JP3503316B2 - スイッチドリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents
スイッチドリラクタンスモータの制御装置Info
- Publication number
- JP3503316B2 JP3503316B2 JP33958195A JP33958195A JP3503316B2 JP 3503316 B2 JP3503316 B2 JP 3503316B2 JP 33958195 A JP33958195 A JP 33958195A JP 33958195 A JP33958195 A JP 33958195A JP 3503316 B2 JP3503316 B2 JP 3503316B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- motor
- coil
- circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/08—Reluctance motors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Synchronous Machinery (AREA)
- Brushless Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチドリラクタンス
モータに関し、特に電気自動車用の電動機としての使用
に適する。 【０００２】 【従来の技術】従来より電気自動車の駆動源として電動
機が使用されている。この電動機として、簡単な構造で
あるスイッチドリラクタンスモータ（以下ＳＲモータと
称する）の適用が進められている。この種のＳＲモータ
は、例えば、特開平１−２９８９４０号公報に開示され
ている。 【０００３】しかし、ＳＲモータの欠点は騒音が大きい
ことである。このため、従来より騒音低減のために様々
な工夫を凝らしている。 【０００４】本出願人は、パルス幅変調（以下ＰＷＭと
称する）方式を使ってＳＲモータを回転させる技術を、
特願平７−２１４３６３号にて出願した。この技術によ
れば、モータに流れる電流を微調整することによって、
モータに発生する騒音を減少させている。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】一方、ロータ及びステ
ータの極数を増やすことで騒音を低減させようとする技
術がある。これは、ロータ及びステータの極と極との間
の角度差を小さくすることにより、ステータ自身がロー
タとの間の磁力により歪む割合を少なくするものであ
る。また、ステータの極数を増やすと、角度差が小さく
なり、作り易い。更に、無駄なく巻線を巻けるため効率
がよいといった利点もある。 【０００６】しかし、反対に、ロータ及びステータの極
数を増やすとトルクが小さくなるといった欠点もある。
これは、ロータの突極がステータの極から極へ移動する
間の間隔が短くなり、高速回転時には、この間のＰＷＭ
パルスの数が少なくなって、駆動時間が少なくなり、十
分な電流が得られなくなるためである。このため、電気
自動車に応用した場合、最高速度が低くなってしまう。 【０００７】そこで、本発明においては、ＳＲモータに
おいて、振動を低減するとともに、必要なトルクを確保
することを課題とする。 【０００８】 【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに請求項１に記載の発明においては、モータのコイル
の励磁タイミングを定める信号のオンに応じてコイルへ
の通電を許可するとともに、ＰＷＭ信号に応じてコイル
に流れる電流値を制御するスイッチドリラクタンスモー
タの制御装置において、ＰＷＭ信号の起動タイミングを
励磁タイミングを定める信号のオフからオンへの立ち上
がりに同期させた。 【０００９】これにより、モータのコイルの励磁タイミ
ングを定める信号のオンと同時にＰＷＭ信号がスタート
することになり、励磁タイミングのオン期間が短くなっ
ても目標とする電流波形と実際にコイルに流れる電流波
形が略一致し、必要なトルクを確保することができる。 【００１０】 【発明の実施の形態】以下、本発明を図面を参照して説
明する。 【００１１】図１は本発明を使用した構成図であり、電
気自動車の駆動ユニットの主要部分を構成している。こ
の形態の例では、駆動源として、コントローラ１０によ
り制御される１個のＳＲモータ２９が備わっている。コ
ントローラ１０は、シフトレバー、ブレーキスイッチ、
アクセルスイッチ及びアクセル開度センサから入力され
る情報に基づいて、ＳＲモータ２９の駆動を制御する。
制御用の電力はバッテリから供給される。 【００１２】ＳＲモータ２９は図５に示すように、内方
向に向けて突出する極５２ａを有する中空円筒状のステ
ータ５２と、その内部に放射状に極を有するロータ５１
を備える。本形態の例では、ステータ５２の極５２ａの
数を１２極、ロータ５１の極５１ａの数を８極に設定し
ている。ステータ５２の極５２ａにはそれぞれコイル５
３が巻回されている。このコイル５３は４個の１相コイ
ル２５、４個の２相コイル２６、４個の３相コイル２７
からなる。図１において、このコイル２５〜２７の内１
つを通電すると、コイルと極との間に吸引力が働き、ロ
ータ５１が回転する。このロータ５１の回転を角度セン
サ２８により検出し、コイル２５〜２７への通電の組合
せをロータ５１の回転とともに順次１相、２相、３相と
切換えることでロータ５１が連続回転する。 【００１３】コントローラ１０の内部には、ＣＰＵ（マ
イクロコンピュータ）１５、入力インターフェース１
７、マップ用メモリ１８、電源回路１４、電流波形生成
回路１２、比較回路１１、出力判定回路１３、１相ドラ
イバ１９、２相ドライバ２０、及び３相ドライバ２１が
備わっている。入力インターフェース１７には、車両に
備え付けられた図示しないシフトレバー、ブレーキスイ
ッチ、アクセルスイッチ、アクセル開度センサから出力
される信号を受け、ＣＰＵ１５に送る。ＣＰＵ１５はこ
