DE69124934T2

DE69124934T2 - Regelungssystem grosser Kapazität und veränderbarer Geschwindigkeit für Wechselstrommotor

Info

Publication number: DE69124934T2
Application number: DE69124934T
Authority: DE
Inventors: Mitsuyuki Hombu; Takashi Ikimi; Yorito Jifuku; Kenzo Kamiyama; Noboru Ogawa; Shigeta Ueda
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-11-28
Filing date: 1991-11-27
Publication date: 1997-09-25
Anticipated expiration: 2011-11-28
Also published as: DE69124934D1; US5298848A; EP0488201B1; EP0488201A1; FI915608A; JPH04197097A; FI915608A0; JP2954333B2

Description

UMFELD DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betriffi ein Wechselstrommotor-Steuersystem variabler Drehzahl für einen und insbesondere ein Steuersystem variabler Drehzahl und hoher Kapazität zum Steuern eines Wechselstrommotors unter Verwendung einer mit einem GTO-Thyristor (Gate-Abschalt-Thyristor) versehenen Leistungsumsetzer-Vorrichtung.
Ein früher vorgeschlagenes Steuersystem variabler Drehzahl für einen Wechselstrommotor höchster Kapazität, das mit einem Wechserichter arbeitet, ist ein System mit 4000 kVA für die allgemeine Industrie, wie eine Pumpe und ein Lüfter. Ein Beispiel dieses Systems ist zum Beispiel in "Toshiba Review", Vol 43, Nr.3 (1983), Seite 253, of fenbart.
Andererseits wird im Bereich der Steuerung einer Walze, die ein ausgeprägtes Ansprechverhalten bei hoher Kapazität erfordert, ein auf einem Steuerumrichter basierendes Wechselstrommotor-Steuersystem variabler Drehzahl angewandt. Seine Beispiele sind in Hitachi Hyoron, Vol 72, Nr.5 (1990), Seiten 441 - 446; Toshiba Review, Vol 43, Nr.3 (1988), Seite 256; und Mitsubishi Electric Technical Report, Vol 62, Nr.6 (1988), Seiten 501 - 506, offenbart. Bis heute wurden keine Forschungsarbeiten und Ausführungen bezüglich der Anwendung eines Wechselrichters im Bereich des schnellen Ansprechverhaltens bei hoher Kapazität, wie zum Steuem von Walzwerken, veröffentlicht.
Wird versucht, beim obigen Stand der Technik einen Wechselrichter hoher Kapazität zu realisieren, so stellt ein als Schaltvorrichtung in einer Hauptschaltung verwendeter GTO-Thyristor eine Vorrichtung hoher Spannung und großen Stroms dar. Bei der erhöhten Kapazität der Vorrichtung ist jedoch die zulässige Schaltfrequenz der Vorrichtung verringert (die derzeitige Grenze beträgt 100 - 150 Hz), so daß eine Anwendung des GTO-Thyristors ungeeignet ist, da Harmonische der Ausgangswellenforrn des Wechselrichters zunehmen, die Drehmoment-Welligkeit eines Motors zunimmt und die Verluste in der Dämpfungsschaltung für den GTO (mit dem Quadrat der Spannung) ansteigen.
Andererseits ist im Falle des Steuerumrichters, nur eine Einrichtung, die sich auf den Bereich hoher Kapazität und ausgeprägten Ansprechverhaltens anwenden läßt, der Leistungsfaktor einer Leistungsquelle auf etwa 0,6 begrenzt. Um diesen Leistungsfaktor zu verbessem, ist ein Kondensator mit hoher Kapazität zum Verbessern des Leistungsfaktors auf der Leistungsquellenseite erforderlich. Folglich weist die resultierende Vorrichtung große Abmessungen auf.
Aus JP-A-62-258676 ist ein Wechselstrommotor-Steuersystem mit den im ersten Teil von Anspruch 1 enthaltenen Merkmalen bekannt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Wechselstrommotor-Steuersystem hoher Kapazität und variabler Drehzahl zu schaffen, das durch einen mit GTO- Thyristoren ausgestatteten Wechselrichter mit einer Kapazität von 2000 kVA oder mehr die Drehmoment-Weiligkeit des Wechselstrommotors von 1% oder weniger liefem kann.
Diese Aufgabe ist durch die in Anspruch 1 definierte Erfindung gelöst. Eine Vielzahl von Wechselrichtereinheiten, die jeweils einen GTO-Thyristor mit seiner zulässigen Schaltfrequenz von 500 Hz oder mehr als Schaltvorrichtung in einer Hauptschaltung umfassen, sind in Multiplexweise parallelgeschaltet, und eine PWM-Steuervorrichtung (Pulsbreitenmodulations-Steuervorrichtung) eines Momentan-Raumvektor-PWM-Steuersystems bzw. eines SH-Systems (subharmonischen Systems) des Raumvektor-Typs steuert das Ausgangssignal des Wechselrichters.
Da die Vielzahl von Wechselrichtereinheiten, die jeweils mit einem GTO-Thyristor mit seiner zulässigen Schaltfrequenz von 500 Hz oder mehr ausgestattet sind, in Multiplexweise parallelgeschaltet ist, verdoppelt sich unter der Annahme, daß die PWM Schalffrequenz jeder Wechserichtereinheit fs ist, die entsprechende Schaltfrequenz, von einer Motorseite aus betrachtet, auf 2fs, wodurch eine hohe Schaltfrequenz realisiert ist. Auf diese Weise läßt sich die Wechselrichter-Ausgangsspannung genau PWM-steuern, so daß die Harmonischen des Wechselrichter-Ausgangsstroms verringert werden können, um dadurch die Drehmoment-Welligkeit des Motors zu verringem. Ferner läßt sich aufgrund der Tatsache, daß die PWM-Steuervorrichtung des Momentan-Raumvektor- Systems bzw. des SH-Systems des Raumvektor-Typs den Spannungsvektor längs des Magnetkreises des Elektromotors auswählt, um die Ausgangsspannung des Wechselrichters zu steuern, die Drehmoment-Welligkeit des Elektromotors weiter verringern. Durch Kombinieren der oben erwähnten Komponenten läßt sich die Drehmoment-Welligkeit des Motors von 1% oder weniger erzielen.
Wird die vorliegende Erfindung zum Steuern eines Fahrzeuges angewandt, so kann aufgrund eines hohen Wirkungsgrades infolge einer Verringerung von Dämpfungsverlusten ein Kühlsystem miniaturisiert sein, um das Gewicht des Fahrzeugkörpers zu verringem. Ferner läßt sich, wenn die vorliegende Erfindung auf eine Wechselstromsteuerung für die allgemeine Industrie, zum Beispiel auf eine Steuerung einer Pumpe und eines Lüfters, angewandt wird, aufgrund eines hohen Wirkungsgrades die Wirkung der Energieverringerung weiter verbessern.
