JP2001037278A - ブラシレスｄｃモータの駆動回路 - Google Patents
ブラシレスｄｃモータの駆動回路Info
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- JP2001037278A JP2001037278A JP11205604A JP20560499A JP2001037278A JP 2001037278 A JP2001037278 A JP 2001037278A JP 11205604 A JP11205604 A JP 11205604A JP 20560499 A JP20560499 A JP 20560499A JP 2001037278 A JP2001037278 A JP 2001037278A
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Abstract
(57)【要約】
【目 的】 本発明は 三相ブラシレスＤＣモータをＰ
ＷＭ駆動する場合のソフトスイッシングに関するもの
で、モータの騒音低減を目的とするものである。 【構 成】 モータ巻線をバイポーラ通電し、同期化し
た２ヶのＰＷＭ信号を配置し、セレクト回路でＰＷＭ信
号を選択し、通電初期６０度をＰＷＭ１ヶで、次の６０
度をベタＯＮで、通電末期をＰＷＭ２で通電し、通電中
のＰＷＭの幅に応じて、徐々にＯＮデューティを狭め
て、滑らかに電流を低下させることで実現する。
ＷＭ駆動する場合のソフトスイッシングに関するもの
で、モータの騒音低減を目的とするものである。 【構 成】 モータ巻線をバイポーラ通電し、同期化し
た２ヶのＰＷＭ信号を配置し、セレクト回路でＰＷＭ信
号を選択し、通電初期６０度をＰＷＭ１ヶで、次の６０
度をベタＯＮで、通電末期をＰＷＭ２で通電し、通電中
のＰＷＭの幅に応じて、徐々にＯＮデューティを狭め
て、滑らかに電流を低下させることで実現する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ駆動する三相ブ
ラシレスＤＣモータの騒音、効率を改善するためのモー
タ駆動装置に関するものである。
ラシレスＤＣモータの騒音、効率を改善するためのモー
タ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】三相ブラシレスＤＣモータの低騒音化は
重要な課題となっている。モータ巻線への通電方法とし
ては、バイポーラの１２０度通電が安価で効率が良いた
め現在主流となっている。また、小型で比較的出力の小
さなモータでは、モータ巻線の電流を制御し、三相の相
切り替え毎にソフトスイッチングして低騒音化を実現し
ている。しかしながら、ある程度出力の大きなモータを
駆動する場合、特に速度やトルクの制御等があると、電
源電源とモータ巻線間の印加電圧が大きくなり、駆動回
路の出力段でモータ巻線を駆動するパワートランジスタ
の電力損失が非常に大きくなるため、ＰＷＭ駆動するの
が一般的である。
重要な課題となっている。モータ巻線への通電方法とし
ては、バイポーラの１２０度通電が安価で効率が良いた
め現在主流となっている。また、小型で比較的出力の小
さなモータでは、モータ巻線の電流を制御し、三相の相
切り替え毎にソフトスイッチングして低騒音化を実現し
ている。しかしながら、ある程度出力の大きなモータを
駆動する場合、特に速度やトルクの制御等があると、電
源電源とモータ巻線間の印加電圧が大きくなり、駆動回
路の出力段でモータ巻線を駆動するパワートランジスタ
の電力損失が非常に大きくなるため、ＰＷＭ駆動するの
が一般的である。
【０００３】第３図はこのようなＰＷＭ駆動回路の一例
である。図において１はモータ内蔵の多極着磁されたロ