れらの信号から得られる情報を基にＳＲモータ２９の目
標駆動速度及び目標駆動トルクを逐次算出し、その計算
結果に基づいて、ＳＲモータ２９の各コイル２５、２
６、２７に流すべき電流波形を求める。ＣＰＵ１５は得
られた電流波形をマップ用メモリ１８から読みだし、電
流波形生成回路１２内に備えられた双方向メモリ１６に
セットする。 【００１４】各コイルへの通電は、図３に示すように、
各コイルの通電開始と終了を定めるモータ励磁タイミン
グと、通電時の電流量を調整するＰＷＭ信号とによって
制御される。モータ励磁タイミングは双方向メモリ１６
に記憶され、角度センサ２８の検出値とを比較されて、
設定されたタイミングに回転角度が達したとき、各コイ
ルの励磁を切換えている。また、ＰＷＭ信号は、双方向
メモリ１６に記憶された電流値と各電流センサ２２〜２
４の出力とを比較回路１１にて比較して、その差がゼロ
になるように出力判定回路１３内で生成されて各ドライ
バに送られる。 【００１５】図２に１相ドライバ１９の制御回路部分の
詳細を示す。尚、他の相についても同様の回路構成をし
ている。 【００１６】電流波形生成回路１２はアドレスデコーダ
１２ａ、２つのメモリ１２ｂ、１２ｃ、デジタルアナロ
グコンバータ１２ｅ、出力バッファ１２ｆ及びアンド回
路１２ｇを備えている。メモリ１２ｂにはＣＰＵ１５か
ら送られてきたロータ回転角度に対応した目標電流値が
ロータ回転角度に対応したアドレスに記憶される。メモ
リ１２ｃにはＣＰＵ１５から送られてきたロータ回転角
度に対応したモータ励磁タイミングがロータ回転角度に
対応したアドレスに記憶される。角度センサ２８の出力
はアドレスデコーダ１２ａによりアドレス値に変換さ
れ、メモリ１２ｂ及び１２ｃの読みだしアドレスを指定
する。よって、ＳＲモータ２９の回転角度に応じた目標
電流値がメモリ１２ｂから読み出され、また、その時点
においてコイルを通電するか否かがメモリ１２ｃから読
み出される。メモリ１２ｃから読み出された値はアンド
回路１２ｇを介してＯＮ・ＯＦＦ信号３２として出力さ
れる。尚、アンド回路１２ｇにはＣＰＵ１５からの制御
信号も入力されており、メモリ１２ｃの値に係わらず、
ＯＮ・ＯＦＦ信号３２を強制的にオフにすることもでき
る。 【００１７】メモリ１２ｂから読み出された値はデジタ
ル値であるが、デジタルアナログコンバータ１２ｅによ
りアナログ信号に変換され、出力バッファ１２ｆを介し
て基準電流値３０として比較回路１１のコンパレータ１
１ａの非反転入力端子に送られる。一方、１相ドライバ
１９のコイル１９ｄに流れる電流は電流センサ１９ｃに
より検出され、通電電流値３６としてコンパレータ１１
ａの反転入力端子に送られる。コンパレータ１１ａは基
準電流値３０と通電電流値３６とを比較し、その結果を
電流比較信号３７として出力判定回路１３内のＰＷＭ生
成回路１３ａに出力する。 【００１８】ＰＷＭ生成回路１３ａの内部構造を図４に
示す。ＰＷＭ生成回路１３ａは２つのフリップフロップ
４０、４１、２つのアンド回路４２、４７、オアー回路
４３、１２ｂｉｔカウンタ４４、ラッチ４６及び比較回
路４５を備えている。フリップフロップ４０、４１はク
ロック４８により動作する。フリップフロップ４０はＯ
Ｎ・ＯＦＦ信号３２をＤ端子に受け非反転出力端子より
クロックタイミングに合わせて出力する。フリップフロ
ップ４１はフリップフロップ４０の非反転出力端子の出
力をＤ端子に受け反転出力端子よりクロックタイミング
に合わせて出力する。アンド回路４２はフリップフロッ
プ４０の非反転出力端子の出力及びフリップフロップ４
１の反転出力端子の出力が入力される。よって、アンド
回路４２はＯＮ・ＯＦＦ信号３２がオフからオンになっ
た後、１クロック分だけＨＩレベルとなるトリガ信号４
９を出力することになる。 【００１９】このトリガ信号４９はオアー回路４３を介
して１２ｂｉｔカウンタ４４のリセット端子に送られ
る。１２ｂｉｔカウンタ４４は６２ＭＨｚのＰＷＭクロ
ックをカウントする。オアー回路４３には１２ｂｉｔカ
ウンタ４４のオーバーフロー出力が入力されるので、１
２ｂｉｔカウンタ４４はＯＮ・ＯＦＦ信号３２がオフか
らオンになったタイミングでリセットされてからカウン
トを開始し、オーバーフローするとカウントを中止す
る。 【００２０】ラッチ４６はＣＰＵ１５からのＰＷＭデュ
ーティ指示信号３３を１２ｂｉｔ信号としてラッチす
る。比較回路４５はラッチ４６にラッチされたＰＷＭデ
ューティ指示信号３３と１２ｂｉｔカウンタ４４のカウ
ントアップされる出力とを比較して、１２ｂｉｔカウン
タ４４のカウントアップされる出力がＰＷＭデューティ
指示信号３３より小さいときＨＩレベルの信号を、それ
以外はＬＯレベルの信号を出力する。したがって、比較
回路４５の出力はＰＷＭデューティ指示信号３３の大き
さに応じてＨＩレベルの時間の長さが変化するＰＷＭデ
ューティ信号５４となる。 【００２１】アンド回路４７は電流比較信号３７とＰＷ
Ｍデューティ信号５４とのアンド条件によりＯＮ・ＯＦ
Ｆ信号５０を出力する。したがって、図２において、通
電電流値３６が基準電流値をオーバーするときにはＯＮ
・ＯＦＦ信号５０はオフとなる。また、通電電流値３６
が基準電流値に満たないときにはＰＷＭデューティ指示
信号３３の大きさに応じたＰＷＭデューティ信号がＯＮ
・ＯＦＦ信号５０として出力される。 【００２２】図２において、ＯＮ・ＯＦＦ信号５０は１
相ドライバ１９のアッパー側トランジスタ１９ａのベー
スに接続されている。アッパー側トランジスタ１９ａの
コレクタは電源回路１４から供給される高電位ライン３
４に接続されている。アッパー側トランジスタ１９ａの
エミッタはコイル１９ｄの一端に接続されている。コイ
ル１９ｄの他端はロアー側トランジスタ１９ｆのコレク
タに接続されている。ロアー側トランジスタ１９ｆのエ
ミッタは電源回路１４から供給される低電位ライン３５
に接続されている。ロアー側トランジスタ１９ｆのベー
スにはＯＮ・ＯＦＦ信号３２が入力される。コイル１９
ｄの一端と低電位ライン３５との間にはフライホイール
