NO811271L - Elektrisk maskin med variabel hastighet og regulert flukstetthet - Google Patents

Abstract

Induksjonsmotorer har iboende et høyt forhold mellom løsrivningsmoment og løpende dreiemoment for å hindre motorskade pga. uforholdsmessig sterk strøm etter hvert som motorens rotasjonhastighet avtar under sterk belastning. En sådan motorutførelse har som følge at. motorens flukstetthet under normal drift holdes på. verdier som ikke er optimale. Motorens størrelse må. således kjøres vesentlig større enn det som teoretisk ville være nødvendig ved en ideell motor for å oppnå. dennskede utgangseffekt.I henhold til oppfinnelsen er en kondensator (16). koblet i serie med hver hovedstatorvikling (10, 12,. 14). Spenningen over kondesatoren (16) sammen med. motorens inngangsspenning sørger for at statorkjernens maksimale voltsekundverdi periodisk overskrides så-. ledes at det fremkommer en periodisk forandring fra. høy til lav flukstetthet. Den midlere flukstetthet. forblir herunder høy uten fare for at høye inngangsspenninger skal føre til uforholdsmessig høye inngangs-strømmer. Reguleringsviklinger (18, 20, 22) er viklet. på statorkjernen inntil hver hovedstatorvikling (10,. 12, 14)_ således at det opprettes viklingspar bestående. av hovedvikling og reguleringsvikling. Reguleringsviklingene (18, 20f 22) har motsatt viklerretning i. forhold til hovedviklingene (10, 12, 14), således at strømmene i henholdsvis hovedviklingen og reguleringsviklingen for hvert viklingspar befinner seg i fase ved null-belastning og i tiltagende grad bringes ut av. fase etter som belastninqen øker. Dette fører til lav flukstetthet ved lav belastning ogkende flukstetthet ved hyere belastninger. Flukstettheten er optimal for visse belastningsforhold, hvilket i sin tur nedsetter linjestrømmen for vedkommende belastning, således at den motorstørrelse som kreves for en ønsket ugangseffekt kan nedsettes til et minimum.i

Description

Foreliggende oppfinnelse gjelder elektriske flerfasemaskiner, både motorer og generatorer. Oppfinnelsen vil imidlertid bli beskrevet under henvisning til motorer; særlig trefasémotorer, men som angitt ovenfor er oppfinnelsen på ingen måte begrenset til disse utførelser.

En begrensning ved de nåværende kjente induksjonsmotorer er

at det ikke er lett å variere motorens rotasjonshastighet da denne er bestemt av vekselstrømkildens frekvens og denne frekvens er fast. Kompliserte og kostnadskrevende kretser eksisterer for å variere frekvensen av den vekselstrøm som tilføres induksjonsmotorens stator, idet disse kretser er anbragt mellom vekselstrømkilden og motorviklingen. Sådanne motorer krever vanligvis at statoren tilføres en forholds-

vis ren sinusbølge for å oppnå effektiv drift. Kretser for

å oppnå dette, særlig for høyeffektmaskiner,vil også være kompliserte og kostnadskrevende. En mer effektiv utnyttelse av elektrisk effekt oppnås ved en motor hvis hastighet kan varieres i samsvar med belastningsforholdene, sammenlignet med en motor som bare kan drives ved forholdsvis faste has-tigheter eller ellers bringes til stillstand, alt etter be-lastningsf orholdene.

En annen fordel ved induksjonsmotorer er at de ved sterk belastning trekker uforholdsmessig sterke strømmer etter hvert som motorhastigheten reduseres, og disse strømmer kan føre til at motoren brenner ut hvis den ikke er beskyttet av ekstra utstyr. Sådanne motorer må ha et høyt forhold mellom løs-rivningsmoment og løpende driftsmoment for å hindre motorskade i tilfelle motoren overbelastes, og som en følge av dette må flukstettheten faktisk opprettholdes på ikke optimale nivåer under normal drift. Denne forholdsvis lave flukstetthet under normal drift er også nødvendig på grunn av de foreliggende muligheter for variasjoner i inngangsspenn^c ingen. På grunn av at flukstettheten må holdes forholdsvis lav, må motoren gjøres betraktelig større enn det som ellers ville være teoretisk nødvendig ved en ideell motor for å opp-

nå den.-ønskede utgangseffekt.

Et annet problem som foreligger ved vanlige induskjsons-motorer er den iboende høye igangsetningsstrøm. Dette gjør også at flukstettheten vil være høyere ved lave belastninger enn det som faktisk er nødvendig for effektiv drift under sådanne belastningsforhold.

Enda et annet kjent problem er å konstruere en motor slik

at den kan> drives effektivt i hele sitt normale belastningsområde, kan gi høy effektfaktor og samtidig frembringe høyt igangsetningsmoment og høyt løsrivningsmoment når dette er påkrevet for spesielle anvendelser.

I henhold til foreliggende oppfinnelsen overvinnes eller reduseres de ovenfor angitte ulemper ved elektriske maskiner ved at det anordnes en kondensator i serie med en stator-vikling, således at det dannes en seriekrets. I forbindelse med hovedviklingen anordnes også koblingsutstyr som styres av signaler fra en ytre triggerkilde sammen med kondensatoren og hovedviklingen for å frembringe strømgjennomgang i forskjellige retninger i rekkefølge. Koblingsutstyret, kondensatoren og viklingene påtrykkes spenning fra en likespenningskilde,

og denne omformes ved hjelp av seriekretser og koblingsut-

styr til en avklippet firkantbølge over hovedviklingen. Frekvensvariasjon av firkantbølgen oppnås ved å variere sig-nalfrekvensen fra den ytre triggerkilde, idet dette signal fortrinnsvis foreligger som diskrete pulser.

Elektriske maskiner i henhold til foreliggende oppfinnelse utgjør en konstruksjon hvori den magnetiske flukstetthet i statoren opprettholdes på optimalt nivå under de fastlagte belastningsforhold. I tillegg tillater et sådant konstruksjons-system at også rotorstrømmen holdes på en optimal verdi under de fastlagte belastningsforhold i forhold til de verdier som oppnås ved vanlige elektriske motorer av induksjonstypen,

mens motorens dreiemoment og utgangseffekt optimaliseres for

en gitt mengde magnetisk material.

I en flerfasemotor er en flerfaset hovedstatorvikling viklet på en magnetisk kjerne, og denne viklingen omfatter flere viklingsavsnitt som hver omfatter en enkelt fase. Kondensatorer er koblet til inngangsklemmene sammen med de respektive hovedviklinger og de seriekoblede kondensatorer.

Koblingsutstyr er anordnet i serie med hovedviklingen og kondensatoren for hver fase, og drives fra en tre-triggerkilde som avgir diskrete pulser ved forut bestemt frekvens og derved frembringer strømgjennomgang i rekkefølge i motsatte retninger, idet kondensatoren og hovedviklingen i rekkefølge sørger for å avbryte strømgjennomgangen således at det opprettes en vekselstrømtilførsel. Ved en trefasemotor sørger den ytre signalkilde for å trigge hver fase med mellomrom tilsvarende 120° faseforskjell, således at det frembringes en vekselstrømmaskin med hensiktsmessig trefasetilførsel. Motorens hastighet varieres med å for^n andre pulsfrekvensen fra den ytre triggerkilde.