Erfindungsgemäß kann aufgrund der Tatsache, daß eine Vielzahl von Wechselrichtereinheiten, die jeweils mit einem GTO-Thyristor mit seiner zulässigen Schallfrequenz von 500 Hz oder mehr ausgestattet sind, in Multiplexweise parallelgeschaltet ist, die entsprechende Schalffrequenz, von einer Motorseite aus betrachtet, auf eine hohe Schaltfrequenz geändert werden. So läßt sich die Wechselrichter-Ausgangsspannung genau PWM-steuern, so daß sich die Harmonischen des Wechselrichter-Ausgangsstroms verringern lassen, um dadurch die Drehmoment-Welligkeit des Motors zu senken. Ferner kann aufgrund der Tatsache, daß die PWM-Steuervorrichtung des Momentan- Raumvektor-Systems bzw. des SH-Systems des Raumvektor-Typs den Spannungsvektor längs des Magnetkreises des Elektromotors auswählt, um die Ausgangsspannung des Wechselrichters zu steuern, die Drehmoment-Welligkeit des Elektromotors weiter verringert werden. Durch Kombinieren der oben erwähnten Komponenten läßt sich ein Wechselstrommotor-Steuersystem variabler Drehzahl und hoher Kapazität schaffen, der eine Kennzahl der Drehmoment-Welligkeit des Motors von 1% oder weniger aufweist.
Die oben genannten und weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der nachfblgenden Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen deutlich hervor.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltbild, das eine Anordnung des Wechselstrommotor-Systems variabler Drehzahl und hoher Kapazität gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2 ist ein Schaltbild, das eine detaillierte Anordnung der Dämpfungsschaltung der Umsetzer-Hauptschaltung in Fig. 1 darstellt;
Fig. 3A bis Fig. 3F und Fig. 4A bis Fig. 4F sind Schaltbilder zum Erläutern der Wirkungsweise der in Fig. 2 dargestellten Dämpfungsschaltung;
Fig. 5 bis Fig. 8 sind weitere detaillierte Anordnungen der Dämpfungsschaltung der Umsetzer-Hauptschaltung in Fig. 1;
Fig. 9 ist eine Tabelle, die die aktuellen Meßergebnisse der Verlust-Kennzahl bei einem erfindungsgemäßen Leistungsumsetzer darstellt;
Fig. 10 ist ein Schaltbild, das eine detaillierte Anordnung der Drehzahl/Vektor- Steuereinheit in Fig. 1 darstellt;
Fig. 11 und Fig. 12 sind Diagramme zum Erläutern der Wirkungsweise einer Momentan-Raumvektor-PWM-Steuerung;
Fig. 13 ist ein Schaltbild, das eine Anordnung für die PWM-Steuerung bei einem SH-System des Raumvektor-Typs darstellt;
Fig. 14 und Fig. 15 sind Wellenform-Diagramme der PWM-Steuerung beim SH- System des Raumvektor-Typs;
Fig. 16 ist ein Diagramm des aktuellen Meßergebnisses der Drehzahl-Ansprechkennlinie;
Fig. 17 ist ein Schaltbild, das eine detaillierte Anordnung für eine Leistungsfaktor- Anordnung und eine Spannungssteuerung in Fig. 1 darstellt;
Fig. 18A und Fig. 18B sind Wellenform-Diagramme der durch die Steuerung mittels der in Fig. 17 dargestellten Anordnung erhaltenen Charakteristik;
Fig. 19 ist ein Schaltbild einer Anordnung des Wechselstrommotor-Systems variabler Drehzahl und hoher Kapazität gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 20 ist ein Schaltbild einer Anordnung des Wechselstrommotor-Systems variabler Drehzahl und hoher Kapazität gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 21 ist ein Schaltbild einer Anordnung des Wechselstrommotor-Systems variabler Drehzahl und hoher Kapazität gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 22 ist ein Schaltbild einer Anordnung einer Hauptschaltungseinheit gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Anhand von Fig. 1 erfolgt eine Erläuterung des ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Wechselstrommotor-Systems variabler Drehzahl und hoher Kapazität. In Fig. 1 besteht ein Wechserichter 100 aus Wechserichtereinheiten 110 und 120, ein Umsetzer 200 aus Umsetzereinheiten 210 und 220. Bei der Hauptschaltung jeder dieser Einheiten handelt es sich bei den Schaltvorrichtungen bzw. Schaltelementen 111, 121, 211 und 221 um Hochfrequenz-GTO-Thyristoren hoher Kapazität, die für die Spannung von 4,5 kV, den Strom von 3 kA und die Schaltfrequenz von 500 Hz oder mehr ausgelegt sind. Die jeweiligen Wechsechtereinheiten und die jeweiligen Umsetzereinheiten sind über Kondensatoren 71 bzw. 72 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse 110 und 120 der Wechselrichtereinheiten sind über eine Saugdrossel 92 in Multiplexweise parallelgeschaltet (wobei diese Art der Zusammenschaltung im weiteren als Mehrfach- Parallelschaltung bezeichnet wird), und der Mittelpunkt der Saugdrossel 92 ist mit einem Wechselstrommotor 5 verbunden. Die Eingangsanschlüsse der anderen Umsetzereinheiten 210 und 220 sind über eine andere Saugdrossel 93 ebenfalls mehrfach-parallelgeschaltet, und der Mittelpunkt der Saugdrossel 93 ist mit einer Wechselstrom-Leistungsquelle 6 verbunden. Es sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß die eine Hauptschaltung der obigen Wechserichter- und Umsetzereinheiten bildenden GTO-Thyristoren mit einer Dämpfungsschaltung und einer Dämpfungsenergie-Wiedergewinnungsschaltung 4 zum Wiedergewinnen der in der Dämpfungsschaltung gespeicherten elektrischen Energie zu einer Gleichstrom-Leistungsquelle auf der Seite der obigen Kondensatoren verbunden ist. Der Wechselrichter 100 und der Umsetzer 200 werden durch eine Steuerschatung 300 gesteuert. Genauer wird in der Steuerschaltung 300 der Wechseirichter 100 durch eine Drehzahl/Vektor-Steuerschaltung 330 und eine Momen tan-Raumvektor-PWM-Steuerschaltung 310 gesteuert, und der Umsetzer 200 wird durch eine Leistungsfaktoreinstell/Spannungssteuer-Schaltung 340 und eine weitere Momentan-Raumvektor-PWM-Steuerschaltung 320 gesteuert.
Es folgt eine genaue Erläuterung der Komponenten des obigen Systems. Das Dämpfungsenergie-Wiedergewinnungssystem 4 ist für jede Wechseichtereinheit und Umsetzereinheit wie in Fig. 2 dargestellt aufgebaut. Eine Dämpfungsschaltung besteht aus einem ersten Kondensator 2100, einem zweiten Kondensator 2200 und zwei Dioden 2300 und 2400, die in Reihe geschaltet sind. Die Anode der Diode 2300 ist über den ersten Kondensator 2100 mit dem positiven Anschluß einer Hauptschaltstufe verbunden, und die Kathode der Diode 2400 ist mit dem negativen Anschluß der Hauptschaltstufe verbunden. Die gemeinsame Verbindung der in Reihe geschalteten Dioden 2300 und 2400 ist über den zweiten Kondensator 2200 mit einer gemeinsamen Verbindung eines positiven und eines negativen Zweiges verbunden.