ータマグネット、２はモータ内蔵のホール素子群、３は
２の信号を増幅する増幅器群、４は３の三相１２０度位
相差の信号でバイポーラ１２０度通電するための信号を
発生するロジック回路、５は回転速度の指令電圧、６は
ＤＣ電圧をある周波数のＰＷＭ波形に変換するＰＷＭ回
路、７は４の出力信号を６のＰＷＭ信号でスイッチング
する下トランジスタ群、８はモータ巻線を駆動するイン
バータ回路のパワートランジスタ群、９はモータのモー
タ巻線群で、１１はインバータ回路の電源に接続された
電解コンデンサである。
である。図において１はモータ内蔵の多極着磁されたロ
ータマグネット、２はモータ内蔵のホール素子群、３は
２の信号を増幅する増幅器群、４は３の三相１２０度位
相差の信号でバイポーラ１２０度通電するための信号を
発生するロジック回路、５は回転速度の指令電圧、６は
ＤＣ電圧をある周波数のＰＷＭ波形に変換するＰＷＭ回
路、７は４の出力信号を６のＰＷＭ信号でスイッチング
する下トランジスタ群、８はモータ巻線を駆動するイン
バータ回路のパワートランジスタ群、９はモータのモー
タ巻線群で、１１はインバータ回路の電源に接続された
電解コンデンサである。
【０００４】第４図は第３図の各部の信号波形を示すタ
イムチャートである。第４図において４−ａ、４−ｂは
インバータ回路８のＵ相上下アームトランジスタのベー
スに印加される信号を示すもので、上アームは電気角１
２０度通電区間でＰＷＭ１００％ＯＮ状態であるベタＯ
Ｎとし、下アームトランジスタは速度指令電圧５に基づ
くＰＷＭ信号が印加されている。同様に４−ｃ、４−ｄ
はＶ相であり、４−ｅ、４−ｆはＷ相を示し、いずれも
インバータ回路８の下アームトランジスタをＰＷＭ制御
している。このように上下アームトランジスタのいずれ
か一方でＰＷＭ制御するのが最も一般的である。４−
ｇ、４−ｈ、４−ｉはＵ、Ｖ、Ｗ相のモータ巻線９に流
れる電流波形である。電流波形センター部には他相の相
切り換えによる落ち込みがあり、通電末期部は急峻な立
ち下がりが生じている。
イムチャートである。第４図において４−ａ、４−ｂは
インバータ回路８のＵ相上下アームトランジスタのベー
スに印加される信号を示すもので、上アームは電気角１
２０度通電区間でＰＷＭ１００％ＯＮ状態であるベタＯ
Ｎとし、下アームトランジスタは速度指令電圧５に基づ
くＰＷＭ信号が印加されている。同様に４−ｃ、４−ｄ
はＶ相であり、４−ｅ、４−ｆはＷ相を示し、いずれも
インバータ回路８の下アームトランジスタをＰＷＭ制御
している。このように上下アームトランジスタのいずれ
か一方でＰＷＭ制御するのが最も一般的である。４−
ｇ、４−ｈ、４−ｉはＵ、Ｖ、Ｗ相のモータ巻線９に流
れる電流波形である。電流波形センター部には他相の相
切り換えによる落ち込みがあり、通電末期部は急峻な立
ち下がりが生じている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】以上のような回路構成
では、相切り換え毎のスイッチングによりモータ巻線に
高調波を含む電流が通電され、モータ巻線、固定子、モ
ータケース等を振動させ、その結果として振動が空気を
伝わって騒音となる。
では、相切り換え毎のスイッチングによりモータ巻線に
高調波を含む電流が通電され、モータ巻線、固定子、モ
ータケース等を振動させ、その結果として振動が空気を
伝わって騒音となる。
【０００６】そこで、この点を改善する先行技術とし
て、特開平１０−６６３７５号公報で示すように、３相
モータ巻線の各相通電末期のオン・デューティを徐々に
下げて通電する方法が提案されている。しかしながら、
この先行技術では常時インバータ回路の上下アームトラ
ンジスタをＰＷＭ制御するため、ＰＷＭのＯＮ時にモー
タ巻線に蓄積されたエネルギーはＰＷＭのＯＦＦ時に電