用ダイオード１９ｂが介挿されている。コイル１９ｄの
他端と高電位ライン３４との間にはフライホイール用ダ
イオード１９ｅが介挿されている。コイル１９ｄに流れ
る電流値は電流センサ１９ｃにより検出される。 【００２３】１相ドライバ１９内においては、アッパー
側トランジスタ１９ａとロアー側トランジスタ１９ｆと
が同時にオンとなったときのみコイル１９ｄに電流が流
れるようになる。アッパー側トランジスタ１９ａはＯＮ
・ＯＦＦ信号５０がオンのときＯＮとなる。ロアー側ト
ランジスタ１９ｆはＯＮ・ＯＦＦ信号３２がオンのとき
オンとなる。よって、図３に示すように、コイル１９ｄ
の実際の励磁はモータ励磁タイミング（ＯＮ・ＯＦＦ信
号３２）がオン、かつ、（ＯＮ・ＯＦＦ信号５０）がオ
ンのときのみオンとなる。 【００２４】ここで、ＰＷＭ信号のオンタイミング（オ
ンの開始）はＯＮ・ＯＦＦ信号３２の立ち上がりに同期
している。したがって、モータ励磁タイミングの開始時
点において、実際の励磁の電流波形は常に同じ波形にで
き、コイルの通電開始時点がずれることはない。 【００２５】この点について、従来においては、図６に
示すように、ＰＷＭ信号のオンタイミングとモータ励磁
タイミングのオンタイミングがずれてしまうことがあ
り、この場合、モータ励磁タイミングの開始時点の１発
めのオン信号の長さが短くなってしまう。このようなタ
イミング不良が発生すると、図７に示すように、従来に
おいては、オン開始クロックのずれのために目標波形に
対して実際の波形の立ち上がりが遅れてしまい、希望す
るトルクよりも実際のトルクが低くなってしまう。特
に、高速回転しているときには、モータ励磁タイミング
のオンの期間が短くなるため、モータ励磁タイミングの
オンの期間中のＰＷＭ信号の回数が少なくなり、トルク
の減少の率が大きくなって、ＳＲモータの最高速度が低
くなってしまう。しかし、本実施態様によれば、目標波
形と実際の波形が一致するので、希望するトルクが得ら
れるようになる。よって、ＳＲモータの最高速度の低下
は発生しない。 【００２６】この現象は、ステータコアとロータの歯の
数を増やしたとき顕著になる。例えば、ステータの歯の
数を増やすと隣り合うステータの歯の間の角度差が小さ
くなり、巻線を巻く空間が矩形に近くなる。よって、ス
テータ自身が作りやすくなる上、隣り合う巻線の間の空
間も減少し、無駄なく巻線を巻けるようになる。また、
巻線の通電時にステータの歯に働く磁力が、多極化によ
り円周方向に分散され、ステータ自身の歪みが小さくな
って、ＳＲモータに顕著に見られる振動の発生が抑えら
れるといった効果もある。このように、ステータコアと
ロータの歯の数を増やすことにはメリットが多いが、ロ
ータ１回転当りのモータ励磁タイミングのオンの回数が
多くなり、同一回転数において、モータ励磁タイミング
のオンの間隔が短くなる。このような場合でも、本実施
態様によれば、ＳＲモータの最高速度の低下は発生しな
いため、モータの最高速度を従来に対して維持したま
ま、効率アップ、コスト低減や振動の低減など、優れた
効果を得ることができる。 【００２７】尚、本実施態様においては、ＣＰＵ１５が
双方向メモリ１６を更新するまでは、双方向メモリ１６
に記憶された電流波形をもとに、高い周波数でモータの
制御が行われる。よって、ＣＰＵ１５自体のスピードは
低くてもかまわないので、低コストのＣＰＵを使用する
ことができる。ここで、ＰＷＭデューティ指示信号３３
により指示するデューティ比を回転角度に応じて変えた
い場合には、双方向メモリ１６に、メモリ１２ｂ、１２
ｃと同様なＰＷＭデューティ指示用メモリを追加し、Ｃ
ＰＵ１５がマップ用メモリ１８から情報を読み出してＰ
ＷＭデューティ指示用メモリにセットするとともに、Ｐ
ＷＭデューティ指示信号３３はこのＰＷＭデューティ指
示用メモリから読み出すようにするとよい。 【００２８】 【発明の効果】請求項１の発明によれば、モータのコイ
ルの励磁タイミングを定める信号のオンと同時にＰＷＭ
信号がスタートすることになり、励磁タイミングのオン
期間が短くなっても目標とする電流波形と実際にコイル
に流れる電流波形が略一致し、必要なトルクを確保する
ことができる。よって、モータの最高速度を従来に対し
て維持したまま、効率アップ、コスト低減や振動の低減
など、優れた効果を得ることができる。
モータに関し、特に電気自動車用の電動機としての使用
に適する。 【０００２】 【従来の技術】従来より電気自動車の駆動源として電動
機が使用されている。この電動機として、簡単な構造で
あるスイッチドリラクタンスモータ（以下ＳＲモータと
称する）の適用が進められている。この種のＳＲモータ
は、例えば、特開平１−２９８９４０号公報に開示され
ている。 【０００３】しかし、ＳＲモータの欠点は騒音が大きい
ことである。このため、従来より騒音低減のために様々
な工夫を凝らしている。 【０００４】本出願人は、パルス幅変調（以下ＰＷＭと
称する）方式を使ってＳＲモータを回転させる技術を、
特願平７−２１４３６３号にて出願した。この技術によ
れば、モータに流れる電流を微調整することによって、
モータに発生する騒音を減少させている。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】一方、ロータ及びステ
ータの極数を増やすことで騒音を低減させようとする技
術がある。これは、ロータ及びステータの極と極との間
の角度差を小さくすることにより、ステータ自身がロー
タとの間の磁力により歪む割合を少なくするものであ
る。また、ステータの極数を増やすと、角度差が小さく
なり、作り易い。更に、無駄なく巻線を巻けるため効率
がよいといった利点もある。 【０００６】しかし、反対に、ロータ及びステータの極
数を増やすとトルクが小さくなるといった欠点もある。
これは、ロータの突極がステータの極から極へ移動する
間の間隔が短くなり、高速回転時には、この間のＰＷＭ
パルスの数が少なくなって、駆動時間が少なくなり、十
分な電流が得られなくなるためである。このため、電気
自動車に応用した場合、最高速度が低くなってしまう。 【０００７】そこで、本発明においては、ＳＲモータに