Drivkilden for den ytre triggerinnretning kan være en likespenning eller en vanlig trefasespenning som er hensiktsmessig likerettet, eller eventuelt en likerettet enfase-spenning.

Det er også en feguleringsvikling med et viklingsavsnitt

for hver fase, idet hver fases reguleringsvikling og hovedvikling er viklet i innbyrdes motsatt retning således at den samlede flukstetthet fra henholdsvis hoved- og reguleringsviklingen som hovedsakelig ligger radialt inntil hverandre er lav ved lav belastning og øker med økende belastning etter hvert som den fluks hver av viklingene frembringer adderer seg til hverandre.

Den flerfasede reguleringsvikling som er viklet på magnetkjernen omkring det magnetiske material er koblet til inngangsklemmene og er fysisk plassert slik på statoren at vektorforholdet mellom strømmene i henholdsvis hovedviklingene og de^reguleringsviklinger som er anordnet hovedsakelig radialt inntil disse, får vektorsummen av disse respektive strømmer til å avta etter hvert som motorbelastningen øker mot full last.

Kondensatorene har en slik verdi at spenningen over kondensatorene i kombinasjon med inngangsspenningen at statorkjernens maksimale voltsekund-verdi vil overskrides med den følge at kjernen periodisk vil forandre tilstand fra høy til lav flukstetthet og tilbake igjen. Den midlere flukstetthet i statorkjernen holdes således på en ganske høy verdi uten fare for at høye inngangsspenninger vil føre til uforholdsmessig høye inngangsstrømmer. Kondensatorene begrenser den energimengde som kan overføres til rotoren selv om rotoren har en meget lav impedans, således at også rotorstrømmen kan optimaliseres. Rotorimpedansen kan således gjøres lavere enn i en vanlig motor, og den strøm som induseres ved motorens O-hastighet kan gjøres mer optimal enn det som er vanlig, samtidig som denne strøm vil ha korrekt verdi ved normale driftshastig-heter for motoren og normale belastninger. Motoren i henhold til foreliggende oppfinnelse kan således meget lettere enn vanlige motorer optimaliseres for et stort antall anvendelser eller for en gitt spesiell anvendelse.

Ved i foretrukket utførelsesform å anvende kondensatorer i serie med hovedstatorviklingen samt å drive motorens magnet-krets i myk metning på grunn av kondensatornes begrensende virkning på den totale energioverføring, oppnås en motor som kan drives ved optimal flukstetthet under de fleste nett-spenningsforhold, uten at dette fører til uforholdsmessig høye inngangsstrømmer ved høye inngangsspenninger. Inngangs-strømmen og flukstettheten for maskinen vil med andre ord ikke være en ytterst ikke lineær funksjon av linjespenningen, slik det er tilfelle i én vanlig induksjonsmotor og lignende motorer. Foreliggende oppfinnelse utnytter det forhold at motorviklingens induktans bare kan oppta en viss mengde energi før det magnetiske material i motorstatoren går i metning og kondensatorne utlades. Når motorens magnetiske material mettes, vil kondensatorene utlades gjennom motorviklingen og effektkildenrsamt lade opp kondensatorene med motsatt polaritet. Strømmen gjennom viklingen skifter da retning og kondensatorne gjør da selv tjeneste som energikilde og opprettholder strømmen gjennom viklingene. Dette fortsetter inntil inngangsspenningen forandrer polaritet. Voltsekund-verdien for inngangsspenningen fra nettet kommer da i tillegg til den voltsekund-verdi som er blitt overført av kondensatorne til hovedviklingene. Dette fortsetter inntil den totale voltsekund-verdi som er tilført hovedviklingen overskrider den maksimale voltsekund-verdi for viklingene og det magnetiske material i motorens stator, hvorpå motorens magnetiske material atter går i metning. Kondensatorne utlades så gjennom motoren til magnetisk metning atter inn-trer. Kondensatorene utlades herunder gjennom motorviklingene siden det foreligger metning, og effektkilden lader opp kondensatorene på nytt med motsatt polaritet. Strømmen gjennom hovedviklingene skifter så retning på nytt, og kondensatorene avgir således atter strøm gjennom hovedviklingene. Dette fortsetter inntil nettspenningen atter skifter polaritet. Etter hvert som nettspenningens amplityde fortsetter å øke vil nettspenningens voltsekund-verdi og den tilsvarende verdi for kondensatorene atter være i fase og adderes inntil den maksimale voltsekund-verdi for hovedviklingene og deres til-hørende magnetiske material er overskredet. Viklingenes magnetiske material mettes da på nytt, hvorved hovedviklingens induktans avtar betraktelig og atter bringer kondensatorene til å utlades gjennom viklingen. Denne prosess gjentas hver halvperiode og fører til at motoren arbeider ved maksimalt flukstetthet og således også størst mulig driv-kraft, dreiemoment og utgangseffekt.

Foreliggende oppfinnelse gjør det mulig å oppnå optimal flukstetthet, og da spenningen over hver kondensator vanligvis er høyere (skjønt ikke nødvendigvis) enn nettspenningen, vil flukstettheten i statorkjernen være forholdsvis uavhengig av nettspenningen over ganske vide amplitydeområder. Hvér kondensator hindrer videre uforholdsmessig høye strømmer fra å passere gjennom motorviklingen når det magnetiske material går i metning, da bare kondensatorens energiinn-hold, hvilket vil si 1/2CV 2, kan overføres gjennom vedkommende vikling. Denne begrensede energioverføring, som er bestemt ved kondensatorens kapasitet (farad) og spenningen over kondensatoren (nemlig 1/2CV 2), hindrer uforholdsmessig høye strømmer fra nettet og passerer gjennom hovedviklingen .

Resultatet av dette er en vekselstrømmotor med variable hastighetsegenskaper, og som kan arbeide med sterk varierende inngangsspenning og med høy virkningsgrad samt utmerkede driftsegenskaper. Da kondensatorene begrenser den energimengde som kan overføres gjennom hovedviklingen hver halvperiode, vil faren for motorutbrenning være sterkt nedsatt og normalt ikke mulig i visse konstruksjoner. I tilfelle motoren overbelastes er alt som vil hende at motoren stanser og dens inngangseffekt sterkt nedsettes..Dette har sin grunn i det forhold at seriekondensatorne vil ha en lavere spenning enn normalt da motoren ikke arbeider i regulert drift og energinivået 1/2CV 2 er sterkt redusert. I en trefasemotor er reguleringsviklingene på statorkjernen koblet parallelt med hver av de tre hovedviklinger og kondensatorer, og kan derved frembringe betraktelig større igangsetningsmoment for motoren. Reguleringsviklingene har vanligvis større impedans enn hovedviklingene og strømmen gjennom reguleringsviklingene vil derfor værecforholdsvis lav sammenlignet med f.eks. strømmen gjennom hovedviklingene i en induksj onsmotor.

Videre tjener reguleringsviklingene til å begrense inngangs-strømmen, idet disse viklinger ved økende inngangsspenning eller motorhastighet begynner å gjøre tjeneste som generator-viklinger på grunn av at den induserte motsatt rettede elektro motoriske kraft overskrider inngangsspenningen og frembringer en strøm som utligner noe;.av den strøm som trekkes av hovedviklingene. Dette er naturligvis bare mulig på grunnlag av det forhold at hovedviklingene er primærkilden for motoreff-': ekten.