解コンデンサにチャージされ電解コンデンサのリップル
電流が増加する。また、片アームＰＷＭに比較するとイ
ンバータ回路のスイッチング損失の増加やエネルギー循
環回路経路が長くなるため損失増加がある。
て、特開平１０−６６３７５号公報で示すように、３相
モータ巻線の各相通電末期のオン・デューティを徐々に
下げて通電する方法が提案されている。しかしながら、
この先行技術では常時インバータ回路の上下アームトラ
ンジスタをＰＷＭ制御するため、ＰＷＭのＯＮ時にモー
タ巻線に蓄積されたエネルギーはＰＷＭのＯＦＦ時に電
解コンデンサにチャージされ電解コンデンサのリップル
電流が増加する。また、片アームＰＷＭに比較するとイ
ンバータ回路のスイッチング損失の増加やエネルギー循
環回路経路が長くなるため損失増加がある。
【０００７】また、一般的にモータ巻線のインダクタン
スを利用したＰＷＭ制御の場合、インバータ回路の上ア
ームトランジスタ又は下アームトランジスタで制御をか
ける。第５図の５−ａは上 アームトランジスタ８Ｕ−
３のベースにＰＷＭ信号を印加し、下アームトランジス
タ８Ｗ−６はベタＯＮ状態の場合で、ＰＷＭがＯＦＦ時
にはＯＮ時にモータ巻線９Ｕ、９Ｗに蓄積されたエネル
ギーが破線で示すように、トランジスタ８Ｗ−６、ダイ
オード８Ｕ−１４を循環しモータ巻線に電流供給を継続
する。また、図５−ｂは下アームトランジスタ８Ｗ−６
のベースにＰＷＭ信号を印加し、上アームトランジスタ
８Ｕ−３がベタＯＮ状態の場合で、ＰＷＭがＯＦＦの状
態では図５−ａと同様にダイオード８Ｗ−１１、トラン
ジスタ８Ｕ−３を通してモータ巻線に電流供給を継続す
る。図５−ｃでは、ＰＷＭ制御用の上アーム用トランジ
スタ群７’と下アーム用トランジスタ群７が配置され、
バイポーラ通電のモータ巻線電流波形を制御するためイ
ンバータ回路の上下アームトランジスタのベースにＰＷ
Ｍ信号を印可する必要がある。そのためにインバータ回
路の高速スッチング損失はパワートランジスタ２ヶまた
は３ヶ分に生じる。また、ＰＷＭのＯＦＦ時の電流循環
の経路を示し、モータ巻線９Ｕ、９Ｗからダイオード８
Ｗ−１１、電解コンデンサ１１、ダイオード８Ｕ−１４
を経由してモータ巻線に戻る。本方式では循環の経路が
長くなり、ダイオード１ヶ分の損失と電解コンデンサの
損失が増加する。また、電解コンデンサに流れるリップ
ル電流が増加して電解コンデンサの寿命にも影響する。
本発明は上述のような問題点を解決し、回路効率を悪化
させることなく、モータの振動と騒音を低減する制御回
路を提供することを目的とする。
スを利用したＰＷＭ制御の場合、インバータ回路の上ア
ームトランジスタ又は下アームトランジスタで制御をか
ける。第５図の５−ａは上 アームトランジスタ８Ｕ−
３のベースにＰＷＭ信号を印加し、下アームトランジス
タ８Ｗ−６はベタＯＮ状態の場合で、ＰＷＭがＯＦＦ時
にはＯＮ時にモータ巻線９Ｕ、９Ｗに蓄積されたエネル
ギーが破線で示すように、トランジスタ８Ｗ−６、ダイ
オード８Ｕ−１４を循環しモータ巻線に電流供給を継続
する。また、図５−ｂは下アームトランジスタ８Ｗ−６
のベースにＰＷＭ信号を印加し、上アームトランジスタ
８Ｕ−３がベタＯＮ状態の場合で、ＰＷＭがＯＦＦの状
態では図５−ａと同様にダイオード８Ｗ−１１、トラン
ジスタ８Ｕ−３を通してモータ巻線に電流供給を継続す
る。図５−ｃでは、ＰＷＭ制御用の上アーム用トランジ
スタ群７’と下アーム用トランジスタ群７が配置され、
バイポーラ通電のモータ巻線電流波形を制御するためイ
ンバータ回路の上下アームトランジスタのベースにＰＷ
Ｍ信号を印可する必要がある。そのためにインバータ回
路の高速スッチング損失はパワートランジスタ２ヶまた
は３ヶ分に生じる。また、ＰＷＭのＯＦＦ時の電流循環