Eine Dämpfungs-Wiedergewinnungsschaltung besteht aus einer Diode 3800, einem Transformator 3000 und einem Widerstand 3100. Die Primärwicklung des Transformators 3000 ist mit der Reihenschaltung der Dioden 2300 und 2400 und über den ersten Kondensator 2100 mit einem Gleichstromanschluß parallelgeschaltet, während die Sekundärwicklung des Transformators 3000 über die Diode 3800 zum Verhindern eines Stromfusses in Sperrichtung mit dem Gleichstromanschluß verbunden ist. Der Widerstand 3100 zum Rücksetzen ist zur Primärwicklung des Transformators 3000 parallelgeschaltet, so daß ein Teil des Entladestroms infolge der Dämpfungsenergie umgeleitet wird, um die Dämpfungsenergie über den Widerstand 3100 wiederzugewinnen; so wird der Erregerstrom des Transformators 3000 schnell gedämpft, um die magnetische Sättigung eines Eisenkems zu verhindern. Auf diese Weise läßt sich der Strom, der selbst dann kontinuierlich fließt, wenn die Dämpfungs-Wiedergewinnungsenergie nicht wiedergewonnen wird, durch den Widerstand 3100 schnell rücksetzen, so daß die magnetische Sättigung des Eisenkerns verhindert und somit der Transformator miniaturisiert werden kann.
Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3A bis Fig. 3F und Fig. 4A bis Fig. 4F der Ablauf der Wiedergewinnung von Dämpfungsenergie erläutert.
Fig. 3A bis Fig. 3F zeigen die Schaltungswirkungsweise, bei welcher der Stromflußzustand eines positiven Zweiges über den Stromflußzustand eines negativen Zweiges zum gleichen Zustand zurückkehrt Im Zustand von Fig. 3A ist ein GTO-Thyristor "Ein", und ein Strom iL wird einem Wechselstromanschluß zugeführt. In diesem Zustand fließt, wenn am GTO-Thyristor 1100 ein Gate-Ausschaltsignal anliegt, der Strom iL, der bis zu diesem Zeitpunkt geflossen ist, entlang des in Fig. 3B dargestellten Pfades (Kondensator 2100 - Diode 2300 - Kondensator 2200). Ferner wird ein Schaltstoß absorbiert, und die im Kondensator 2200 gespeicherte Energie mit der dargestellten Polarität wird an den Wechselstromanschluß abgegeben. In dem in Fig. 3B dargestellten Zustand wechselt die Polarität der Spannung am Wechselstromanschluß aufgrund der Tatsache, daß der GTO-Thyristor 1100 von "Ein" auf "Aus" wechselt, bei positiver Polarität des Stroms iL (Ausflußrichtung) von positiv auf negativ; genauer entspricht der Zustand von Fig. 3B dem Zustand eines Nacheil-Leistungsfaktors, das heißt einem Steuerzustand nacheilender Phase. Andererseits ist der Kondensator 2100 übermäßig geladen.
In dem in Fig. 3C dargestellten Rückflußmodus, bei welchem der Strom iL zur negativen Klemme fließt, werden die im Kondensator 2100 gespeicherten Ladungen entlang des durch eine Strichlinie dargestellten Pfades abgeführt, so daß ein Entladestrom in Richtung der Primärwicklung des Transformators 3000 fließt. So fließt der Strom iS2, der umgekehrt proportional zur Anzahl der Primär- und Sekundärwicklungen ist, zur Sekundärwicklungsseite des Transformators 3000, so daß die Energie zur Gleichstrom- Leistungsquellenseite wiedergewonnen wird.
Wie in Fig. 3D dargestellt, lädt sich, wenn nach Anliegen eines Gate-Ausschaltsignals am GTO-Thyristor 1200 erneut ein Gate-Einschaltsignal an den GTO-Thyristor angelegt wird, der Kondensator 2200 auf, und der Schaltstoß wird absorbiert. Der Strom fließt in den GTO-Thyristor 1100, der über den Zustand von Fig. 3D in den in Fig. 3F dargestellten Zustand (der der gleiche ist wie der von Fig. 3A) zurückzuführen ist. Ferner ändert sich beim Stromkommutiervorgang von Fig. 3C bis Fig. 3F die Polarität der Ausgangsspannung von negativ zu positiv, wobei der Ladestrom positiv ist, so daß die Zustände von Fig. 3C bis Fig. 3F dem Voreil-Leistungsfaktor-Zustand, das heißt einem Steuerzustand voreilender Phase, entsprechen.
Fig. 4A bis Fig. 4F stellen eine Schaltungswirkungsweise dar, bei welcher der Stromflußzustand des negativen Zweiges über den Stromflußzustand des positiven Zweiges zum gleichen Zustand zurückkehrt Bei den Stromkommutiervorgängen in Fig. 4A bis Fig. 4D handelt es sich, wie in Fig. 3A bis Fig. 3C, um kommutiervorgänge im Modus nacheilender Phase. Bei den Stromkommutiervorgängen in Fig. 4D bis Fig. 4F handelt es sich, wie in Fig. 3C bis Fig. 3F, um Kommutiervorgänge im Modus voreilender Phase. Beim Übergang des Zustands von Fig. 4D in den Zustand von Fig. 4E kann die im Kondensator 2200 gespeicherte Energie infolge des vom Wechselstromanschluß aus fließenden Stroms nicht an die Wechsestromseite abgegeben werden. Daher wird, wenn der GTO-Thyristor 1200 einschaltet, die Energie zur Gleichstromseite längs des in Fig. 4E dargestellten Strompfades von (1) und (2) wiedergewonnen. Auf diese Weise wird die infolge des Ausschaltens des GTO-Thyristors erzeugte Stoßenergie im Kondensator der Dämpfungsschaltung absorbiert, und die absorbierte Energie wird zur Wechselstromseite oder zur Gleichstromseite als Energie in den beiden Steuermodi der Phasenvoreilung und der Phasennacheilung wiedergewonnen.
Fig. 5 stellt eine Anordnung zur Dämpfungsenergie-Wiedergewinnung dar, bei welcher, anders als bei Fig. 2, nicht für jede Phase, sondern für sämtliche Phasen ein Transformator vorgesehen ist. Diese Anordnung ermöglicht ferner ein Dämpfungs-Wiedergewinnungssystem mit kleinen Abmessungen.
Fig. 6 und Fig. 7 stellen eine Anordnung mit GTO-Thyristoren dar, die in Reihe geschaltet sind, um zu bewirken, daß der Umsetzer eine große Kapazität besitzt. Es sei darauf hingewiesen, daß ein Transformator nicht für jede Phase, sondern für sämtliche Phasen vorgesehen ist. In Fig. 6 und Fig. 7 bezeichnen 410, 420 und 430 Dämpfungsschaltungen, die jeweils mit einer Diode, einem Kondensator und einem Widerstand ausgestattet sind. Die Dämpfungsschaltungen sind jeweils mit jedem GTO-Thyristor verbunden, so daß sich die teilende Spannung jedes der in Reihe geschalteten Thyristoren ausgleichen läßt.
Obwohl bei diesem Ausführungsbeispiel der Transformator 3000 in der Dämpfungsenergie-Wiedergewinnungsschaltung enthalten ist, kann anstelle des Transformators, wie in Fig. 8A und Fig. 8B dargestellt, ein Gleichstromlgleichstrom-Umsetzer 3200 verwendet werden. Im Vergleich zu Fig. 8A besteht die Zweiganordnung in Fig. 88 aus in Reihe geschalteten GTO-Thyristoren. In Fig. 8A und Fig. 8B ist ein Kondensator immer auf eine Gleichspannung Ed aufgeladen; die übermäßige Ladungsenergie von der Spannung Ed wird zur Gleichstromseite wiedergewonnen.
