fließen verringert wird. Daher wird bei der Ausführungsform der Fig. 10 ein hohes Anlaßdrehmoment erzeugt, daß die Ansteuerströme durch die jeweiligen Phasenwicklungen überlappende Teile haben. Wenn jedoch die Motorgeschwindigkeit zunimmt, wird die Dauer jedes Anlaßstroms verringert, um die überlappenden Teile zu verringern und sogar zu beseitigen. Der Ansteuerkreis arbeitet daher mit einem relativ höheren Wirkungsgrad während des normalen Motorbetriebs als bei normalen, einander über-

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läppenden Ansteuerströmen.

Eine weitere Ausführungsform eines Ansteuerkreises zeigt Fig. 11, in der die gleichen Bezugsziffern zur Bezeichnung der gleichen Bauelemente wie in Fig. 9 verwendet sind. Die Ausführungsform der Fig. 11 unterscheidet sich von der der Fig. 9 dadurch, daß der Verstärker 3¹ weggelassen ist, und ein im wesentlichen konstanter Steuerstrom I, aus der Betriebsspannung ⁺V_cc abgeleitet und über den Widerstand 5 jedem Hallelement 21 bis 23 zugeführt wird. Ein Widerstand 9 ist gemeinsam zwischen die Hallelemente 21 bis 23 und den invertierenden Eingang der Verstärker 51 bis 53 geschaltet. Dieser Widerstand hat das Bestreben, die Differenzspannungen, die von den Hallelementen den jeweiligen Verstärkern zugeführt werden, gleichmäßiger zu machen. Die Spannung, die über dem Widerstand 8 in Abhängigkeit von den Ansteuerströmen erzeugt wird, die durch die Wicklungen 11 bis 13 fließen, wird über einen Kondensator 10 dem invertierenden Eingang jedes Verstärkers zugeführt. Da die Spannung über dem Widerstand 8 über ein freguenzabhängiges Element den Verstärkern 51 bis 53 zugeführt wird, wird die effektive Verstärkung jedes Verstärkers verringert, wenn die Frequenz dieser Spannung zunimmt. Beim Anlaßbetrieb, bei dem die Spannung über dem Widerstand 8 im wesentlichen Null ist, haben daher die Verstärker 51 bis 53 maximale Verstärkung, so daß die Spannung E maximal ist. Wie die Fig. 3C bis 3E zeigen, wird der maximale Basisstrom I. auf die Transistoren 31 bis 33 gegeben, wenn die Spannung E maximal ist, so daß die Dauer der Kollektorströme I zunimmt, die durch jeden Transistor fließt. Dadurch wiederum wird ein relativ hohes Anlaßdrehmoment erzeugt. Wenn die Motorgeschwindigkeit zunimmt, nimmt auch die Änderungsfrequenz der Spannung über dem Widerstand 8 zu. Da die Impedanz für diese Spannung, die der Kondensator 10 darstellt, zunimmt, wenn

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die Frequenz zunimmt, nimmt die Spannung, die auf die invertierenden Eingänge der Verstärker 51 bis 53 gegeben wird, zu. Dadurch wird die effektive Verstärkung der Verstärker verringert, um die Größe der Spannung E entsprechend zu verringern. Der Stromwinkel der Ansteuerströme, die durch jede Wicklung 11 bis 13 fließen, wird dadurch verringert. Die Ausführungsform der Fig. 11 erzeugt daher ein relativ großes Anlaßmoment aufgrund der Überlappung der jeweiligen Ansteuerströme, die durch die Wicklungen fließen, und wenn sich der Motor seiner normalen Geschwindigkeit nähert, werden diese sich überlappenden Teile der Ansteuerströme verringert und sogar beseitigt. Folglich wird der Motor mit einem relativ hohen Wirkungsgrad angesteuert, wenn er seine normale Betriebsgeschwindigkeit erreicht.

In Abwandlung von den beschriebenen Ausführungsformen kann der Motor, für den der Ansteuerkreis verwendet wird, mit zusätzlichen Rotorpolen und/oder zusätzlichen Statorwicklungen versehen sein, Auch kann der Rotor den Stator umgeben, statt in diesem angeordnet zu sein. Auch können die Hallelemente 21 bis 23 durch andere Lagesensoren wie Fotosensoren, magnetische Geber, Tongeneratoren und dergleichen ersetzt werden. Auch können die Transistoren 31 bis 33 durch äquivalente Schaltelemente wie Thyristoren oder dergleichen ersetzt werden. Auch kann der Widerstand 8, der zur Ermittlung der Ströme, die durch die Phasenwicklungen fließen, verwendet ist, durch ein frequenzabhängiges Element wie einen Kondensator oder dergleichen ersetzt werden, um ein Steuersignal zu erzeugen, dessen Größe sich mit der Geschwindigkeit des Motors ändert. Dieses Signal veränderbarer Größe kann wiederum dazu verwendet werden, die Verstärkung der Verstärker 51 bis 52 zu steuern oder die Steuerströme I, zu bestimmen, die den Lagesensoren zugeführt werden. Auch kann ein steuerbarer Vorspannungskreis vorgesehen werden, um den Verstärkern

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51 bis 53 oder den Transistoren 31 ois 33 einen Vorstrom zuzuführen, der im wesentlichen die gleiche Funktion wie der zuvor beschriebene Steuerstrom I, der Ausführungsformen der Fig. 2 und 9 durchführt.