De innbyrdes radialt inntilliggende viklinger er sådanne viklinger som er koblet magnetisk til hverandre. I en trefasemotor ligger strømmen i den inntilliggende reguleringsvikling foran strømmen i den tilsvarende hovedvikling ved 0-belastning og er da hovedsakelig i fase, men kommer ved økende belastning i stigende grad ut av fase til en faseledelse henimot en maksimalverdi på 180° vektorforskyvning.

Da hovedviklingene og de inntilliggende reguleringsviklinger har innbyrdes motsatt vikleretning, vil den samlede flukstetthet være lav ved lav belastning, men øke med tiltagende belastning etter hvert som vektorretningen av strømmen i den tilsvarende reguleringsvikling forandres.

Hovedviklingene og reguleringsviklingene danner hver minst

to magnetpoler, således at midten av henholdsvis hovedviklingens .og:.reguleringsviklingens poler magnetisk overlapper hverandre.

Ved en annen foretrukket utførelsesform av oppfinnelses-gjenstanden er midten av reguleringsviklingens poler fysisk plassert hovedsakelig mellom hovedviklingens poler, for derved å øke motorens igangsettingsmoment og løsrivnings-moment. I dette tilfelle forblir den elektriske vektor-fremstilling av strømmene i tilsvarende inntilliggende hoved-og reguleringsviklinger hovedsakelig uforandret. Den fysiske og magnetiske forandring gir større symmetri. I visse til-feller gjør den mekaniske slissfordeling at den tilsiktede fysiske og følgelig også magnetiske plassering bare kan oppnås delvis.

Ved enda en foretrukket utførelsesform av oppfinnelses-gjenstanden er reguleringsviklingen påført radialt på utsiden av hovedviklingen, såledesaat det smale mellomrom hovedviklingen og rotoren nedsetter hovedviklingens lek-kas jereaktans til et minimum.

Oppfinnelsen vil nå bli nærmere beskrevet under henvisning til de vedføyde tegninger, hvorpå: Fig. 1 viser skjematisk en foretrukket utførelsesform av en trefasemotor som anskueliggjør foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 anskueliggjør tidsstyringen av koblingssignalene fra triggerkretsen til de tre faser for en trefasemotor. Fig. 3 viser den fysiske oppbygning av viklingenei i en firpolet trefasemotor i henhold til foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 er en rettlinjet skjematisk fremstilling av spole-plasseringene i viklingene for den trefasemotor i henhold til oppfinnelsen som er vist i fig. 3, og Fig. 5 er et vektordiagram som viser faseforholdene for strømmer og spenninger i fysisk tilsvarende hoved- og ekstra-viklinger. Fig. 1 visersskjematisk en trefasemotor som er stjernekoblet og har særtrekk i henhold til foreliggende oppfinnelse.

Det er vist 3 faseviklinger 10, 12 og 14 som utgjør hovedstatorviklingen for en induksjonsmotor av kortslutnings-type, som vanligvis har en stator av magnetisk material og en kortslutningsrotor. Verken statoren eller rotoren er vist, men vanligvis har motoren 4 poler, skjønt fler eller færre polstykker kan anvendes hvis så ønskes. Hovedstator-viklingene 10, 12 og 14 er anordnet for å danne 4 poler, slik det vil bli beskrevet under henvisning til figurene 3 og 4,

mens en seriekondensator 16 er anordnet i hver av fasene A,

B og C. Kondensatoren 16 behøver ikke å ha noen nærmere bestemt verdi, men dens kapasitet må være tilstrekkelig stor til å opprettholde en kapasitiv effektfaktor i de seriekretser som utgjøres av denne kondensator og hver av vik^ lingene 10, 12 og 14 i motorens normale arbeidsmodus. Reguleringsviklingene 18, 20 og 22 er parallellkoblet med henholdsvis viklingene 10, 12 og 14 samt kondensatoren 16. Viklingene 18, 20 og 22 har fortrinnsvis høyere induktans og impedans enn viklingene 10, 12 og<:14. De kan f.eks. ha flere vinninger og være viklet med tynnere tråd.

Hver seriekrets av hovedvikling og kondensator er tilkoblet et par styrte silisiumlikerettere, henholdsvis 24 og 26 for fase A, 28 og 30 for fase B, samt 50 og 52 for fase C. Over hver SCR er det innkoblet tilbakekoblingsdioder 54 og 56 i fase A, 58 og 60 i fase B, 62 og 64 i fase C. SCR 26 er koblet i parallell med seriekretsen av vikling»10 og kondensator 16, mens SCR 24 er koblet i serie med denne seriekrets. I fase B ligger likeledes SCR 30 i parallell med seriekretsen av hovedvikling 14 og kondensator 16, mens SCR 28 er koblet i serie med denne seriekrets. I fase C er på ligende måte SCR 25 koblet parallelt med seriekretsen av hovedvikling 14 og kondensator 16, mens SCR 50 ligger i serie med seriekretsen. I serie med hver av de styrbare silisiumlikerettere er det innkoblet en induktans 202 for SCR 24,

en induktans 204 for SCR 26, 206 for SCR 30, 208 for SCR 28, 210 for SCR 50 og 212 for SCR 52, idet disse induktorer bi-drar til å slå av de styrbare likerettere på en måte som vil bli nærmere beskrevet nedenfor.

Det er også anordnet en ytre signalkilde som for fase A ut-gjøres av en triggerkrets 66 forbundet med en logisk krets 68. Triggerkretsen 66 er forbundet med seriekretsen av hovedviklingen 10 og kondensator 16 over klemmene 74 og 76. Den logiske krets 68 styrer arbeidsfunksjonen for triggerkretsen 66, og tilsvarende logiske kretser og triggerkretser er anordnet d5or henholdsvis fase B og fase C. I visse til-feller kan en enkelt felles logisk krets være anordnet for alle tre triggerkretser 68. Den logiske krets 68 drives fra en likestrømkilde som er angitt ved en seriekrets av en zenerdiode 75 og en motstand 77, idet den logiske krets er tilkoblet mellom disse og zenerdioden 75 har som formål å låse likespenningen til den logiske krets 68 på et kon-stant nivå.

Spenningen på lederner79 og 81 er en likespenning som til-føres seriekretsen av statorviklinger og kondensator, den beskrevne reguleringsvikling samt koblingsutstyret. Denne likespenningeer selv utledet fra en vanlig vekselstrømkilde, slik som angitt ved lederne 78, 80 og 82 som er merket som faser A, B og C og er tilkoblet en dobbelt likeretterbro som utgjøres av dioder 84 og 86 for fase A, 88 og 90 for fase B og 92 og 94 for fase C. Utgangsspenningen fra den dobbelte likeretter og som bestemmes av de nevnte dioder, er en pulserende likespenning. Kondensatoren 96 utgjør et filter for denne utgangssipenning og utjevner spennings-nivået. Motstanden 98 er en lekkasjemotstand som sikrer at kondensatoren 96 utlades også når motoren er slått av.