Das oben beschriebene Energie-Wierdergewinnungssystem ist in der Lage, einen Energie-Wiedergewinnungsanteil von 80% oder mehr zu liefern. Dies ist darin begründet, daß im Falle der Verwendung eines Transformators der zum Transformator parallelgeschaltete Rücksetz-Widerstand Verluste von 10 - 20 % aufweist und auch im Falle der Verwendung eines Gleichstromlgleichstrom-Umsetzers der Umsetzer Verluste gleichen Grades aufweist.
Fig. 9 stellt die Verluste und den Wirkungsgrad eines Leistungsumsetzers bei Betreiben eines Induktionsmotors durch den Leistungsumsetzer dar, bei welchem der Umsetzer und Wechserichter in Mehrfach-Parallelschaltung zusammengeschaltet sind. Bei der Kapazität von 2700 kVA (1350 kVA x 2) des betreffenden Leistungsumsetzers sind die Einlaus-Schaltverluste eines GTO auf 33 kW herabgesetzt; die Dämpfungsverluste lassen sich durch die Energie-Wiedergewinnungsschaltung auf 40 kW herabset zen; und die weiteren Verluste beispielsweise einer Saugdrossel betragen 29 kW. Es könnte ein Gesamtwirkungsgrad des Umsetzers von 96,2% erzielt werden.
Fig. 10 stellt eine Anordnung der in Fig. 1 enthaltenen Drehzahl/Vektor-Steuerschaltung 330 dar. Diese Anordnung besteht aus einer Drehzahl-Einstellvorrichtung 3302 zum Erzeugen eines Drehmoment-Sollstroms Iq* auf der Grundlage einer Differenz zwischen einer Solldrehzahl ω* und der Drehzahl ω des Dreiphasen-Elektromotors durch einen Drehzahldetektor 51, einer Feldschwächungs-Steuerschaltung 3301 zum Erzeugen eines Erreger-Sollstroms Id* aus der Drehzahl ωr, einem Schlupfrechner 3308 zum Berechnen der Schlupffrequenz ωs auf der Grundlage des Drehmoment-Sollstroms und des Erreger-Sollstroms, einem Addierer 3309 zum Addieren der Schlupffrequenz und der Drehzahl, um eine Frequenz ω&sub1;* erster Ordnung zu berechnen, einem Umsetzer 3307 zum Umsetzen der durch einen Stromdetektor 81 erfaßten Dreiphasen-Wechselströme iu - iw in die Ströme Id und Iq, die der Drehmoment- und Erreger-Komponente entsprechen, einer Gleichstrom-Einstellvorrichtung 3303 zum Erzeugen einer Sollspannung Vq* aus der Differenz zwischen dem Sollwert Iq* und dem erfaßten Wert Iq des Drehmo mentstroms und zum Erzeugen einer weiteren Sollspannung Vd* aus der Differenz zwischen dem Sollwert und dem erfaßten Wert des Erregerstroms, einem Umsetzer 3304 zum Umsetzen der oben genannten Vq* und Vd* in Dreiphasen-Sollspannungen vu' bis vw', einem Umsetzer 3305 zum Umsetzen der Strom-Sollanteile Iq* und Id* in Dreiphasen-Sollströme iu* bis iw* einer Wechselstrom-Einstellvorrichtung 3306 zum Erzeugen korrigierter Spannungen Δvu bis Δvw aus den Differenzen zwischen diesen Dreiphasen- Solispannungen iu* bis iw* und den erfaßten Werten, und einem Addierer 3310 zum Addieren der Dreiphasen-Sollspannungen und der korrigierten Spannungen, um Sollspannungen vu* bis vw* erster Ordnung zu berechnen.
Eine Momentan-Raumvektor-PWM-Steuereinheit 310 dient zum PWM-Steuern der Ausgangsspannung des Wechselrlchters auf der Grundlage der oben genannten Sollspannungen erster Ordnung. Liegen die Wechselrichter in Mehrfach-Parallelschaltung vor, so ist die Steuereinheit 310 mit einer Kreisstrom-Steuereinheit 3101 zum Unterdrücken des durch die Wechserichtereinheiten zirkulierenden Stroms ausgestattet. Nebenbei sei erwähnt, daß, obwohl die obige Steueranordnung in Blockform dargestellt ist, bei welcher die Signale in analoger Weise verarbeitet werden, die Steuerung bzw. Verarbeitung bei der vorliegenden Erfindung tatsächlich unter Verwendung eines Mikro- Computers ausgeführt wird.
Es sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß die Ansprechkennlinie des Drehzahl-Steuersystems (ASR) von der Größe der Trägheit einer Last und der Ansprechkennlinie des Stromsteuersystems (ACR) abhängig ist. Es ist allgemein bekannt, daß sich eine Konstantdrehzahlsteuerung durchführen läßt, wenn die ACR-Antwort 5 bis 10 mal größer ist als die ASR-Antwort. Bei einem Vektorsteuersystem gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird mit dem Gleichstrom-ACR für Id und lq gearbeitet, so daß sämtliche Vektoren in Gleichstromgrößen verarbeitet werden können. Das Gleichstrom-ACR kann den Strom in besser stabilisierter Weise und mit einem geringeren Steuerfehler als ein einen Momentanwert behandelndes Wechselstrom-ACR steuern, so daß eine höhere Stromsteuerantwort als beim Wechselstrom-ACR nicht erforderlich ist. Außerdem ist ein bei diesem Ausführungsbeispiel vorgesehenes Wechselstrom-ACR 3306 zum Verringern lediglich der Ausgangsstromverzerrung infolge der Totzeit der Schaltvorrichtungen in der Hauptschaltung vorgesehen.
Ferner werden bei der Vektorsteuerung gemäß diesem Ausführungsbeispiel die jeweiligen Komponenten des Drehmoment-Stroms und des Magnetflusses individuell gesteuert, so daß sich die stabilisierte Hochgeschwindigkeits-Drehzahlsteuerkennlinie für eine Laständerung (Last-Drehmoment-Änderung) erhalten läßt.
Anhand von Fig. 11A und Fig. 11B wird die in Fig. 1 enthaltene Momentan-Vektor-PWM-Steuereinheit 310 erläutert.
Der Dreiphasen-Einzel-Wechselrichter umfaßt acht Schatzustände. Fig. 11A stellt diese Schatzustände in einer Raumkoordinate dar. Diese Zustände sind als Ausgangsspannungsvektoren von V&sub0; bis V&sub7; ausgedrückt. Eine Sollspannung wird ebenfalls als Raumvektor behandelt, und der Sollspannungsvektor V* ist als eine Kombination erster Ordnung der Ausgangsvektoren des Wechselrichters ausgedrückt. Der dem Spannungsvektor entsprechende Schaltzustand entsteht während der lmpulsdauer im Verhältnis zum Koeffizienten davon.
Ferner wird, um jegliches redundante Schalten zu vermeiden, bezüglich des Ausgangsspannungsvektors nur der am Spitzenwinkel eines den Sollspannungsvektor enthaltenden Dreiecks befindliche Vektor ausgewählt. Im Falle von Fig. 11A handelt es sich bei den ausgewählten Vektoren um V&sub1; und V&sub2; sowie um die Nulvektoren von V&sub0; und V&sub7;. Ferner werden, um die Anzahl der Schaltvorgänge zu verringern, die Spannungen in der Reihenfolge von V&sub0;-V&sub1;-V&sub2;-V&sub7;-V&sub2;-V&sub1;-V&sub0; ausgegeben. Die Ausgabezeit tk jedes der Spannungsvektoren läßt sich berechnen.
V* =1/T(t&sub1;V&sub1;+t&sub2;V&sub2;+t&sub0;V&sub0;+t&sub7;V&sub7;) (1)
T=t&sub1;+t&sub2;+t&sub0;+t&sub7; (2)
wobei T eine Abtastperiode ist.
Obwohl die Summe von t&sub0; und t&sub7; aus den obigen beiden Gleichungen berechnet werden kann, lassen sie sich nicht trennen. So ist ferner die folgende Bedingung gegeben:
t&sub0; = t&sub7; (3)
Dies liegt in der Tatsache begründet, daß sich beim Ausgeben des Nullspannungsvektors die Drehmoment-Welligkeit durch seine Ausgabe während gleicher Zeiten kleiner machen läßt als durch Erhöhen der Zeit, die für eine einmalige Ausgabe seit seinem Phasenverschiebungsgrad bezüglich des Sollwerts benötigt wird.
Genauer werden, wie in Fig. 11C dargestellt, die optimalen Spannungsvektoren V&sub0; bis V&sub7; innerhalb eines Winkels Δθ ausgewählt, innerhalb welchem der kreuzende Magnetflußvektor φ, der die Sekundärwicklung des Elektromotors während einer Abtastperiode T kreuzt, vorrückt Der kreuzende Magnetflußvektor φ beschreibt annähernd eine Kreiskurve, wobei er sich mit der Winkelgeschwindigkeit ω dreht. Daher verringert sich die mit der Änderung des Magnetflusses einhergehende Drehmoment-Welligkeit.
In Fig. 12 sind die Phasenspannungen des Wechselrichters, von der Änderung der lmpulsdauem infolge der Momentan-Raumvektor-PWM-Steuerung aus betrachtet, dargestellt. Der Maximalwert beträgt das ( 3/2)-Fache des Wertes eines SH-Systems (subharmonischen Systems) des Typs der Sinuswellenmodulation. Daher beträgt der Maximalwert der Phasenspannung, die ohne Auftreten von Sättigung ausgegeben werden kann, das ( 3/2)-Fache ( 1,15-Fache) des SH-Systems, so daß sich die Spannungsausnutzungsrate erhöhen läßt.
Das PWM-System gemäß diesem Ausführungsbeispiel weist die folgenden Vorteile auf.
(1) Durch Angleichen der Ausgabezeiten der Nullspannungsvektoren (V&sub0; und V&sub7;) läßt sich die Drehmoment-Welligkeit verringern (die Drehmoment-Welligkeit von 1% oder weniger ist bei Schalten mit 1 kHz erreichbar).
(2) Die maximale Spannungsausnutzungsrate läßt sich gegenüber dem herkömmlichen Sinuswellenmodulations-SH-System um 15% verbessern. Daher kann die Eingangsgleichspannung des Wechselrichters um 15% niedriger sein, so daß die Schaltvorrichtung eine verhältnismäßig niedrige Spannungsfestigkeit aufweisen muß.
(3) Da die PWM-Operationen, die drei Phasen entsprechen, gemeinsam verarbeitet werden, ist die erforderliche Operationszeit kurz, so daß sich die Last für den verwendeten Mikrocomputer entspannen läßt.
Ist jedoch der Mehrfach-Wechselrichter zu steuern, so erhöht sich die Anzahl von Ausgangsspannungsvektoren auf 19, und die Anzahl kombinierter Modi erhöht sich auf 24, so daß es viel Zeit beansprucht, lediglich den Modus zu bestimmen.
Um einen derartigen Nachteil zu vermeiden, wird der Mehrfach-Wechselrichter durch das unten beschriebene SH-System des Raumvektor-Typs PWM-gesteuert. Das Prinzip dieses Systems ist, die modulierte Welle analog zu der durch die Momentan- Raumvektor-PWM-Steuerung erhaltenen Phasenspannung (Fig. 12) zu bilden und einen PWM-lmpuls auf der Grundlage der modulierten Welle unter Verwendung eines Algorithmus im SH-System zu bilden.
Fig. 13 stellt eine Anordnung des SH-Systems des Raumvektor-Typs zum PWM- Steuern des Parallel-Mehrfach-Wechselrichtersystems in Blockform dar. Eine Sollspannungseinrichtung 5000 erzeugt sinuswellenförmige Dreiphasen-Momentan-Sollspannungen Vu* - Vw*. Eine Sollspannungs-Vergleichereinrichtung 6000 vergleicht die Werte dieser Dreiphasen-Momentan-Sollspannungen, um einen Zwischenwert zwischen diesen Werten zu bilden. Der Wert V&sub0;, der die Hälfte des Zwischenwertes der Sollspannungen beträgt, wird zu den obigen jeweiligen Phasen-Sollspannungen hinzuaddiert, um modulierte Wellensignale Vu** - Vw** zu bilden, die wiederum den Vergleichern 6100 und 6110 zugeführt werden. Eine Trägerwellen-Generatoreinrichtung 5010 erzeugt eine Dreieckwelle ec mit der Frequenz fc wobei der Spitzenwert des Signals 1/4 der Eingangsgleich spannung Ed des Wechselrichters entspricht. Das 1/4 der Gleichspannung Ed entsprechende Signal wird der Dreieckwelle ec aufaddiert, um eine erste Trägerwelle ec1 zu bilden, und das 1/4 der Gleichspannung Ed entsprechende Signal wird von der Dreieckwelle ec subtrahiert, um eine zweite Trägerwelle ec2 zu bilden. Der Vergleicher 6100 vergleicht die obigen modulierten Wellensignale Vu** - Vw** mit der ersten Trägerwelle ec1 für jede Phase, um PWM-Signale für die erste Wechserichtereinheit zu bilden. Ebenso vergleicht der Vergleicher 6110 die obigen modulierten Wellensignale Vu** - Vw** mit der zweiten Trägerwelle ec2 für jede Phase, um PWM-Signale für die zweite Wechserichtereinheit zu bilden. Eine Kreisstrom-Steuereinrichtung 3101 verarbeitet die so gebildeten PWM-Signale, um den durch die Wechselrichtereinheiten zirkulierenden Strom zu unterdrücken.
Fig. 14A bis Fig. 14F stellen die PWM-Betriebs-Wellenform des Mehrfach-Wechselrichtersystems im SH-System des Raumvektor-Typs dar. Das Sollspannungs-Korrektursignal V&sub0; ist der Wert, der die Hälfte des Zwischenwertes unter den Dreiphasen-Sollspannungen beträgt. Die modulierte Welle Vu** (in Fig. 14C ist lediglich die U-Phase dargestellt) wird durch Addieren des korrigierten Signals V&sub0; zur Sollspannung für jede Phase erhalten; diese modulierte Welle entspricht, wie in Fig. 12 dargestellt, der durch das Momentan-Raumvektor-System erhaltenen Phasenspannungs-Wellenform. Die Spannung (Fig. 14A und Fig. 14B) für jede Phase des Wechselrichters resultiert in eine durch Vergleichen der modulierten Welle mit den Doppeträgerwellen erhaltene Dreiniveau-PWM-Impulswellenform. Wie aus Fig. 14F ersichtlich, ist bei der verketteten Spannung die PWM-Schaltfrequenz zweimal so hoch wie die Trägerwellenfrequenz.
Aus der obigen Beschreibung geht deutlich hervor, daß dann, wenn das Mehrfach-Wechselrichtersystem durch das SH-System des Raumvektor-Typs PWM-gesteuert wird, bei der gleichen Ausgangs-PWM-Impulswellenform wie beim Momentan-Raumvektor-System die für die PWM-Operation erforderliche Zeit auf 1/5 oder weniger verringert werden kann. Daher läßt sich die Last des Mikrocomputers zum Ausführen der PWM Operation entspannen, so daß sich die Anzahl von Abtastvorgängen im Stromldrehzahl- Steuersystem in diesem Maße erhöhen läßt, wodurch sich die Anwortkennlinie des Steuersystems verbessert.