の経路を示し、モータ巻線９Ｕ、９Ｗからダイオード８
Ｗ−１１、電解コンデンサ１１、ダイオード８Ｕ−１４
を経由してモータ巻線に戻る。本方式では循環の経路が
長くなり、ダイオード１ヶ分の損失と電解コンデンサの
損失が増加する。また、電解コンデンサに流れるリップ
ル電流が増加して電解コンデンサの寿命にも影響する。
本発明は上述のような問題点を解決し、回路効率を悪化
させることなく、モータの振動と騒音を低減する制御回
路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】モータ巻線通電波形の歪
みを低減するために、全体の通電区間は１２０度よりや
や長くして、通電開始から６０度までの第一区間はＰＷ
Ｍ制御駆動で、次の６０度間の第二区間を１００％ＯＮ
のベタＯＮパルスで、残り６０度の前半の第三区間を徐
々にＰＷＭのＯＮデューティが低減するＰＷＭパルスと
する。この動作はインバータ回路の上下アームのトラン
ジスタを交互にＰＷＭ制御駆動することで高速スイッチ
ング損失は１ヶ又は２ヶ分となり１ヶ分低減される。回
転数やトルクのモータ制御を目的とするＰＷＭのＯＮデ
ューティ変更はインバータ回路のトランジスタ６ヶ中の
１又は２ヶのトランジスタにのみ実行し、上下アームト
ランジスタに交互に移行する。
みを低減するために、全体の通電区間は１２０度よりや
や長くして、通電開始から６０度までの第一区間はＰＷ
Ｍ制御駆動で、次の６０度間の第二区間を１００％ＯＮ
のベタＯＮパルスで、残り６０度の前半の第三区間を徐
々にＰＷＭのＯＮデューティが低減するＰＷＭパルスと
する。この動作はインバータ回路の上下アームのトラン
ジスタを交互にＰＷＭ制御駆動することで高速スイッチ
ング損失は１ヶ又は２ヶ分となり１ヶ分低減される。回
転数やトルクのモータ制御を目的とするＰＷＭのＯＮデ
ューティ変更はインバータ回路のトランジスタ６ヶ中の
１又は２ヶのトランジスタにのみ実行し、上下アームト
ランジスタに交互に移行する。
【０００９】
【作用】モータ巻線への通電開始時には、巻線のインダ
クタンスと抵抗分により巻線電流はその時定数で上昇し
飽和状態に達する。モータ巻線に流れる相電流の通電中
央部を大きくし、正弦波的にするため、通電末期の電流
立下がりは通電開始時の立上り時間に近くなるように設
定する。通電末期にＰＷＭのＯＮデューティを徐々に下
げて、滑らかな通電電流波形にすることができ、通電中
央部での電流の落込みも低減される。また、上述のよう
にインバータ回路の上または下アームトランジスタがＰ
ＷＭ制御されるため、ＰＷＭのＯＮ時にモータ巻線に蓄
積されたエネルギーはＯＦＦ時には第５図5−ａの上ア
ームＰＷＭ制御または５−ｂの下アームＰＷＭ制御の何
れかになるため最短ループを循環しエネルギー損失が少
ない。
クタンスと抵抗分により巻線電流はその時定数で上昇し
飽和状態に達する。モータ巻線に流れる相電流の通電中
央部を大きくし、正弦波的にするため、通電末期の電流
立下がりは通電開始時の立上り時間に近くなるように設
定する。通電末期にＰＷＭのＯＮデューティを徐々に下
げて、滑らかな通電電流波形にすることができ、通電中
央部での電流の落込みも低減される。また、上述のよう
にインバータ回路の上または下アームトランジスタがＰ
ＷＭ制御されるため、ＰＷＭのＯＮ時にモータ巻線に蓄
積されたエネルギーはＯＦＦ時には第５図5−ａの上ア
ームＰＷＭ制御または５−ｂの下アームＰＷＭ制御の何
れかになるため最短ループを循環しエネルギー損失が少
ない。
【００１０】
【実施例】以下、図面により本発明の実施例について説
明する。第１図は、本発明の一実施例を示す回路構成図
である。第１図において１０はロジック回路４の各相か
ら通電切換信号を合成した通電タイミング信号回路、１