I fig. 2 er det vist den tidsbølge som den logiske krets

68 i fase A og tilsvarende kretser for fase B og C benytter for å bringe triggerkretsene i de forskjellige faser til å avgi pulser i rekkefølge for å oppnå en vanlig trefase-kilde, nemlig med hver fase forskjøvet 120° i:forhold til de øvrige. Pulsene fra triggerkilden i hver fase rettes avvekslende til hver av de to SCR i vedkommende fase. F.eks. i fase A rettes pulsene avvekslende til SCR 24 og SCR 26. Den viste pulsrekkefølge vil således for fase A være en førstepuls til SCR 24 og en annen puls til SCR 26, idet disse pulser er 180° faseforskjøvet. For fase B vil det med 120°ffaseforskyvning være en puls for SCR 28 samt med 300° faseforskyvning en puls for SCR 30. For fase C vil det være en puls for SCR 52 ved 60° faseforskyvning og en puls for SCR 50 ved 240° faseforskyvning.

Triggerkretsen 66 består av et par relaksasjons oscillatorer (ikke nærmere vist) som arbeider slik at når en av oscillator rene er slått på vil den utløse den ene SCR over 70. på lignende måte vil den annen SCR bli slått på over 72, slik som nærmere beskrevet nedenfor. Diodene 54 og 56 samarbeider med henholdsvis SCR 24 og SCR26, således at når disse SCR er slått av, vil strømmen ha en tilbakekoblingsvei. Bølgeformen for vekselspenningen ved SCR >24 og 26 ville da væré henholdsvis en positiv og en negativ puls, således at vekselspenningen over seriekretsen av hovedvikling 10 og kondensator 16 vil være en firkantbølge.

Utkobling av de forskjellige SCR kan utføres fra triggerkretsen 66 eller fra seriekretsen av hovedvikling 10 og kondensator

16. I sistnevnte tilfelle arbeider kretsen på følgende måte. SCR 24 er utløst til ledende tilstand av triggerkretsen 66

som får en strøm til å flyte i en bestemt retning. I dette tilfelle antas at viklingen 10 befinner seg i mettet tilstand. Etter hvert som kondensatoren 16 lades opp med positiv polaritet på venstre kondensatorplate, vil strømmen gjennom viklingen 16 avta inntil det magnetiske material som er tilordnet denne vikling kommer ut av metning. Ved dette tids-punkt er ladningen og kondensatoren 10 tilstrekkelig stor til å bringe strømmen gjennom viklingen 10 til å forandre retning, da kondensatorspenningen er større enn likespenningskildens klemmespenhirig. Strømmen skifter så retning og denne motsatt rettede strøm flyter gjennom dioden 54 og får SCR

24 til å slås av..-Dette fortsetter inntil triggerkretsen

68 slår på SCR 26. Dette fører til fjerning^av den likespenning som var rettet mot spenningen over kondensatoren 16, hvilket har denffølge at det plutselig adderes en spenning lik kildespenningen til den spenningsverdi som tidligere ble sett av viklingen 10. Den samlede voltsekund-verdi som påtrykkes over viklingen 10 overstiger snart den maksimale voltsekund-verdi for denne vikling og dens tilordnende magnetiske material, således at dette går i metning og frembringer en reduksjon av induktansen av viklingen 10. Kon densatoren 16 utlades gjennom viklingen 10. Kondensatoren 16 begynner nå å lades til motsatt polaritet, hvilket vil si at høyre kondensatorplate blir positiv. Når kondensatoren 16 lades opp til denne nye og motsatte polaritet, vil strømmen gjennom viklingen 10 avta med den følge at den bringes ut av metning og inn i en tilstand med høyere impedans. Strømmen gjennom viklingen 10 skifter så retning da høyre plate av kondensatoren 16 er positiv i forhold til venstre plate. Denne strøm passerer gjennom dioden 56 og får SCR 26 til å slås av.

Denne tilstand fortsetter inntil triggerkretsen 66 atter ut-løser SCR 24. Likespenningskildens spenning adderes nå til spenningen over kondensatoren 16, hvilket har til følge at den maksimale voltsekund-verdi for viklingen 10 og dens tilordnede magnetmaterial overskrides, således at det magnetiske material atter går i metning og strømmen flyter som beskrevet innledningsvis. Denne arbeidssyklus gjentar så seg selv. Dette fører til en selv-komuterende induksjonsmotor-inverter som drives fra en likestrømskilde. Slik det er brukt her er uttrykket vekselspenning ment å omfatte både normal nettspenning og en spenning hvis polaritet periodisk vendes om, slik som ved en inverter. Motorens hastighet forandres av triggerkretsen.:66 samt tilsvarende triggerkretser for fasene B og C. Hver triggerkrets har to transitorer og et potensiometer. Forandring av poten-siometerets motstand varier også forspenningen for trans-istorkretsene, og dette forandrer i sin tur oscillasjons-frekvensen for transistorene. Dette forandrer pulstaktén for de to SCR 24 og 26 samt tilsvarende SCR for de to øvrige faser B og C. En felles styring for alle potensiometere er anordnet, således at frekvensforandringen kan gjøres samtidig for alle triggere. Forandring av frekvensen for veksel-strømmen gjennom statoren gjør det mulig å forandre motorhastigheten. Det frekvensvariable triggersignal gjør det således mulig å variere motorens hastighet etter ønske.

Arbeidsfunksjonen for den viste motor er som beskrevet oven for. Når for fase A en firkantspenning overføres gjennom de styrte brytere 24 og 26 til viklingen 10, begynner kondensatoren 16 sin oppladning og en strøm flyter da gjennom viklingen 10 samt også gjennom viklingen 18. Etter hvert som motorens hastighet og tilbakerettede elektromotoriske kraft øker, vil den effektive induktans av viklingen 10

bli slik at denne vikling.-.10 sammen med kondensatoren 16

går inn i vanlig driftsmodus. Den effektive voltsekund-verdi for viklingen 10 og dens tilordnede magnetiske material blir med andre ord tilstrekkelig stor til å tillate drift av anordningen på den måte som er beskrevet tidligere, hviket innebærer at kondensatoren 16 periodisk vil opplades, utlades og ggenopplades i motsatt retning, hvilket får det magnetiske material tilordnet viklingen 10 til å kobles frem og tilbake mellom ikke-mettet og mettet tilstand mens den midlere flukstetthet er ganske stor. De samme driftsforhold vil foreligge i^hver av de øvrige faser B og C.