Fig. 15A und Fig. 15B zeigen Betriebswellenformen bei Steuern eines Induktionsmotors durch das Mehrfach-Wechselrichtersystem. Die Spezifikationen lauten diesmal wie folgt: Eine Wechserichtereinheit weist eine Kapazität von 1350 kVA, eine Eingangsgleichspannung von 4 kV, eine Schaltfrequenz von 500 Hz und eine Ausgangsfrequenz von 40 Hz auf, während der lnduktionsmotor eine Ausgangsleistung von 2000 kW, eine Eingangsspannung von 2000 V und vier Pole aufweist. Fig. 15A stellt die Wellenformen bei PWM-Steuern des Mehrfach-Wechselrichtersystems durch das SH-System des Raumvektor-Typs dar, und Fig. 15B stellt die Wellenformen bei PWM-Steuern des Mehrfach-Wechselrichtersystems durch das SH-Systems des Sinuswellenmodulations-Typs dar. Beim SH-System des Sinuswellenmodulations-Typs ist die Sollspannung gesättigt, so daß sich die Phasenspannung in einem Impulsausdünnungszustand befindet (die PWM-Steuerung erfolgt nicht in der Mitte der Phasenspannung); daher sind die Stromwelligkeit und die Drehmoment-Welligkeit verhältnismäßig groß.
Andererseits ist beim SH-System des Raumvektor-Typs die modulierte Wellenform in der Nähe des Maximalwerts der Sollspannung flach, so daß die Sollspannung nicht gesättigt ist und somit die Phasenspannung den Impulsausdünnungszustand nicht erreicht, um im wesentlichen feststehende Impulsintervalle zu liefern. Die Impulsintervalle der verketteten Spannung sind ebenfalls im wesentlichen feststehend, was eine bessere Spannungsausnutzungsrate bedeutet. Die Drehmoment-Welligkeit läßt sich, wie dargestellt, auf 1% oder weniger verringern.
Fig. 16 stellt die Ansprechkennlinie einer schrittweisen Drehzahländerung dar. Wie aus Fig. 16 ersichtlich, reagiert die tatsächliche Drehzahl des Elektromotors schnell auf die schrittweise Änderung, um die Ansprechkennlinie von 80 rad/s zu liefern.
Anhand von Fig. 17 erfolgt eine Erläuterung einer Anordnung der Einheit 341 zur Leistungsfaktoreinstellung und Spannungssteuerung, die in der Steuereinrichtung 300 für den Umsetzer 200, dargestellt in Fig. 1, enthalten ist. Die schematische Anordnung ist, wie in Fig. 10 dargestellt, die gleiche wie die der Steuervorrichtung für den Wechselrichter, jedoch unterscheidet sie sich in den folgenden Punkten. Auf der Eingangsseite des Umsetzers werden durch Detektoren 83 und 82 Dreiphasen-Wechselspannungsphasen und Dreiphasen-Wechselströme erfaßt. Auf der Grundlage der Dreiphasen-Wechselspannungsphasen erfaßt ein Koordinatenwandler 3404 gültige und ungültige Ströme iq und id in Gleichstromgrößen von den Dreiphasen-Wechselströmen iR, is und iT Es ist eine Spannungseinstellschaltung (AVR) vorgesehen, um zu bewirken, daß die auf der Ausgangsseite des Umsetzers erfaßte Gleichspannung Ed mit dem Sollwert Ed* übereinstimmt. Ein gültiger Sollstrom iq* wird aus der Summe des Ausgangssignals der AVR und des Gleichstroms Idc nach Glätten des Umsetzer-Ausgangssignals durch einen Kondensator erhalten. Unter Verwendung des so erhaltenen Sollwerts stellt eine Gleichstrom-Einstellschaltung (Id, Iq - ACR) 3402 die Gleichströme ein, so daß der ungültige Strom zu null und der gültige Strom zu seinem Sollwert wird, wodurch jeweiligen Komponenten entsprechende Gleichspannungssignale erzeugt werden. Diese Spannungssignale werden einem Koordinatenwandler 3406 zum Liefern von Dreiphasen- Wechselspannungssignalen zugeführt. Eine Wechselstrom-Einstellschaltung (AG - ACR) 3403 dient zum Verringern einer Eingangsstromverzerrung, um korrigierte Spannungssignale auf der Grundlage von Differenzen zwischen den Werten, die durch Umsetzen von id* und iq* in Dreiphasen-Wechselstrom-Sollsignale mittels eines Koordinatenwandlers 3405 erhalten sind, und den obigen erfaßten Dreiphasen-Wechselstromwerten zu erzeugen. Die korrigierten Spannungssignale werden zu den Ausgangssignalen des Koordinatenwandlers zum Liefern von Dreiphasen-Sollsignalen VR*, VS* und VT* hinzuaddiert. Eine Momentan-Raumvektor-PWM-Steuereinheit 320 erzeugt PWM-Impulse auf der Grundlage der Dreiphasen-Sollsignale und führt unter Verwendung dieser PWM-Impulse am Umsetzer 200 eine PWM-Steuerung durch. Es sei darauf hingewiesen, daß die Momentan-Raumvektor-PWM-Steuereinheit 320 die gleiche Operation durchführt wie die obige Momentan-Raumvektor-PWM-Steuereinheit 310 für den Wechselrichter 100. Nebenbei sei erwähnt, daß im Falle der Verwendung des Mehrfach-Wechselrichtersystems die PWM-Steuereinheit 310 im obigen SH-System des Raumvektor-Typs betrieben wird, um die PWM-Operations-Verarbeitungszeit zu verkürzen.
Fig. 18A und Fig. 18B stellen Wellenformen der Phasenspannung und des Phasenstroms der Dreiphasen-Wechselstrom-Leistungsquelle auf der Eingangsseite des Umsetzersystems bei Steuern des Motors durch das Mehrfach-Parallel-Umsetzersystem dar. Das Umsetzersystem weist die Spezifikationen einer Kapazität von 1350 kVA für jede Einheit, einer Leistungsquellenspannung von 2 kV, einer Leistungsquellenfrequenz von 50 Hz und einer Schaltfrequenz von 500 Hz auf.
Fig. 18A bezieht sich auf einen Leistungsbetrieb, während sich Fig. 18B auf einen Nutzbremsbetrieb bezieht. Obwohl sich die Stromwellenform aus einer Grundwelle und einer dieser Grundwelle infolge des PWM-Schaltens bei 1 kHz leicht überlagerten Welligkeit zusammensetzt, beträgt in beiden Fällen die Phasendifferenz zwischen der Span nung und der Grundwelle des Stroms 8º oder weniger, so daß der Leistungsfaktor für die Grundwelle von etwa 99% erzielbar ist.
Gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind beim Wechselstrommotor-Steuersystem hoher Kapazität (2000 kVA oder mehr) und variabler Drehzahl im Falle der Verwendung eines GTO-Thyristors mit seiner zulässigen Schaltfrequenz von 500 Hz als Schaltvorrichtung in der Hauptschaltung für jeden Umsetzer und Wechseirichter, die einen elektrischen Leistungswandler bilden, eine Vielzahl von Wechselrichtem in Multiplexweise parallelgeschaltet, und die Ausgangsspannungen der Wechselrichter werden durch eine Momentan-Raumvektor-PWM-Steuerung gesteuert. Auf diese Weise läßt sich die Drehmoment-Welligkeit des Wechselstrommotors auf 1% oder weniger verringern. Da die mit den schaltenden GTO-Thyristoren in den Hauptschaltungen im Umsetzer und im Wechselrichter zu verbindende Dämpfungsschaltung mit einer Dämpfungsenergie-Wiedergewinnungseinrichtung versehen ist, läßt sich der Wirkungsgrad der Leistungsumsetzung auf 95% oder mehr verbessern. Die Vektorsteuerung des Motors, die Mehrfach-Parallelschaltung der Wechselrichter und die PWM Steuerung bei einem SH-System des Momentan-Raumvektor-Typs bzw. des Raumvektor-Typs können das Drehzahl-Ansprechverhalten des Motors auf 60 radis oder mehr verbessern. Ferner können die Mehrfach-Parallelschaltung der Umsetzer, die Leistungsfaktor-Einstellschaltung und die PWM-Steuerung bei einem SH-System des Momentan- Raumvektor-Typs bzw. des Raumvektor-Typs den Leistungsfaktor einer Wechselstrom- Leistungsquelle auf 98% oder mehr verbessern.