２は通電タイミング信号回路１０の信号で鋸波状の信号
を速度指令電圧に加算した電圧波形を発生する波形発生
回路、６’は波形発生回路１２の出力によりＰＷＭのデ
ューティを変化させるＰＷＭ２回路、１３はロジック回
路４の信号でＰＷＭ１回路６とＰＷＭ２回路６’の何れ
かの信号を選択する６回路分のセレクト回路群、７は、
パワートランジスタ群８の上アームトランジスタ用ＰＷ
Ｍ信号印加回路の上トランジスタ群、７はパワートラン
ジスタ群８の下アームトランジスタ用ＰＷＭ信号印加回
路下トランジスタ群である。
明する。第１図は、本発明の一実施例を示す回路構成図
である。第１図において１０はロジック回路４の各相か
ら通電切換信号を合成した通電タイミング信号回路、１
２は通電タイミング信号回路１０の信号で鋸波状の信号
を速度指令電圧に加算した電圧波形を発生する波形発生
回路、６’は波形発生回路１２の出力によりＰＷＭのデ
ューティを変化させるＰＷＭ２回路、１３はロジック回
路４の信号でＰＷＭ１回路６とＰＷＭ２回路６’の何れ
かの信号を選択する６回路分のセレクト回路群、７は、
パワートランジスタ群８の上アームトランジスタ用ＰＷ
Ｍ信号印加回路の上トランジスタ群、７はパワートラン
ジスタ群８の下アームトランジスタ用ＰＷＭ信号印加回
路下トランジスタ群である。
【００１１】第２図は上述の実施例によるＰＷＭ信号の
印加状態とモータ巻線電流を示す。第２図において２−
ａ、２−ｂ、はインバータ回路８のＵ相上アームトラン
ジスタのベースに印可される信号を示し、２−ｃ、２−
ｄはＶ相、２−ｅ、２−ｆはＷ相を示すもので、初めの
通電区間θ１（６０度）ではＵ相下アームＰＷＭ、Ｖ相
上アームベタＯＮ、Ｗ相下アームＰＷＭであり、各相を
見ると下アームＰＷＭとなる。次の通電区間θ２（６０
度）ではＵ相下アームベタＯＮ、Ｖ相上アームＰＷＭ、
Ｗ相上アームＰＷＭであり、上アームＰＷＭとなる。最
後の通電区間θ３（６０度）ではＵ相下アームＰＷＭ、
Ｖ相下アームＰＷＭ、Ｗ相上アームベタＯＮであり、下
アームＰＷＭとなる。
印加状態とモータ巻線電流を示す。第２図において２−
ａ、２−ｂ、はインバータ回路８のＵ相上アームトラン
ジスタのベースに印可される信号を示し、２−ｃ、２−
ｄはＶ相、２−ｅ、２−ｆはＷ相を示すもので、初めの
通電区間θ１（６０度）ではＵ相下アームＰＷＭ、Ｖ相
上アームベタＯＮ、Ｗ相下アームＰＷＭであり、各相を
見ると下アームＰＷＭとなる。次の通電区間θ２（６０
度）ではＵ相下アームベタＯＮ、Ｖ相上アームＰＷＭ、
Ｗ相上アームＰＷＭであり、上アームＰＷＭとなる。最
後の通電区間θ３（６０度）ではＵ相下アームＰＷＭ、
Ｖ相下アームＰＷＭ、Ｗ相上アームベタＯＮであり、下
アームＰＷＭとなる。
【００１２】また実際には通電開始初期にはモータ巻線
のインダクタンスのためモータ巻線電流は２−ｇ、２−
ｈ，２−ｉのように立上がる。また、通電末期ではＰＷ
ＭのＯＮデューティが徐々に減少するためモータ巻線電
流波形は立上りと同じような傾斜を持ち、大きな歪みや
急峻な変化は見られなくなる。
のインダクタンスのためモータ巻線電流は２−ｇ、２−
ｈ，２−ｉのように立上がる。また、通電末期ではＰＷ
ＭのＯＮデューティが徐々に減少するためモータ巻線電
流波形は立上りと同じような傾斜を持ち、大きな歪みや
急峻な変化は見られなくなる。
【００１３】第６図は第２図のＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ベ
タＯＮの通電信号を補足説明する図であり、通電区間θ
１のＰＷＭ１ではモータが定格運転されている時のデュ
ーティでハイ部が通電ＯＮを示し、通電区間θ２はベタ
ＯＮでＰＷＭ１００％ＯＮと同じ状態を示す。また、通