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Claims

Ansprüche

1. Ansteuerschaltung für einen bürstenlosen Motor mit einem Rotor in Form eines Permanentmagneten und mehreren Statorphasenwicklungen, bestehend aus einer Lageermittlungseinrichtung zur Ermittlung der Drehlage des Rotors und einer Stromzufuhreinrichtung für die Zufuhr von Ansteuerströmen zu den Statorphasenwicklungen entsprechend der von der Lageermittlungseinrichtung ermittelten Lage des Rotors, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, die bewirkt, daß sich wenigstens ein Teil der Ansteuerströme, die durch wenigstens zwei Phasenwicklungeh fließen, überlappen, wenn der Motor angelassen wird,und durch eine Einrichtung zur Verringerung der Dauer jedes Ansteuerstroms, wenn der Motor seine normale Betriebsgeschwindigkeit erreicht, um die sich überlappenden Teile der Ansteuerströme, die durch die Phasenwicklungen fließen, entsprechend zu verringern.

OWGINAL INSPECTED

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromzufuhreinrichtung aus Schaltelementen in der gleichen Anzahl wie die Phasenwicklungen besteht/ von denen jedes mit einer Statorphasenwicklung in Reihe geschaltet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Lageermittlungseinrichtung aus mehreren Lagesensoren in der gleichen Anzahl wie die Phasenwicklungen besteht, daß jeder Lagesensor ein sich zeitlich änderndes Signal erzeugt, das die relative Lage des Rotors darstellt, und daß eine übertragungseinrichtung zur übertragung der sich zeitlich ändernden Signale, die von den Lagesensoren erzeugt werden, zu den entsprechenden Schaltelementen vorgesehen ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Schaltelement einen Schwe11wertpegel hat, daß die Schaltelemente geöffnet werden, wenn und solange das zugeführte sich zeitlich ändernde Signal den Schwellwert überschreitet, um einen Ansteuerstrom über die Phasenwicklung zu leiten, die damit verbunden ist, und daß das sich zeitlich ändernde Signal einen allmählich ansteigenden Teil und einen allmählich abfallenden Teil hat und dessen Größe von einem Maximum nach dem Anlassen des Motors abnimmt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Verringerung der Dauer jedes Ansteuerstroms aus einem Steuersignalgenerator zur Erzeugung eines Steuersignals besteht, das eine Anfangsgröße hat, wenn der Motor angelassen wird, und zum Anlegen des Steuersignals an jeden Lage-

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sensor, daß die sich zeitlich ändernden Signale, die von den Lagesensoren erzeugt werden, eine Funktion des Steuersignals sind, daß Sensorelemente vorgesehen sind, die ermitteln, wenn mehr als ein Schalter zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt geöffnet ist, und daß eine Einrichtung vorgesehen ist, die auf diese Sensorelemente anspricht, um das Steuersignal zu ändern, das von dem Steuersignalgenerator erzeugt wird, um die sich zeitlich ändernden Signale, die von den Lagesensoren erzeugt werden, entsprechend zu verringern.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuersignalgenerator aus einem Verstärker besteht, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, um einen bestimmten Signalpegel auf den Verstärker zu geben und die Steuersignale zu erzeugen, und daß die Einrichtung zur Änderung des Steuersignals aus einer Einrichtung zur Verringerung des bestimmten Signalpegels besteht, der auf den Verstärker gegeben wird.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente jeweils aus einem Transistor bestehen, dessen Kollektor-Emitter-Kreis zu der jeweiligen Phasenwicklung in Reihe geschaltet ist, und daß die Sensorelemente aus Dioden bestehen, deren eine Elektroden verbunden sind und deren andere Elektroden mit dem Kollektor des Schalttransistors verbunden sind, wobei die verbundenen Elektroden eine relativ niedrige Spannung haben, wenn einer der Transistoren leitend ist und diese niedrige Spannung zur Verringerung des vorbestimmten Signalpegels an die Sensorelemente angelegt wird.

8. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung zur Verringerung

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der Dauer jedes Ansteuerstroms aus einem Steuersignalgenerator zur Erzeugung eines Steuersignals besteht, wenn der Motor angelassen wird,und zum Anlegen des Steuersignals an jeden Lagesensor, daß die sich zeitlich ändernden Signale, die von den Lagesensoren erzeugt werden, eine Funktion des Steuersignals sind, daß die Sensorelemente vorgesehen sind, die die Ströme ermitteln, die durch die Phasenwicklungen fließen, und daß eine frequenzabhMngige Einrichtung vorgesehen ist, die auf die ermittelten Ströme ansprechen, um das Steuersignal zu ändern, das von dem Steuersignalgenerator erzeugt wird, wenn die Frequenz der Ströme zunimmt, um die sich zeitlich ändernden Signale, die von den Lagesensoren erzeugt werden, entsprechend zu verringern.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuersignalgenerator aus einem Verstärker mit einem ersten Eingang zum Empfang eines bestimmten Signalpegels besteht, und daß die frequenzabhängige Einrichtung aus einer kapazitiven Reaktanzeinrichtung besteht, die mit dem zweiten Eingang des Verstärkers verbunden ist, um die Sensoreinrichtung mit dem Verstärker zu verbinden.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente jeweils aus einem Transistor bestehen, dessen Kollektor-Emitter-Kreis mit der jeweiligen Phasenwicklung in Reihe geschaltet ist, und daß die Sensoreinrichtung ein Impedanzelement aufweist, das mit allen Transistoremittern verbunden ist, um eine Spannung proportional den Strömen zu erzeugen, die durch die Phasenwicklungen fließen.

11. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur übertragung der sich zeitlich ändernden Signale, die von den Lage-

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sensoren erzeugt werden, zu den entsprechenden Schaltelementen, mehrere Verstärker aufweist, von denen jeder mit einem Schaltelement verbunden ist.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung zur Verringerung der Dauer jedes Ansteuerstroms eine frequenzabhängige Rückkopplungseinrichtung aufweist, die mit jedem Verstärker verbunden ist, um das sich zeitlich ändernde Signal, das jedem Schaltelement zugeführt wira, rückzukoppeln und die effektive Verstärkung jedes Verstärkers zu verringern, wenn die Frequenz der sich zeitlich ändernden Signale zunimmt, um dadurch die Größe der sich zeitlich ändernden Signale zu verringern, die den Schaltelementen zugeführt werden.

13. Schaltung nach Anspruch 1i, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Verringerung der Dauer jedes Ansteuerstroms aus einem Sensorelement zur Ermittlung der Ströme besteht, die durch die Phasenwicklungen fließen, und daß eine frequenzabhängige Einrichtung vorgesehen ist, die auf die ermittelten Ströme anspricht und die mit allen Verstärkern verbunden ist, um die effektive Verstärkung jedes Verstärkers zu verringern, wenn die Frequenz der Ströme zunimmt, um dadurch die Größe der sich zeitlich ändernden Signale zu verringern, die den Schaltelementen zugeführt werden.

14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Schaltelement aus einem Transistor besteht, dessen Kollektor-Emitter-Kreis mit einer jeweiligen Phasenwicklung in Reihe geschaltet ist, und daß die Sensoreinrichtung aus einer Impedanz besteht, die mit allen Transistoremittern verbunden ist, um eine Spannung proportional den Strömen zu erzeugen, die durch die Phasenwicklungen

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fließen, und die auf die frequenzabhängige Einrichtung gegeben wird.

15. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Lagesensor ein Halleffektelement aufweist, das auf den Magnetfluß anspricht, der von dem Rotor erzeugt wird, um die sich zeitlich ändernden Signale zu erzeugen, wenn sich der Magnetfluß bei Drehung des Rotors ändert.

16. Ansteuerschaltung für einen bürstenlosen Motor mit einem Rotor in Form eines Permanentmagneten und mehreren Statorphasenwicklungen, bestehend aus mehreren Lageermittlungssensoren in gleicher Anzahl wie die Phasenwicklungen, von denen jeder ein sich zeitlich änderndes Signal erzeugt, das die relative Lage des Rotors darstellt, mehreren Transistoren in gleicher Anzahl wie die Phasenwicklungen, von denen jeder einen Ausgangskreis hat, der mit einer entsprechenden Phasenwicklung in Reihe geschaltet ist, und einen Eingang zur Aufnahme eines sich zeitlich ändernden Signals, so daß, wenn das aufgenommene, sich zeitlich ändernde Signal einen bestimmten Schwellwert überschreitet, der Transistor leitend wird, um einen Stromfluß durch die entsprechende Phasenwicklung zu bewirken, und mehreren Verstärkern in gleicher Anzahl wie die Transistoren zur Aufnahme des sich zeitlich ändernden Ausgangssignals, das von einem entsprechenden Lagesensor ermittelt wird, und zur übertragung eines sich zeitlich ändernden Signals zu einem entsprechenden Transistor in Abhängigkeit hiervon, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Steuerung der Größe der sich zeitlich ändernden Signale, die auf die Transistoren gegeben werden, wenigstens während des Motoranlaßbetriebs, so daß die Ströme, die durch die Phasenwicklungen fließen, Teile haben, die sich überlappen, wenn der Motor angelassen wird, wobei die Dauer der Ströme verringert wird, wenn die Motorgeschwindigkeit zunimmt, um die sich überlappenden Teile im wesentlichen zu beseitigen.

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