Ferner werden, um die obigen Vorteile zu liefern, beim ersten Ausführungsbeispiel GTO-Thyristoren mit ihrer zulässigen Schaltfrequenz von 500 Hz in den Hauptschaltungen der Leistungsumsetzer in Mehrfach-Parallelschaltung verwendet, jedoch können im Falle der Verwendung eines einzelnen Leistungsumsetzers GTO-Thyristoren mit ihrer zulässigen Schaltfrequenz von 1 kHz oder mehr verwendet werden, um den gleichen Vorteil zu liefern. In diesem Fall muß jedoch, wenn die zulässige Schaltfrequenz erhöht ist, der zulässige Schaltstrom im Hinblick auf die Kennlinie eines GTO-Thyristors herabgesetzt werden. Folglich verringert sich die Kapazität des Leistungsumsetzer um die Hälfte des vorherigen Falls, wodurch ein Wechselstrommotor-Steuersystem hoher Kapazität und variabler Drehzahl mit der Kapazität von 1000 kVA geschaffen ist.
Fig. 19 ist eine Anordnung des Wechselstrommotor-Steuersystems hoher kapazität und variabler Drehzahl gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel sind die Umsetzereinheit 210 und die Wechselrichtereinheit 110 über den Kondensator 71 verbunden, und ferner sind die andere Umsetzereinheit 220 und die andere Wechselrichtereinheit 120 über den anderen Kondensator 72 verbunden. Andererseits sind bei diesem Ausfüh rungsbeispiel zwei Umsetzereinheiten und zwei Wechselrichtereinheiten über einen gemeinsamen Kondensator 73, jedoch nicht über die obigen beiden Kondensatoren miteinander verbunden. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel läßt sich die Kapazität von Kondensatoren, die einen Gleichstromkreis bilden, auf etwa 1/2 der Gesamtkapazität beim ersten Ausführungsbeispiel verringern, so daß sich die Kondensatorabmessungen vergrößern lassen.
Fig. 20 stellt eine Anordnung des Wechselstrommotor-Steuersystems hoher Kapazität und variabler Drehzahl gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Motor ein Dreiphasen-Motor, wohingegen bei diesem Ausführungsbeispiel der verwendete Motor ein Mehrphasen-Motor (Sechsphasen-, Neunphasen-, 3n-Phasen-Motor [n = 2, 3, 4,...]) ist. Das einen derartigen Mehrphasen-Motor enthaltende System läßt sich durch Erhöhen der Anzahl von Sätzen, die jeweils aus dem Dreiphasen-Umsetzer 200 und dem Dreiphasen-Wechselrichter 100 aufgebaut sind, gemäß der Phasenanzahl des verwendeten Motors leicht realisieren. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist die große Kapazität des Systems realisierbar, und ferner ermöglicht die Anwendung des Motors eine Verringerung der Drehmoment-Welligkeit.
Fig. 21 ist eine Anordnung des Wechselstrommotor-Steuersystems hoher Kapazität gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Kondensatoren in der Anordnung des dritten Ausführungsbeispiels durch einen gemeinsamen Kondensator ersetzt. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel läßt sich im Falle von 3n Phasen die erforderliche Gesamtkapazität der Kondensatoren auf 1/n verringern, so daß das Gesamtsystem kompakt ausführbar ist.
Fig. 22 stellt eine Anordnung der Hauptschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Während bei den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen zur Realisierung einer großen Kapazität des Systems die Umsetzer und Wechselrichter jeweils in Mehrfach-Parallelschaltung geschaltet sind, sind die Hauptschaltungen des Umsetzers und Wechselrichters in Mehrfach-Reihe geschaltet, um ein System hoher Kapazität und das PWM-Schalten bei hoher Frequenz zu realisieren. Fig. 22A stellt ein Beispiel der als Mehrfach-Reihenschaltung ausgeführten Schaltung gemäß einer Phase dar. In einem Zweig der positiven Seite sind zwei GTO-Thyristoren T1 und T2 in Reihe geschaltet, und ferner sind in einem Zweig der negativen Seite zwei GTO-Thyristoren in Reihe geschaltet. Eine vom Mittelpunkt einer Gleichstrom- Leistungsquelle ausgehende Leitung ist durch eine Diode in Durchlaßrichtung mit einem Übergang zwischen den GTO-Thyristoren T1 und T2 verbunden, und die andere Leitung ist durch eine weitere Diode in Sperrichtung mit einem Übergang zwischen den GTO- Thyristoren T3 und T4 verbunden. Der Eingangs/Ausgangs-Anschluß der betreffenden Phase ist mit dem Übergang zwischen den GTO-Thyristoren T2 und T3 verbunden. Obwohl nicht dargestellt, versteht es sich von selbst, daß jeder GTO-Thyristor mit einer Rückkoppeldiode und einer Dämpfungsschaltung verbunden ist.
Bei der Anordnung der oben beschriebenen Hauptschaltung ist die Phasenspannung am Eingangslausgangs-Anschluß der Phase in Übereinstimmung mit den Schaltzuständen der GTO-Thyristoren wie nachfolgend beschrieben. Sind beide GTO-Thyristoren TI und T2 "Ein", so beträgt die Phasenspannung Ed/2 (Ed: Leistungsquellen- Gleichspannung); sind beide GTO-Thyristoren T2 und T3 "Ein", so ist sie null; und wenn beide GTO-Thyristoren T3 und T4 "Ein" sind, so beträgt sie -Ed/2. So sind die in Fig. 14 dargestellten PWM-Betriebs-Wellenformen die gleichen wie bei einer PWM-Steuerung des obigen Mehrfach-Parallel-Wechselrichtersystems im SH-System des Raumvektor- Typs, und die Phasenspannung weist die PWM-Impuls-Wellenform mit drei Niveaus auf. Dementsprechend ist bezüglich der verketteten Spannung das PWM-Schalten mit der zweimal so hohen Frequenz wie die einer Trägerwelle erhaltbar.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Saugdrossel und die Kreisstrom- Steuerschaltung, die beim Mehrfach-Parallel-System erforderlich sind, nicht erforderlich, so daß sich die Größe des ganzen Systems verringern läßt.
Wenn die oben beschriebenen jeweiligen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung zum Steuern einer Walze angewandt werden, können die niedrige Drehmoment-Welligkeit und das ausgeprägte Ansprechverhalten, die daraus resultieren, die Walzgenauigkeit erhöhen.