おいて、振動を低減するとともに、必要なトルクを確保
することを課題とする。 【０００８】 【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに請求項１に記載の発明においては、モータのコイル
の励磁タイミングを定める信号のオンに応じてコイルへ
の通電を許可するとともに、ＰＷＭ信号に応じてコイル
に流れる電流値を制御するスイッチドリラクタンスモー
タの制御装置において、ＰＷＭ信号の起動タイミングを
励磁タイミングを定める信号のオフからオンへの立ち上
がりに同期させた。 【０００９】これにより、モータのコイルの励磁タイミ
ングを定める信号のオンと同時にＰＷＭ信号がスタート
することになり、励磁タイミングのオン期間が短くなっ
ても目標とする電流波形と実際にコイルに流れる電流波
形が略一致し、必要なトルクを確保することができる。 【００１０】 【発明の実施の形態】以下、本発明を図面を参照して説
明する。 【００１１】図１は本発明を使用した構成図であり、電
気自動車の駆動ユニットの主要部分を構成している。こ
の形態の例では、駆動源として、コントローラ１０によ
り制御される１個のＳＲモータ２９が備わっている。コ
ントローラ１０は、シフトレバー、ブレーキスイッチ、
アクセルスイッチ及びアクセル開度センサから入力され
る情報に基づいて、ＳＲモータ２９の駆動を制御する。
制御用の電力はバッテリから供給される。 【００１２】ＳＲモータ２９は図５に示すように、内方
向に向けて突出する極５２ａを有する中空円筒状のステ
ータ５２と、その内部に放射状に極を有するロータ５１
を備える。本形態の例では、ステータ５２の極５２ａの
数を１２極、ロータ５１の極５１ａの数を８極に設定し
ている。ステータ５２の極５２ａにはそれぞれコイル５
３が巻回されている。このコイル５３は４個の１相コイ
ル２５、４個の２相コイル２６、４個の３相コイル２７
からなる。図１において、このコイル２５〜２７の内１
つを通電すると、コイルと極との間に吸引力が働き、ロ
ータ５１が回転する。このロータ５１の回転を角度セン
サ２８により検出し、コイル２５〜２７への通電の組合
せをロータ５１の回転とともに順次１相、２相、３相と
切換えることでロータ５１が連続回転する。 【００１３】コントローラ１０の内部には、ＣＰＵ（マ
イクロコンピュータ）１５、入力インターフェース１
７、マップ用メモリ１８、電源回路１４、電流波形生成
回路１２、比較回路１１、出力判定回路１３、１相ドラ
イバ１９、２相ドライバ２０、及び３相ドライバ２１が
備わっている。入力インターフェース１７には、車両に
備え付けられた図示しないシフトレバー、ブレーキスイ
ッチ、アクセルスイッチ、アクセル開度センサから出力
される信号を受け、ＣＰＵ１５に送る。ＣＰＵ１５はこ
れらの信号から得られる情報を基にＳＲモータ２９の目
標駆動速度及び目標駆動トルクを逐次算出し、その計算
結果に基づいて、ＳＲモータ２９の各コイル２５、２
６、２７に流すべき電流波形を求める。ＣＰＵ１５は得
られた電流波形をマップ用メモリ１８から読みだし、電
流波形生成回路１２内に備えられた双方向メモリ１６に
セットする。 【００１４】各コイルへの通電は、図３に示すように、
各コイルの通電開始と終了を定めるモータ励磁タイミン
グと、通電時の電流量を調整するＰＷＭ信号とによって
制御される。モータ励磁タイミングは双方向メモリ１６
に記憶され、角度センサ２８の検出値とを比較されて、
設定されたタイミングに回転角度が達したとき、各コイ
ルの励磁を切換えている。また、ＰＷＭ信号は、双方向
メモリ１６に記憶された電流値と各電流センサ２２〜２
４の出力とを比較回路１１にて比較して、その差がゼロ
になるように出力判定回路１３内で生成されて各ドライ
バに送られる。 【００１５】図２に１相ドライバ１９の制御回路部分の
詳細を示す。尚、他の相についても同様の回路構成をし
ている。 【００１６】電流波形生成回路１２はアドレスデコーダ
１２ａ、２つのメモリ１２ｂ、１２ｃ、デジタルアナロ
グコンバータ１２ｅ、出力バッファ１２ｆ及びアンド回
路１２ｇを備えている。メモリ１２ｂにはＣＰＵ１５か
ら送られてきたロータ回転角度に対応した目標電流値が
ロータ回転角度に対応したアドレスに記憶される。メモ
リ１２ｃにはＣＰＵ１５から送られてきたロータ回転角
度に対応したモータ励磁タイミングがロータ回転角度に
対応したアドレスに記憶される。角度センサ２８の出力
はアドレスデコーダ１２ａによりアドレス値に変換さ
れ、メモリ１２ｂ及び１２ｃの読みだしアドレスを指定
する。よって、ＳＲモータ２９の回転角度に応じた目標
電流値がメモリ１２ｂから読み出され、また、その時点
においてコイルを通電するか否かがメモリ１２ｃから読
み出される。メモリ１２ｃから読み出された値はアンド
回路１２ｇを介してＯＮ・ＯＦＦ信号３２として出力さ
れる。尚、アンド回路１２ｇにはＣＰＵ１５からの制御
信号も入力されており、メモリ１２ｃの値に係わらず、
ＯＮ・ＯＦＦ信号３２を強制的にオフにすることもでき
る。 【００１７】メモリ１２ｂから読み出された値はデジタ
ル値であるが、デジタルアナログコンバータ１２ｅによ
りアナログ信号に変換され、出力バッファ１２ｆを介し
て基準電流値３０として比較回路１１のコンパレータ１
１ａの非反転入力端子に送られる。一方、１相ドライバ
１９のコイル１９ｄに流れる電流は電流センサ１９ｃに
より検出され、通電電流値３６としてコンパレータ１１
ａの反転入力端子に送られる。コンパレータ１１ａは基
準電流値３０と通電電流値３６とを比較し、その結果を
電流比較信号３７として出力判定回路１３内のＰＷＭ生
成回路１３ａに出力する。 【００１８】ＰＷＭ生成回路１３ａの内部構造を図４に
示す。ＰＷＭ生成回路１３ａは２つのフリップフロップ
４０、４１、２つのアンド回路４２、４７、オアー回路
４３、１２ｂｉｔカウンタ４４、ラッチ４６及び比較回
路４５を備えている。フリップフロップ４０、４１はク
ロック４８により動作する。フリップフロップ４０はＯ
Ｎ・ＯＦＦ信号３２をＤ端子に受け非反転出力端子より