I fig. 3 er det vist relativ fysisk anordning av tolv spolegrupper som utgjør de tre faser av en motor, idet hver fase har fire spolegrupper i innbyrdes avstand således at det opprettes en firepolet motor. Spolegruppene og polene for hovedviklingen er i retning med urviseren angitt ved henvisningstallene 1, 8A og 3 (representerer fasene A, B og C for den første magnetpol), 4, 2 og 6 (representerer fasene A, B og C for den annen magnetpol), 7, 5 og 9 (representerer fasene A,

B og C for den tredje magnetpol), samt 7A, 8 og 9A (representerer fasene A, B og C for den fjerde magnetpol). Anbragt radialt utenfor hovedviklingene er det anordnet reguleringsviklinger som danner magnetpoler som ligger magnetisk fase-forskjøvet foran hovedviklingspolene hovedsakelig 90°. Rekke-følgen av polene er slik at de roterende felter som frembringes av hovedviklingene og reguleringsviklingene dreier seg i samme retning. 90° magnetisk faseledelse tilsvarer omtrent 45° fysisk vinkelforskyvning, og den magnetiske faseledelse er anskueliggjort ved å lese viklingene i retning mot urviseren, slik som angitt ved pilen 50. Reguleringsviklingenes spole grupper og poler er fysisk sett angitt ved urviseren ved henvisningstallene 9A', 3' og 4' (representerer fasene A,

B og C for den første magnetpol), 2', 6' og 7' (representerer en annen magnetpol), 5', 9' og 7A' (representerer en tredje magnetpol) samt 8', 9A' og 1' (representerer den fjerde magnetpol). Hoved- og reguleringsviklingenes hen-visningstall angir tilkoblingsledningene for de spolegrupper som utgjør en del av hver vikling, idet det foreligger fire spolegrupper for> hver vikling i hver fase.

Bare sammenkoblingen av de fire spolegrupper som danner fase A av hovedviklingen >og fase A' av reguleringsviklingen er vist. De ledere som danner den indre sammenkobling i fasene B og C av hovedviklingen og fasene B' og C' av reguleringsviklingen er for oversiktens skyld ikke angitt, men det vil fremgå"klart for fagfolk på området hvorledes disse viklinger skal sammenkobles etter mønster av sammenkoblingene innenfor fase A og A', som nå vil bli beskrevet.

Spolegruppene i fase A som utgjør hovedviklingen mellom ledningene 1 og 7A begynner med spolegruppen 100 som over en ledning 101 er forbundet med spolegruppen 102, som i sin tur over ledningen 103 er forbundet med spolegruppen 104, som igjen ved hjelp av ledningen 105 er forbundet med spolegruppen 106, som har den fri utløpslednihg 7A'. Hver av spolegruppene i dette utførelseseksempel består av tre spoler, og det vil innses at inntilliggende spolegrupper 100, 102, 104 og 106

er viklet i motsatt retning for å danne motsatte poler inntil hverandre. Hver av de tre spoler i hver spolegruppe er viklet i sammenretning. Piler 107, 108, 109 og 110 angir viklings-retningen i hver spolegruppe. Ledningen 101 forbinder spolegruppene 100 og 102 ved sine utløpsender 111 og 112, ledningen 103 forbinder spolegruppene 102 og 104 ved sine inn-løpsender 113 og 114, mens ledningen 105 forbinder spolegruppene 104 og 105 ved sine utløpsender 115 og 116. Ledningene 1 og 7A forlater spolegruppene 100 og 106 ved inn-løpsendene 117 og 118. Spolegruppene i reguleringsviklingens

fase A' er på lignende måte koblet mellom ledningene 8A' og 2'.. Med begynnelse fra spolegruppen 119 forbinder ledningen 120 dannerledningen 120 forbindelse med spolegruppen 121, ledningen 122 forbinder spolegruppen 121 med spolegruppen 123, mens ledningen 124 forbinder spolegruppen 123 med spolegruppen 125. Motsatte poler ligger inntil hverandre slik som angitt ved pilene 126, 127, 128 og 129, og lignende for-bindelser mellom spolegruppenes innløps- og utløpsender som beskrevet ovenfor i forbindelse med fase A av hovedviklingen, foreligger også med hensyn til reguleringsviklingene. Ledningen 120 forbinder den bakre ende 130 av spolegruppen 119 med den bakre ende 131 av spolegruppen 121, mens^ledningen 122 forbinder forenden 132 av spolegruppen 121 med forenden 133 av spolegruppen 123 og ledningen 124 forbinder den bakre ende 134 av spolegruppen 123 med den bakre ende 135 av spolegruppen 125. Ledningene 38A' og 2' leder ut fra spolegruppene 119 og 125 fra deres forender, henholdsvis 136 og 137.

På lignende måte er fase B dannet mellom ledningen 2 og 8A til de respektive spolegrupper med forbindelsesledninger til de øvrige to spolegrupper i fase B på lignende måte. Fase B' av reguleringsviklingen er dannet mellom ledningsendene

9A' og 3' for de respektive spolegrupper med ledningsforbindelser til de øvrige to spolegrupper i fase B' på lignende måte. Fase C er dannet mellom ledningsendene 3 og 9A til de tilhørende spolegrupper med ledningsforbindelser til de øvrige to spolegrupper i fase C på lignende måte. Fase C'

er dannet mellom ledningsendene 4' og 7' til de tilhørende spolegrupper i fase C' på lignende måte. Ut i fra beskrivelsen av sammenkoblingen mellom spolegruppene i fasene A og A' vil det være åpenbart for fagfolk på området hvorledes

de forskjellige spolegrupper i fasene B, B', C og C' er sammenkoblet .

I figurene 3 og 4 er de magnetiske poler angitt ved stiplede linjer 32a, 32b, 32c og 32d for hovedviklingene samt 34a, 34b, 34c og 34d for reguleringsviklingene. Fig. 4 anskueliggjør langs en rettll-inje forholdet mellom de forskjellige magnet poler og de spoler som danner disse poler. Midten av hver pol i hovedviklingen går gjennom fase B, mens midten av reguleringsviklingens poler går gjennom viklingen B'. Mellom fasene C og A ,ohenholdsvis C' og A' ligger ytterendene av hver av polene.

Motorens rotor er angitt ved henvisningstallet 200, og det

vil innses at statorens hovedvikiinger ligger nærmest rotoren 200 og virkningen av dette er at hovedviklingenes lekkasje-reaktans reduseres, således at tapene derved nedsettes.

Hvis reguleringsviklingen varcanbragt nærmest rotoren, ville det være høyere lekkasjerektans og eventuelt lavere virkningsgrad, men startmomentet og løsrivningsmomentet ville være høyere.

Reguleringsviklingenes spoler er viklet i motsatt retning

av hovedviklingens spoler, således at magnetfluksene som frembringes av henholdsvis hovedviklingen og reguleringsviklingen som er anbragt fysisk inntil hverandre har mot-

satt retning ved lav eller ingen belastning, således at den samlede magnetfluks er nedsatt. Etter hvert som belastningen øker og strømmen i reguleringsviklingen i tiltagende grad er faseforskjøvet foran hovedviklingsstrømmen, vil imidlertid den motsatte viklingsretning føre til at magnetfluksen fra henholdsvis hoved- og reguleringsviklingen øker etter hvert som fluksvektorene nærmer seg adderingsstilling.

I den viste motor i fig. 3 er derfor innrettingen mellom hovedviklingens faser og de tilsvarende faser av reguleringsviklingen fysisk utført som anvist nedenfor:

Vektorfremstillingen av spenningene og strømmene i de foreliggende viklinger langs en radial linje er angitt i fig. 5. Her er således vist strøm og spenning for hovedviklingen i fase A samt strøm og spenning i fase B' av reguleringsviklingen, idet disse viklinger er anordnet fysisk rett over-

for hverandre. Vektoren 36 angir spenningen over hovedviklingen i fase A, mens vektoren 38 angir strømmen i fase-viklingen A vede0-belastning. Etter hvert som belastningen øker forskyves strømvektoren 38 til en posisjon, 40, som representerer overbelastningsposisg>onen. Posisjonen for nominell belastning ligger således mellom vektorene 38 og 40, men denne vektorposisjon er ikke vist på tegningen.