電区間θ３ではＰＷＭ２の信号で徐々にＯＮデューティ
が減少することが分かる。
タＯＮの通電信号を補足説明する図であり、通電区間θ
１のＰＷＭ１ではモータが定格運転されている時のデュ
ーティでハイ部が通電ＯＮを示し、通電区間θ２はベタ
ＯＮでＰＷＭ１００％ＯＮと同じ状態を示す。また、通
電区間θ３ではＰＷＭ２の信号で徐々にＯＮデューティ
が減少することが分かる。
【００１４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、原理的
にＰＷＭ駆動するブラシレスＤＣモータ巻線の通電相切
換時の通電末期部をＰＷＭ駆動しながら滑らかに低下さ
せることが可能であり、その結果モータ巻線の通電電流
波形に高周波を含む歪みや急峻な変化が無くなり、モー
タの騒音を著しく低減できる。インバータ回路ではＰＷ
Ｍ制御されるトランジスタは１ヶ又は２ヶであり、トラ
ンジスタの高速スッチング損失が低減される。また、Ｐ
ＷＭのＯＦＦ時のモータ巻線エネルギーも最短循環回路
となりトータル効率アップとインバータ回路電源に挿入
される電解コンデンサの負担も低減可能となり温度上昇
の低減、長寿命化が実現可能となる。
にＰＷＭ駆動するブラシレスＤＣモータ巻線の通電相切
換時の通電末期部をＰＷＭ駆動しながら滑らかに低下さ
せることが可能であり、その結果モータ巻線の通電電流
波形に高周波を含む歪みや急峻な変化が無くなり、モー
タの騒音を著しく低減できる。インバータ回路ではＰＷ
Ｍ制御されるトランジスタは１ヶ又は２ヶであり、トラ
ンジスタの高速スッチング損失が低減される。また、Ｐ
ＷＭのＯＦＦ時のモータ巻線エネルギーも最短循環回路
となりトータル効率アップとインバータ回路電源に挿入
される電解コンデンサの負担も低減可能となり温度上昇
の低減、長寿命化が実現可能となる。
【００１５】
【図１】本発明の一実施例である回路構成図
【図２】第１図による動作タイミングチャートと各部の
波形
波形
【図３】従来方法による回路構成図
【図４】第３図による動作タイミングチャートと各部の
波形
波形
【図５】ＰＷＭのＯＦＦ時循環電流経路図
【図６】ＰＷＭ信号の補足説明図
１ ロータマグネット ２ 磁極位置検出素子群 ３ 増幅器群 ４ １２０度通電のロジック回路 ５ 速度指令電圧 ６ ＰＷＭ１回路 ６’ＰＷＭ２回路 ７ 下トランジスタ群 ７’上トランジスタ群 ８ インバータ回路 ８Ｗ−１ 上アームトランジスタ ８Ｖ−２ 上アームトランジスタ ８Ｕ−３ 上アームトランジスタ ８Ｕ−４ 下アームトランジスタ ８Ｖ−５ 下アームトランジスタ ８Ｗ−６ 下アームトランジスタ ８Ｗ−１ 循環ダイオード ８Ｖ−２ 循環ダイオード ８Ｕ−３ 循環ダイオード ８Ｕ−４ 循環ダイオード ８Ｖ−５ 循環ダイオード ８Ｗ−６ 循環ダイオード ９ モータ巻線群 ９Ｕ Ｕ相モータ巻線 ９Ｖ Ｖ相モータ巻線 ９Ｗ Ｗ相モータ巻線 １０ タイミング回路 １１ 電解コンデンサ １２ 波形発生回路 １３ セレクト回路 ２−ａ Ｕ相上アームトランジスタのベース信号 ２−ｂ Ｕ相下アームトランジスタのベース信号 ２−ｃ Ｖ相上アームトランジスタのベース信号 ２−ｄ Ｖ相下アームトランジスタのベース信号 ２−ｅ Ｗ相上アームトランジスタのベース信号 ２−ｆ Ｗ相下アームトランジスタのベース信号 ２−ｇ Ｕ相相電流波形 ２−ｈ Ｖ相電流波形 ２−ｉ Ｗ相電流波形 θ１ 通電初期の６０度（電気角） θ２ θ１通電後の６０度（電気角） θ３ θ２の通電後 ＰＷＭ１ モータ定格運転時のＰＷＭデューティ ＰＷＭ２ 通電末期のＰＷＭデューティ ベタＯＮ ＰＷＭ１００％ＯＮ状態 ４−ａ Ｕ相上アームトランジスタのベース信号 ４−ｂ Ｕ相下アームトランジスタのベース信号 ４−ｃ Ｖ相上アームトランジスタのベース信号 ４−ｄ Ｖ相下アームトランジスタのベース信号 ４−ｅ Ｗ相上アームトランジスタのベース信号 ４−ｆ Ｗ相下アームトランジスタのベース信号 ４−ｇ Ｕ相電流波形 ４−ｈ Ｖ相電流波形 ４−ｉ Ｗ相電流波形