Claims

1.Wechselstrommotor-Steuersystem hoher Kapazität und variabler Drehzahl, umfassend

ein Wechseirichtersystem (100) mit einer Kapazität von 2000 kVA oder mehr mit mehreren Wechsechtereinheiten (110, 120), die im Multiplexbetrieb parallel geschaltet sind und selbstzündende Schaltungselemente enthalten, und

ein PWM-Steuergerät (310) zur Steuerung der Ausgangsspannung des Wechselrichtersystems (100),

dadurch gekennzeichnet,

daß die selbstzündenden Schaltungselemente GTO-Thyristoren (111,121) mit einer Schaltfrequenz von 500 Hz oder mehr sind, und

daß das PWM-Steuergerät (310) ein unterfrequentes System des Raumvektortyps ist, das aufweist:

eine Einrichtung (5000) zur Erzeugung von Sollwersignalen (Vu*, Vv*, VW*) für die momentanen Phasenspannungen,

eine Einrichtung (6000), die die Größen der Phasenspannungs-Sollwertsignale vergleicht und einen Wert zwischen dem Maximum und dem Minimum dieser Größen auswählt,

eine Einrichtung, die zu den Sollwertsignalen der momentanen Phasenspannungen einen Wert (V&sub0;) addiert, der der Hälfte des besagten Zwischenwertes entspricht, um modulierte Wellensignale (Vu*, Vv*, VW*) zu erzeugen

eine Einrichtung (5010) zur Erzeugung eines Dreieckwellensignals (e&sub0;) einer Frequenz (fc) mit einem Spitzenwert, der einem Viertel der Eingangsgleichspannung (Ed) entspricht,

eine Einrichtung, die durch Addieren des einem Viertel der Eingangsgleichspannung (Ed) entsprechenden Signais zu dem Dreieckwellensignal (ec) eine erste Trägerwelle (ec1) erzeugt,

eine Einrichtung, die durch Subtrahieren des einem Viertel der Eingangsgleichspannung (Ed) entsprechenden Signals von dem Dreieckwellensignal (ec) eine zweite Trägerwelle (ec2) erzeugt,

einen ersten Komparator (6100), der die modulierten Wellensignale (Vu**, Vv*, VW*) mit der ersten Tägerwelle (ec1) für eine Phase vergleicht, um PWM- Signale zur Steuerung einer ersten Wechselrichtereinheit (110) zu bilden, und einen zweiten Komparator (6110), der die modulierten Wellensignale (Vu*, Vv*, VW*) mit der zweiten Trägerwelle (ec2) für eine phase vergleicht, um PWM-Signale zur Steuerung einer zweiten Wechselrichtereinheit (120) zu bilden.

2. System nach Anspruch 1, wobei die Anzahl der Wicklungsphasen des Wechselstrommotors (5) und der Ausgangsphasen des Wechselrichtersystems sechs oder mehr beträgt.

3. System nach Anspruch 1 oder 2 mit einer Vektorsteuereinrichtung (330) zur Steuerung des Wechselstrommotors (5), die aufweist:

eine Drehzahleinstelleinrichtung (3302), die aufgrund der Differenz zwischen einer Solldrehzahl (ω*) und der Motordrehzahl (ωr) einen Drehmoment-Solistrom (Iq*) erzeugt,

eine Feldschwächungs-Steuereinrichtung (3301), die aus der Motordrehzahl (ωr) einen Erregersollstrom (Id*) erzeugt,

eine Einrichtung (3307), die den Wechselrichter-Ausgangsstrom in zwei den Drehmoment- und Erregerkomponenten entsprechende Ströme (Iq, Id) umsetzt, und

eine Einrichtung (3303 3306, 3310), die aus den Drehmoment- und Erreger- Sollströmen (Iq*, Id*) und den beiden den Drehmoment- und Erregerkomponenten entsprechenden Strömen (Iq, Id) eine dem PWM-Steuergerät (310) zugeführte Sollspannung erster Ordnung (Vv*, VW*).

4. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend

ein dem Wechselrichtersystem (100) vorgeschaltetes Stromrichtersystem (200) mit Stromrichtereinheiten (210, 211), deren jede einen GTO-Thyristor mit einer Schaltfrequenz von 500 Hz oder mehr enthält, und

eine Einrichtung (300) zur Steuerung des Stromrichtersystems (200) mit einer Leistungsfaktor-Einstellstufe (340) und einem unterfrequenten PWM-Steuergerät (320) des Raumvektortyps zur Steuerung des Ausgangssignals der Leistungsfaktor-Einstellstufe (340).

5. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend für jede Wechselrichtereinheit (110,120):

eine Dämpfungsstufe mit zwei in Serie geschalteten Kondensatoren (2100, 2200) und Dioden (2300, 2400) und

eine Dämpfungs-Wierdergewinnungsstufe mit entweder einer Diode (3800), einem Widerstand (3100) und einem Transformator (3000) oder einem Wechselstrom/Wechselstrom-Umrichter (3200).

6. Verwendung des Systems nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Walzwerkssteuerung.