For reguleringsviklingen i fase B' angir vektoren 42 spenningen over denne vikling, som er faseforskjøvet 120° fra spenningen for fase A. Ved 0-belastning vil strømmen hovedsakelig være i fase med vektoren 38, slik som angitt ved vektoren 44.

Uttrykket "i fase" vil i ideelle situasjoner bety ingen faseforskyvning i det hele tatt, og en sådan motor ville arbeide effektivt selv nær 0-belastning. I den betydning som uttrykket anvendes i denne beskrivelse, må betegnelsen "i fase" anses å ha en videre betydning avhengig av selve den betraktede motor. Ved foretrukkede utførelsesform av oppfinnelsen vil denne vinkel ligge mellom 0 og 60°. Fortrinnsvis vil den være mindre enn 45°, hvilket vil tilsvare driftssituasjonen for en motor som arbeider innenfor et belastningsområde fra nær 0-belastning til nominell belastning. En sådan motor vil ha gode egenskaper nær 0-belastning kombinertr.med gode egenskaper ved full belastning. Hvis vinkelen i fase vanstørre enn 60°, ville egenskapene ved 0-belastning bli dårligere, mens virkningsgraden forbedres under overbelastningsforhold.

I fig. 5 er vinkelforskjellen i fase fceks. angitt å være 67,8° ved 0-belastning. Som det vil fremgå av de tabeller som er angitt senere å henvise til samme motor som strømfor-holdene i fig. 5, er optimal virkningsgrad vist å være ved 25% overbelastning. Hvis optimal virkningsgrad f.eks. var påkrevet ved 50% overbelastning, ville denne fasevinkel ved lav belastning være enda større enn 67,8°.

Etter hvert som belastningen øker forskyves fasevinkelen mellom I og I , til posisjon 46dg strømmene kommer ut av fase. Denne fasevinkel nærmer seg, men når ikke helt 180°, således at vektorsummen av strømmene I A og I B,oer nedsatt. Motorens effektfaktor øker således etter hvert som motoren belastes opp til nominell last. Lignende vektor-fremstillinger og forandringer kan vises å foreligge også for de øvrige inntilliggende faser, nemlig B og C'samt C

og A'..

Denne optimale flukstetthet er oppnådd ved anbringelse av viklingene i fase A og B', B og C' samt C og A' fysisk inntil hverandre på den måte som er vist i figurene 3 og 4, idet strømmene i disse viklinger utnyttes som angitt i forbindelse med fig. 5 for å frembringe en felles samlet magnetfluks fra de innbyrdes inntilliggende viklinger henholdsvis A og B', B og C' samt C og A'.

Flukstettheten er optimal for visse spesielle belastningsforhold som fremgår av vektorposisjonene for I og 1^. Dette nedsetter i sin tur linjestrømmen ved vedkommende belastning. Flukstetthet regulering fører således til ned-satte linjestrømmer ved spesielle belastningsforhold.

Sammenlignet med dette er flukstettheten forholdsvis uavhengig av bélastningen i en standard motor, således at linje-st r-ømmen hovedsakelig vil være uavhengig av belastningen og det således vil være mindre forskjell mellom 0-belastning og full.belastning. I henhold til foreliggende oppfinnelse er imidlertid flukstettheten mer bélastningsavhengig og ved lavere belastning vil det således foreligge nedsatt linje-strøm, hvilket gir høyere virkningsgrad over'::hele motorens driftsområde og ikke bare omkring det nominelle belastnings-punkt.

Motoren i henhold til foreliggende oppfinnelse har således høyere virkningsgrad og høyere effektfaktor over et meget større omrade enn det som tidligere var mulig, og i tillegg kan rotasjonshastigheten for en sådan motor varieres etter ønske.

Det er også funnet at motoren kan arbeide over sin nominelle belastning ved høyere virkningsgrad enn det som tidligere har vært mulig. Ved en sådan overbelastningsituasjon vil vektorforaridringen av strømmen I Bv være slik at strømvektoren forskyves fra posisjon 46 til posisjon 48. Vinkelforskyvningen mellom vektorene I. og I_, *vil da være litt mindre enn 180°.

A ^ B

Høyere effektfaktor og effektiv motordrift opprettholdes.

Ved prøver utført ved en Wanlass trefasemotor av type A18D2, modell F-4-427 på 1 hestekraft og 230 volt drivspenning ved et omdreiningstall på 1755 omdreininger pr. minutt ved nominell belastning og et løsrivningsmoment på 1,7 kpm ble følgende relevante data oppnådd. En kondensator på 10 mikro-farad ble koblet i serie med hovedvikling. Ved lav belastning var motorens utgangseffekt 0,057 hestekrefter, mens hovedviklingene trakk en effekt på omtrent 510 watt og reguleringsviklingene førte 390 watt tilbake til systemet.

Dette gav en total virkningsgrad på 35,4%. Ved 0,341 hestekrefter mottok hovedviklingene 504 watt, mens reguleringsviklingene ga 174 watt tilbake til systemet, således at det oppsto en virkningsgrad på 76,8%. Ved nominell belastning mottok hovedviklingene 479 watt, mens reguleringsviklingene forandret tilstand fra å være en effektgenerator til å bli en effektforbruker, således at de faktisk forbrukte 368

watt og motorens totale virkningsgrad ble 87,3%. Etter hvert som motoren ble drevet over nominell belastning til 1,9 hestekrefter, trakk reguleringsviklingene i økende grad effekt således at virkningsgraden ble 84,6%. Totalt sett arbeidet den foreliggende motor på 1 hestekraft i hele området mellom 0,5 til omkring 2 hestekrefter med en virkningsgrad over 82,1%, hvilket er en klar forbedring sammenlignet med tidligere kjente motorer. Etter hvert som motorens belastning øker forandrer strømmen i reguleringsviklingene sin vektorposisjon, slik som angitt tidligere. Motorens samlede effekt-

faktor lå i området mellom 0,9 og 0,97.

I visse utførelsesformer av foreliggende oppfinnelsegjenstand er det funnet ønskelig å øke startmomentet og løsrivnings-momentet for motoren ved å forbedre magnetfeltenes symmetri. Den fysiske plassering av hoved- og reguleringsviklingene

i forhold til hverandre som angitt i figurene 3 og 4 gir ikke et eksakt kvadratur-forhold fysisk og magnetisk i de tre faser for den firepolede motor. Et sådant kvadratur-forhold krever at midten av reguleringsviklingene ligger mellom polene av hovedviklingene, og for dette formål er det nødvendig å forskyve viklingene i forhold til hverandre omtrent 30° elektrisk, hvilket vil si omtrent 15° fysisk. Hver polsliss i en vanlig stator innebærer et sprang på 20° elektrisk (10° fysisk), og i den utprøvde motor ble således viklingene forskjøvet 20 elektriske grader og ikke 30°, hvilket var fysisk umulig. Dette forbedret innretningen av senterlinjen for reguleringsviklingenes poler til et punkt like i nærheten av en midtplassering mellom hovedviklingens poler, idet innretningsavviket bare er omtrent 10° elektrisk. Magnetfeltets symmetri ble forbedret tilsvarende. Virkningen av denne justeringen er således en anordning av hovedviklingenes og reguleringsviklingenes poler i forhold til hverandre på følgende måte:

Dette skjema viser et overdrevet mellomrom mellom viklingene C og A samt mellom C' og A', men det gir hensiktsmessig

en forståelse av at midten av polene B og B' nå vil ligge mellom polendene.