クロックタイミングに合わせて出力する。フリップフロ
ップ４１はフリップフロップ４０の非反転出力端子の出
力をＤ端子に受け反転出力端子よりクロックタイミング
に合わせて出力する。アンド回路４２はフリップフロッ
プ４０の非反転出力端子の出力及びフリップフロップ４
１の反転出力端子の出力が入力される。よって、アンド
回路４２はＯＮ・ＯＦＦ信号３２がオフからオンになっ
た後、１クロック分だけＨＩレベルとなるトリガ信号４
９を出力することになる。 【００１９】このトリガ信号４９はオアー回路４３を介
して１２ｂｉｔカウンタ４４のリセット端子に送られ
る。１２ｂｉｔカウンタ４４は６２ＭＨｚのＰＷＭクロ
ックをカウントする。オアー回路４３には１２ｂｉｔカ
ウンタ４４のオーバーフロー出力が入力されるので、１
２ｂｉｔカウンタ４４はＯＮ・ＯＦＦ信号３２がオフか
らオンになったタイミングでリセットされてからカウン
トを開始し、オーバーフローするとカウントを中止す
る。 【００２０】ラッチ４６はＣＰＵ１５からのＰＷＭデュ
ーティ指示信号３３を１２ｂｉｔ信号としてラッチす
る。比較回路４５はラッチ４６にラッチされたＰＷＭデ
ューティ指示信号３３と１２ｂｉｔカウンタ４４のカウ
ントアップされる出力とを比較して、１２ｂｉｔカウン
タ４４のカウントアップされる出力がＰＷＭデューティ
指示信号３３より小さいときＨＩレベルの信号を、それ
以外はＬＯレベルの信号を出力する。したがって、比較
回路４５の出力はＰＷＭデューティ指示信号３３の大き
さに応じてＨＩレベルの時間の長さが変化するＰＷＭデ
ューティ信号５４となる。 【００２１】アンド回路４７は電流比較信号３７とＰＷ
Ｍデューティ信号５４とのアンド条件によりＯＮ・ＯＦ
Ｆ信号５０を出力する。したがって、図２において、通
電電流値３６が基準電流値をオーバーするときにはＯＮ
・ＯＦＦ信号５０はオフとなる。また、通電電流値３６
が基準電流値に満たないときにはＰＷＭデューティ指示
信号３３の大きさに応じたＰＷＭデューティ信号がＯＮ
・ＯＦＦ信号５０として出力される。 【００２２】図２において、ＯＮ・ＯＦＦ信号５０は１
相ドライバ１９のアッパー側トランジスタ１９ａのベー
スに接続されている。アッパー側トランジスタ１９ａの
コレクタは電源回路１４から供給される高電位ライン３
４に接続されている。アッパー側トランジスタ１９ａの
エミッタはコイル１９ｄの一端に接続されている。コイ
ル１９ｄの他端はロアー側トランジスタ１９ｆのコレク
タに接続されている。ロアー側トランジスタ１９ｆのエ
ミッタは電源回路１４から供給される低電位ライン３５
に接続されている。ロアー側トランジスタ１９ｆのベー
スにはＯＮ・ＯＦＦ信号３２が入力される。コイル１９
ｄの一端と低電位ライン３５との間にはフライホイール
用ダイオード１９ｂが介挿されている。コイル１９ｄの
他端と高電位ライン３４との間にはフライホイール用ダ
イオード１９ｅが介挿されている。コイル１９ｄに流れ
る電流値は電流センサ１９ｃにより検出される。 【００２３】１相ドライバ１９内においては、アッパー
側トランジスタ１９ａとロアー側トランジスタ１９ｆと
が同時にオンとなったときのみコイル１９ｄに電流が流
れるようになる。アッパー側トランジスタ１９ａはＯＮ
・ＯＦＦ信号５０がオンのときＯＮとなる。ロアー側ト
ランジスタ１９ｆはＯＮ・ＯＦＦ信号３２がオンのとき
オンとなる。よって、図３に示すように、コイル１９ｄ
の実際の励磁はモータ励磁タイミング（ＯＮ・ＯＦＦ信
号３２）がオン、かつ、（ＯＮ・ＯＦＦ信号５０）がオ
ンのときのみオンとなる。 【００２４】ここで、ＰＷＭ信号のオンタイミング（オ
ンの開始）はＯＮ・ＯＦＦ信号３２の立ち上がりに同期
している。したがって、モータ励磁タイミングの開始時
点において、実際の励磁の電流波形は常に同じ波形にで
き、コイルの通電開始時点がずれることはない。 【００２５】この点について、従来においては、図６に
示すように、ＰＷＭ信号のオンタイミングとモータ励磁
タイミングのオンタイミングがずれてしまうことがあ
り、この場合、モータ励磁タイミングの開始時点の１発
めのオン信号の長さが短くなってしまう。このようなタ
イミング不良が発生すると、図７に示すように、従来に
おいては、オン開始クロックのずれのために目標波形に
対して実際の波形の立ち上がりが遅れてしまい、希望す
るトルクよりも実際のトルクが低くなってしまう。特
に、高速回転しているときには、モータ励磁タイミング
のオンの期間が短くなるため、モータ励磁タイミングの
オンの期間中のＰＷＭ信号の回数が少なくなり、トルク
の減少の率が大きくなって、ＳＲモータの最高速度が低
くなってしまう。しかし、本実施態様によれば、目標波
形と実際の波形が一致するので、希望するトルクが得ら
れるようになる。よって、ＳＲモータの最高速度の低下
は発生しない。 【００２６】この現象は、ステータコアとロータの歯の
数を増やしたとき顕著になる。例えば、ステータの歯の
数を増やすと隣り合うステータの歯の間の角度差が小さ
くなり、巻線を巻く空間が矩形に近くなる。よって、ス
テータ自身が作りやすくなる上、隣り合う巻線の間の空
間も減少し、無駄なく巻線を巻けるようになる。また、
巻線の通電時にステータの歯に働く磁力が、多極化によ
り円周方向に分散され、ステータ自身の歪みが小さくな
って、ＳＲモータに顕著に見られる振動の発生が抑えら
れるといった効果もある。このように、ステータコアと
ロータの歯の数を増やすことにはメリットが多いが、ロ
ータ１回転当りのモータ励磁タイミングのオンの回数が
多くなり、同一回転数において、モータ励磁タイミング
のオンの間隔が短くなる。このような場合でも、本実施
態様によれば、ＳＲモータの最高速度の低下は発生しな
いため、モータの最高速度を従来に対して維持したま
ま、効率アップ、コスト低減や振動の低減など、優れた
効果を得ることができる。 【００２７】尚、本実施態様においては、ＣＰＵ１５が
双方向メモリ１６を更新するまでは、双方向メモリ１６
に記憶された電流波形をもとに、高い周波数でモータの
制御が行われる。よって、ＣＰＵ１５自体のスピードは