Claims (1)
- 【請求項１】 三相モータ巻線を巻装した固定子と、該
固定子と対向して回転自在に支持されるマグネットロー
タの磁極位置を検出する位置検出素子と、該位置検出素
子が互いに１２０度（電気角）の位置差となる三相の信
号により、インバータ回路の上下アームトランジスタの
それぞれに３相６モードの通電ロジック信号を発生させ
て、該三相モータ巻線を有するブラシレスＤＣモータを
バイポーラ駆動し、モータ巻線のインダクタンスを利用
したＰＷＭ制御回路を含むブラシレスＤＣモータの駆動
回路において、 該３相６モード通電ロジック信号の通電開始から６０度
までの第一区間をＰＷＭパルスで、次の６０度までの第
二区間はＰＷＭを１００％ＯＮとし、残り６０度の前半
までの第三区間を徐々にＰＷＭのＯＮデューティが低減
するＰＷＭパルスとした信号を三相モータ巻線ドライブ
のインバータ回路トランジスタ群に加えて通電すること
を特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動回路
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11205604A JP2001037278A (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | ブラシレスｄｃモータの駆動回路 |
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|---|---|---|---|
| JP11205604A JP2001037278A (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | ブラシレスｄｃモータの駆動回路 |
Publications (1)
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|---|---|---|---|
| JP11205604A Withdrawn JP2001037278A (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | ブラシレスｄｃモータの駆動回路 |
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|---|---|
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Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003047280A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Mitsubishi Electric Corp | モータ駆動騒音低減装置およびモータ駆動騒音低減信号の作成方法 |
| KR100610729B1 (ko) | 2003-05-09 | 2006-08-09 | 산요덴키가부시키가이샤 | 모터 구동 장치 및 공기 조화 장치 |
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-
1999
- 1999-07-21 JP JP11205604A patent/JP2001037278A/ja not_active Withdrawn
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