Virkningen av denne forandring vare en forbedring av startmomentet og løsrivningsmomentet uten skadelig virkning på resten av belastningsområdet. I en utprøvet motor ble følgende parametere oppnådd:

Motorparameterne ved en overbélastning på 25% var:

Reguleringsviklingenes overgang fra generativfase til driv-fase finner sted ved omtrent 0,275 kpm. Dette innebærer en total økning av startmomentet på omtrent 2 3$ samt en økning av løsrivningsmomentet på omtrent 19% sammenlignet med den ikke-symmetri ske, fysisk uforskjøvede motor som er beskrevet tidligere.

Ved andre utførelseseksempler av motoren eller maskinen med et annet magnetisk poltall, f.eks. en topolet eller seks-polet maskin, vil vinkelforholdene og vektordiagrammet være forskjellig. Videre vil antallet polslisser som motorviklingene må forskyve for å oppnå optimal vektorforhold være forskjellig. Likeledes vil fasetallet i maskinen kreve for-

skjellige parametere.

Intet forsøk er blitt gjort på å anskueliggjøre den måte hvorpå de tre spoler i den flerfasede hovedstatorvikling kan fysisk vikles på statorkjernen, da en hvilken som helst vanlig vikleteknikk, slik som sløyfevikling éllér kon-sentrisk vikling, være tilfredstillende slik det lett vil innses av fagfolk på området. Likeledes er rotorens konstruksjon ikke blitt vist, da en hvilken som helst egnet rotor, hvilket vil si enten kortslutningsrotor eller vik-lét rotor, kan anvendes.

Ved et annet utførelseseksempel av motorer i henhold til oppfinnelsen kan de f.eks. være koblet i samsvar med dob-beltspenningsteknikken med to viklinger.

Foreliggende oppfinnelse kan også anvendes i situasjoner hvor eksisterende motorer skal vikles om og rekonstrueres på en måte som er beskrevet ovenfor. I dette tilfelle gir en standard motorramme en stator med den mengde magnetisk material som er nødvendig for drift under vanlige forhold. Når imidlertid motoren skal rekonstrueres i samsvar med foreliggende oppfinnelse og utføres for å arbeide ved nominell utgangseffekt, vil det ikke være nødvendig å anvende alt det tilgjengelige magnetiske material. Motoren vikles da slik at spenningen over kondensatoren i tillegg til inngangsspenningen ikke vil overskride kjernens voltsekund-kapa^sitet og ikke bringer magnetkjernen til å veksle periodisk mellom mettet og ikke-mettet tilstand. Hvis det magnetiske material i et sådant tilfelle ble anvendt i maksimal grad i samsvar med oppfinnelsen og kjernens voltsekund-verdi periodisk ble overskredet, ville motorens totale ytelse bli høyere enn opprinnelig og dette er ikke alltid ønskelig ved spesielle oppfinnelser hvor det bare er behov for en motor med nominell utgangseffekt og bare bedre effektfaktor og virkningsgrad enn standardmotoren,men ikke øket antall hestekrefter. En fordel ved foreliggende oppfinnelse er således at også eksisterende motorer kan rekonstrueres i sam svar med oppfinnelsen til å arbeide periodisk mellom mettet og ikke mettet tilstand samt således i samsvar med oppfinnelsen at en standard motorramme da kan bringes til å frembringe høyere utgangseffekt samt bedre effektfaktorer og høyere virkningsgrader enn det som tidligere har vært mulig.

Det bør være klart at skjønt det antas at beskrivelsen ovenfor av motorens arbeidsfunksjon på best mulig måte synes å angi de fysiske fenomener som foreligger, er dette på ingen måte ment å begrense oppfinnelsens omfang, og det er mulig at arbeidsfunksjonen for en sådan motor eller maskin i frem-tiden kan bli bedre forklart.

Uttrykket "i fase" er blitt forklart ovenfor under henvisning til vektorposisjonene for strømmene i hovedviklingen og de nærliggende reguleringsviklinger. Uttrykket "ut av fase" betyr en forandring fra den normale ^i fase"-tilstand mellom vektorposisjonene for disse strømmer. Ingen begrensning eller bestemt vinkelverdi kan således fastlegges for å definere den vektorposisjon som vil bety "ut av fase".

I det utførelseseksempel som er beskrevet ovenfor er reguleringsviklingen og seriekretsen av hovedvikling og kondensator angitt å være koblet parallelt med hverandre i stjernekobling. Oppfinnelsen gjelder imidlertid like godt for trekantkobling av nevnte seriekrets og den parallell-koblede reguleringsvikling, samt også forskjellige kombin-nasjoner av stjernekoblet seriekrets og trekantkoblet reg-uleringskrets, samt vice versa.

Et annet utførelseseksempel av foreliggende oppfinnelses-gjenstand gjelder en flerfasemotor som ikke er utstyrt med reguleringsvikling. En sådan motor vil ha noe lavere virkningsgrad, men motoren og dens koblingsutstyr vil arbeide effektivt på sådan måte at det oppnås varierende hastighet fra nær 0 til rotasjonshastigheter over nominell verdi. En sådan motor vil ha samme selv-komuterende virkning som en

motor med reguleringsvikling.

Likeledes er en bestemt utførelsesform av koblingsutstyret vist i kombinasjon med motorens viklinger, men det vil være klart at også andre utførelsesformer av koblingsutstyret vil kunne samarbeide med maskinens viklinger og herunder omforme en likestrømkilde til en egnet vekselstrømkilde med fore-skrevet eller variabel frekvens.

Det bør også forstås at foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset til de spesielle utførelser av motor og maskin som er vist og beskrevet. Beskrivelsen ovenfor er således bare ment å anskueliggjøre oppfinnelsen og angi utførelseseksempler av denne, uten på noen måte å begrense oppfinnelsens omfang.

Claims (26)

1. Elektrisk flerfasemaskin som omfatter en stator med en kjerne av magnetisk material, en rotor, en flerfaset hovedstatorvikling med en viklingsseksjon for hver fase oppviklet på kjernen for å omslutte det magnetiske material, flere inngangsklemmer innrettet for å kobles til en likespenningskilde, flere kondesatorer, utstyr for å koble hver fase av hovedviklingen i serie med en av nevnte kondesatorer, idet denne seriekrets forbindes med inngangsklemmene, en flerfaset registreringsvikling med en viklingsseksjon for hver fase oppviklet på kjernen for å omslutte det magnetiske material og forbundet med inngangsklemmene sammen med de tilsvarende hovedviklingsseksjoner og de seriekoblede kondesatorer, omkoblere for hver viklingsseksjon av den flerfasede hovedstatorvikling, og en triggerkilde for omkoblerne, som er anordnet for samarbeidet med triggerkilden samt kondensatoren og viklingsseksjonen for hver fase av flerfaseviklingen for derved å frembringe strømgjennomgång etter tur i motsatte retninger i viklingene.