低くてもかまわないので、低コストのＣＰＵを使用する
ことができる。ここで、ＰＷＭデューティ指示信号３３
により指示するデューティ比を回転角度に応じて変えた
い場合には、双方向メモリ１６に、メモリ１２ｂ、１２
ｃと同様なＰＷＭデューティ指示用メモリを追加し、Ｃ
ＰＵ１５がマップ用メモリ１８から情報を読み出してＰ
ＷＭデューティ指示用メモリにセットするとともに、Ｐ
ＷＭデューティ指示信号３３はこのＰＷＭデューティ指
示用メモリから読み出すようにするとよい。 【００２８】 【発明の効果】請求項１の発明によれば、モータのコイ
ルの励磁タイミングを定める信号のオンと同時にＰＷＭ
信号がスタートすることになり、励磁タイミングのオン
期間が短くなっても目標とする電流波形と実際にコイル
に流れる電流波形が略一致し、必要なトルクを確保する
ことができる。よって、モータの最高速度を従来に対し
て維持したまま、効率アップ、コスト低減や振動の低減
など、優れた効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の構成図。
【図２】図１の詳細構成図。
【図３】本発明の実施形態のタイミングチャート。
【図４】図２の出力判定回路の詳細回路図。
【図５】図１のＳＲモータの平面図。
【図６】従来技術のタイミングチャート。
【図７】本発明と従来技術の波形比較図。
【符号の説明】
１０ コントローラ
１１ 比較回路
１１ａ コンパレータ
１２ 電流波形生成回路
１２ａ アドレスデコーダ
１２ｂ、１２ｃ メモリ
１２ｅ デジタルアナログコンバータ
１２ｆ 出力バッファ
１２ｇ アンド回路
１３ 出力判定回路
１３ａ ＰＷＭ生成回路
１４ 電源回路
１５ ＣＰＵ
１６ 双方向メモリ
１７ インターフェース
１８ マップ用メモリ
１９ １相ドライバ
１９ａ アッパー側トランジスタ
１９ｂ フライホイール用ダイオード
１９ｃ 電流センサ
１９ｄ コイル
１９ｅ フライホイール用ダイオード
１９ｆ ロアー側トランジスタ
２１ ドライバ
２２〜２４ 電流センサ
２５、２６、２７、５３ コイル
２８ 角度センサ
２９ ＳＲモータ
３０ 基準電流値
３２、５０ ＯＮ・ＯＦＦ信号
３３ ＰＷＭデューティ指示信号
３４ 高電位ライン
３５ 低電位ライン
３６ 通電電流値
３７ 電流比較信号
４０、４１ フリップフロップ
４２、４７ アンド回路
４３ オアー回路
４４ １２ｂｉｔカウンタ
４５ 比較回路
４６ ラッチ
４８ クロック
４９ トリガ信号
５１ ロータ
５１ａ、５２ａ 極
５２ ステータ
５４ ＰＷＭデューティ信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 7/05
B60L 3/00
B60L 11/18
H02K 19/10
H02K 29/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 モータのコイルの励磁タイミングを定め
る信号のオンに応じてコイルへの通電を許可するととも
に、パルス幅変調信号に応じてコイルに流れる電流値を
制御するスイッチドリラクタンスモータの制御装置にお
いて、 パルス幅変調信号の起動タイミングを励磁タイミングを
定める信号のオフからオンへの立ち上がりに同期させる
ことを特徴とするスイッチドリラクタンスモータの制御
装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33958195A JP3503316B2 (ja) | 1995-12-26 | 1995-12-26 | スイッチドリラクタンスモータの制御装置 |
| DE19654040A DE19654040A1 (de) | 1995-12-26 | 1996-12-23 | Steuerungsvorrichtung für geschalteten Reluktanzmotor |
| US08/772,576 US5754024A (en) | 1995-12-26 | 1996-12-26 | Control device for switched reluctance motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33958195A JP3503316B2 (ja) | 1995-12-26 | 1995-12-26 | スイッチドリラクタンスモータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09182490A JPH09182490A (ja) | 1997-07-11 |
| JP3503316B2 true JP3503316B2 (ja) | 2004-03-02 |
Family
ID=18328834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33958195A Expired - Fee Related JP3503316B2 (ja) | 1995-12-26 | 1995-12-26 | スイッチドリラクタンスモータの制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5754024A (ja) |
| JP (1) | JP3503316B2 (ja) |
| DE (1) | DE19654040A1 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100210080B1 (ko) * | 1996-11-01 | 1999-07-15 | 윤종용 | 스위치드 릴럭턴스 모터의 구동 제어 장치 |
| KR100294209B1 (ko) * | 1997-03-20 | 2001-07-12 | 윤종용 | 스위치드릴럭턴스모터의전류제어장치 |
| DE19743380C1 (de) * | 1997-09-30 | 1999-03-25 | Emf 97 Gmbh | Reluktanzmotor |
| US6020712A (en) * | 1998-02-23 | 2000-02-01 | Precise Power Corporation | Rotor control for synchronous AC machines |
| JP2000287488A (ja) * | 1999-03-31 | 2000-10-13 | Aisin Seiki Co Ltd | 電気モータの通電制御装置 |
| EP1208635B1 (en) * | 1999-08-17 | 2005-11-02 | Black & Decker Inc. | Control of an electrical reluctance machine |
| DE19961798C2 (de) | 1999-12-22 | 2001-11-15 | Daimler Chrysler Ag | Verfahren und Anordnung zur Regelung des Stroms in einer geschalteten Reluktanzmaschine |
| US6552979B1 (en) * | 2000-10-30 | 2003-04-22 | Cirrus Logic, Inc. | Optical servo control circuits and methods using pulse width modulation and offset control for driving an electromechanical motor |
| US6803740B2 (en) * | 2002-10-25 | 2004-10-12 | Delphi Technologies, Inc. | Method and apparatus for determining phase current of switched reluctance electric machines |
| US6987375B2 (en) | 2002-10-30 | 2006-01-17 | Delphi Technologies, Inc. | Dual-stage drive for switched reluctance electric machines |
| US20050153932A1 (en) * | 2003-10-08 | 2005-07-14 | Sprengers Erik D. | Controlled muscle relaxation |
| US7336059B2 (en) * | 2005-11-15 | 2008-02-26 | General Electric Company | System and method for charging and discharging a superconducting coil |
| JP5709464B2 (ja) * | 2010-10-29 | 2015-04-30 | ダイハツ工業株式会社 | モータ駆動制御装置 |
| KR20140086496A (ko) * | 2012-12-28 | 2014-07-08 | 삼성전기주식회사 | Srm 제어 방법 및 이러한 방법을 사용하는 장치 |
| US9240748B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-01-19 | Hengchun Mao | Dynamically reconfigurable motor and generator systems |
| US9800193B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-10-24 | Hengchun Mao | Dynamically reconfigurable motors and generators and systems |
| US9337767B2 (en) * | 2013-06-28 | 2016-05-10 | The Board Of Regents, The University Of Texas System | Single bus star connected reluctance drive and method |
| JP6591368B2 (ja) | 2016-07-27 | 2019-10-16 | 株式会社東芝 | モータ制御用デバイス |
| US10951150B2 (en) * | 2017-08-15 | 2021-03-16 | Quanten Technologies, Inc. | Motor system with distributed winding structures |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2912710C3 (de) * | 1979-03-30 | 1982-02-25 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Abstimmschaltung für einen Empfänger, deren Abstimmlage von dem Stand eines Zählers bestimmt wird |
| US4707650A (en) * | 1986-10-03 | 1987-11-17 | General Electric Company | Control system for switched reluctance motor |
| US4777419A (en) * | 1987-01-28 | 1988-10-11 | Emerson Electric Co. | Control apparatus and method for operating a switched reluctance motor |
| JPH01298940A (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-01 | Secoh Giken Inc | リラクタンス型２相電動機 |