2. Flerfasemotor som angitt i krav 1, og som omfatter en triggerkilde for hver fase, samt organer for å styre utløsningen av hver triggerkilde i sådan rekkefølge at det påkrevede faseforhold mellom de forskjellige faseviklinger frembringes.

3. Flerfasemotor som angitt i krav 2, karakterisert ved at hver triggerkilde er innrettet for å drives ved variable frekvens for derved å kunne variere triggersignalenes frekvens til omkoblerne, motorens driftsfrekvens og motorhastigheten.

4. Flerfasemotor som angitt i krav 3, hvor hver triggerkilde omfatter en relaksasjonsosillator, som avgir pulser i rekkefølge.

5. Flerfasemotor som angitt i krav 3 eller 4, hvor omkoblerne samt kondesatoren og viklingsseksjonen i hver fasevikling frembringer en vekselspenningskilde for motoren, idet vekselspenningen har form av en firkant-bølge.

6. Flerfasemotor som angitt i krav 5, hvor omkoblerne i hver fasevikling omfatter to seriekoblede styrte silisiumlikerettere- (SCR) med dioder koblet med motsatt lederetning over hver likeretter, hvorav den ene er seriekoblet med hovedviklingen og kondensatoren, og den annen er koblet parallelt med hovedviklingen.

7. Flerfasemotor som angitt i krav 1, hvor likestrøms-kilden er utledet fra en likerettet flerfaset spennings-kilde.

8. Flerfasemotor som angitt i krav 1 — 7, hvor reguleringsviklingen og hovedviklingene har motsatt vikle— retning.

9. Elektrisk motor som angitt i krav 8, hvor den samlede flukstetthet fra hoved— og reguleringsviklingen som ligger hovedsakelig radialt inntil hverandre er lav ved lav belastning, men øker med tiltagende belastning etterhvert som den frembragte fluks fra de forskjellige viklinger adderer seg til hverandre.

10. Motor som angitt i krav 1-9, hvor såvel hovedviklingene som reguleringsviklingene danner flere magnetpoler, som er således anordnet at midten av hovedviklingens poler magnetisk overlapper reguleringsviklingens magnetpoler, mens midten av reguleringenes poler magnetisk overlapper hovedviklingenes magnetpoler.

11. Motor som angitt i krav 1—9, hvor såvel hovedviklingene som reguleringsviklingene danner flere magnetpoler, idet midten av reguleringsviklingenes magnetpoler er magnetisk anordnet hovedsakelig mellom hovedviklingenes poler.

12. Motor som angitt i krav 10 eller 11, hvor "reguleringsviklingene er anordnet radialt utenfor hovedviklingene, således at mellomrommet mellom hovedviklingene og roterer og dermed hovedviklingenes reaktans nedsettes til et minimum.

13. Motor som angitt i krav 1 — 12, hvor hovedviklingene er oppviklet radialt på utsiden av reguleringsviklingene, for derved å øke motorens startmoment og løsrivnings-moment.

14. Motor som angitt i krav 1 — 13, og som har tre faser, idet hovedviklingens forskjellige faser er angitt ved bokstavene A, B, og C, mens reguleringsviklingens fase er angitt ved bokstavene A', B' og C', og den hovedsakelig radiale innbyrdes innretting av hoved- og reguleringsviklingenes faser er henhv. AB', BC' og CA <1> .

15. Motor som angitt i krav 1—14, og som har tre faser hvor vektorforholdet mellom strømmene i henhv. hovedviklingene og de radialt inntilliggende regulerings— viklinger er hovedsakelig i fase ved null—belastning og kommer i inntagende grad ut av fase ved økende belastning.

16. Motor som angitt i krav 1-15, hvor hovedviklingene og kondensatorne er sammenkoblet i stjernekobling, og reguleringsviklingene også er sammenkoblet i stjernekobling.

17. Motor som angitt i krav 1-15, hvori hovedviklingene og kondesatorene er sammenkoblet i trekantkobling, og reguleringsviklingene også er innbyrdes sammenkoblet i trekantkobling.

18. Motor som angitt i krav 1 - 15, hvori hovedviklingene og kondesatorne er sammenkoblet i trekantkobling, mens reguleringsviklingene er sammenkoblet i stjernekobling.

19. Motor som angitt i krav 1-15, hvori hovedviklingene og kondensatorne er sammenkoblet i stjernekobling, mens reguleringsviklingene er sammenkoblet i trekantkobling.

20. Motor som angitt i krav 1-19, hvor likespennings-kilden utledes fra en likerettet flerfaset vekselspenningskilde.

21. Motor som angitt i krav 1-20, hvor hver av kondensatorene er innrettet for å opplades til en spenning som når den kommer i tillegg til vekselspenningen er tilstrekkelig til å frembringe en voltsekundverdi over statorkjernens magnetiske material som er større enn den maksimale voltsekundverdi for dette magnetiske material, således at det magnetiske material periodisk vil drives til metning i motsatte retninger ved polari-tetsforandringer i de forskjellige faser av nevnte flerfasede vekselspenning.

22. Elektrisk flerfasemaskin som omfatter en stator méd;.en kjerne av magnetisk material, en rotor, en flerfaset hovedsatatorvikling med en viklingsseksjon for hver fase oppviklet på kjernen for å omslutte det magnetiske material, flere inngangsklemmer innrettet for å kobles til en likestrømskilde, flere kondensatorer, utstyr for å koble hver fase av hovedviklingen i serie med en av nevnte kondensatorer, idet denne seriekretsf orbindes med inngangsklemmene, en flerfaset reguleringsvikling med en viklingsseksjon for hver fase oppviklet på kjernen for å omslutte det magnetiske material og forbundet med inngangsklemmene sammen med de tilsvarende hovedviklinger og de seriekoblede kondensatorer, omkoblere for hver fasevikling av statorviklingen, og en triggerkilde for omkoblerne, som er anordnet for sammen med triggerkilden samt kondensatoren og viklingsseksjonen for hver fase av den flerfasede vikling å tillate strømgjennomgang etter tur i motsatte retninger i viklingene.

23. Flerfasemaskin som angitt i krav 22, hvor logiske kretser bestemmer utløsningen av triggerkilden i rekke-?-følge for hver fase for å frembringe det påkrevede faseforhold mellom de forskjellige faser, idet hver triggerkilde er innrettet for å drives ved forskjellige frekvenser for å kunne variere frekvensen av trigg-signalene til omkoblerne, samt maskinens driftsfrekvens og hastighet.

24. Flerf asemaskin som angitt i kra^ v 2 2 eller 23, og hvor reguleringsviklingene og hovedviklingene har innbyrdes motsatt viklingsretning.

25. Motor som angitt i krav 1 - 21 og omfatter logiske organer som bestemmer utløsningen av hver triggerkilde etter tur for å frembringe det påkrevede faseforhold mellom fasene.

26. Flerfasemotor som angitt i krav 25, hvor omkoblerne for hver fasevikling omfatter to seriekoblede styrte silisiumlikerettere (SCR) med dioder med motsatt lederetning koblet over hver likeretter, hvorav den ene er seriekoblet med hovedviklingen og kondensatoren, mens den annen er koblet i parallell med hovedviklingen.