| DE3819097A1 (de) * | 1988-06-04 | 1989-12-14 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum speisen eines reluktanzmotors |
| US4998053A (en) * | 1988-07-11 | 1991-03-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and apparatus for reducing a current break in a leg that is not participating in the commutation of a three-phase block current fed synchronous machine |
| US4896088A (en) * | 1989-03-31 | 1990-01-23 | General Electric Company | Fault-tolerant switched reluctance machine |
| JPH03293993A (ja) * | 1990-04-06 | 1991-12-25 | Fanuc Ltd | 可変リラクタンスモータの駆動方式 |
| JPH07274570A (ja) * | 1994-03-31 | 1995-10-20 | Aisin Seiki Co Ltd | スイッチドレラクタンスモ−タの制御装置 |
| US5440218A (en) * | 1994-07-13 | 1995-08-08 | General Electric Company | Reversible switched reluctance motor operating without a shaft position sensor |
-
1995
- 1995-12-26 JP JP33958195A patent/JP3503316B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-12-23 DE DE19654040A patent/DE19654040A1/de not_active Withdrawn
- 1996-12-26 US US08/772,576 patent/US5754024A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5754024A (en) | 1998-05-19 |
| JPH09182490A (ja) | 1997-07-11 |
| DE19654040A1 (de) | 1997-07-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3503316B2 (ja) | スイッチドリラクタンスモータの制御装置 | |
| US20100001673A1 (en) | Sensorless technology, estimation of sampled back emf voltage values and/or the sampled inductance values based on the pulse width modulation periods | |
| JP3906429B2 (ja) | 同期モータの駆動装置 | |
| JP2001186693A (ja) | スイッチトリラクタンスモータ | |
| JP3700106B2 (ja) | センサレス・スイッチドリラクタンスモータの駆動回路 | |
| US8264178B2 (en) | Brushless motor control apparatus, brushless motor and control method of brushless motor | |
| US6351091B1 (en) | Electronically commutatable motor | |
| JPH08205581A (ja) | スイッチドリラクタンスモータ | |
| JP3826499B2 (ja) | 電気モータの通電制御装置 | |
| JPH07115791A (ja) | 電気自動車用制御装置 | |
| JP6951008B1 (ja) | センサレスモータの回転子位置検出方法及びセンサレスモータ駆動方法 | |
| JP2001037278A (ja) | ブラシレスｄｃモータの駆動回路 | |
| JP2002281784A (ja) | モータの駆動制御装置 | |
| JP2019161933A (ja) | ブラシレスモータ | |
| JP6643968B2 (ja) | Ｓｒモータ制御システム及びｓｒモータ制御方法 | |
| JP3393366B2 (ja) | センサレスモータの回転子位置検出装置及びその方法 | |
| JP2021182788A (ja) | モータ制御装置、モータユニット、モータ制御方法 | |
| JP3393367B2 (ja) | センサレスモータの回転子位置検出装置及びその方法 | |
| JP4052063B2 (ja) | Ｓｒモータの制御装置 | |
| JP3427251B2 (ja) | センサレスモータの回転子位置検出装置及びその方法 | |
| JP3089025B2 (ja) | ステッピングモータの制御方法および制御装置 | |
| JPH0819297A (ja) | ステッピングモータの制御装置 | |
| JP2931164B2 (ja) | ブラシレスモータの駆動回路 | |
| JP2001309685A (ja) | ブラシレスモータの駆動制御方法および駆動制御装置 | |
| JPH0336237Y2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20031201 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |