JPH0710165B2

JPH0710165B2 - 電力変換装置及びスナバ回路

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Publication number: JPH0710165B2
Application number: JP19869389A
Authority: JP
Inventors: 茂太上田; 光幸本部; 一男本田; 順人地福; 大策守永; 昇小川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-07-31
Filing date: 1989-07-31
Publication date: 1995-02-01
Anticipated expiration: 2010-02-01
Also published as: JPH0365045A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電力変換装置に係り、具体的には電力変換主
回路スイッチ素子のスイッチングサージを吸収するスナ
バ回路に関する。特に、主回路スイッチング素子として
GTO（ゲート・ターン・オフ）サイリスタなどの自己消
弧形素子が用いられた電力変換装置のスナバ回路に適
し、そのスナバ回路に吸収されたサージエネルギを有効
に回収する技術に関する。

〔従来の技術〕

従来、電力変換装置のスナバ回路については、特公昭60
−6136号公報において論じられている。これによれば、
負スイッチ素子に、ダイオードとコンデンサからなるス
ナバ回路を並列接続し、コンデンサに蓄えられたエネル
ギを全て変成器を介して電源へ回収するものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上記従来技術は、スナバエネルギ回収用の変成
器の小形化については配慮されていない。すなわち、第
19図に示す従来例において、スイッチング素子１がター
ンオフする時、ターンオフエネルギはコンデンサ３に蓄
積される。次に、スイッチング素子１がターンオンする
と上記蓄積エネルギは、変成器４、スイッチング素子１
を介して全て放出される。したがって、変成器４により
スナバ吸収エネルギを全て処理しなければならないた
め、装置が大形になるという問題がある。

本発明の目的は、主回路のスイッチング素子を通さない
でスナバ吸収エネルギを放出できる構成のスナバ回路を
有した電力変換装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記目的を達成するため、各相に対応させた
主スイッチング回路と、一括スナバ回路と、変成器とを
含んで構成されてなり、前記主スイッチング回路は、それぞれ少なくとも１個の
スイッチング素子を有してなる正極アームと負極アーム
を直列接続し、該直列回路の両端を直流端とし、共通接
続点を交流端としてなり、前記一括スナバ回路は、第１のコンデンサと２個のダイ
オードの直列回路を前記正負アームの直列回路に並列接
続するとともに、該２個のダイオードの共通接続点を第
２のコンデンサを介して前記正負アームの共通接続点に
接続してなり、前記変成器は、１次側を前記一括スナバ回路の第１のコ
ンデンサを介して主スイッチング回路の直流端に並列接
続し、２次側を電力回収負荷に接続してなる構成の電力
変換装置としたことにある。

なお、変成器の磁気飽和を防止又は抑制するために、変
成器の１次巻線に抵抗を並列又は直列に接続することが
望ましい。同様に、１次回路にスイッチング素子を挿入
し、これにより放出回路を遮断して励磁電流をリセット
することも可能である。

また、スナバ吸収エネルギの回収負荷は、当該電力変換
装置の直流電源、制御電源、他の電力負荷とすることが
できる。

また、主スイッチング回路の正負極の各アームが、複数
のスイッチング素子を多段接続して高電圧化されたもの
にも適用可能である。この場合、一括スナバ回路の他
に、各スイッチング素子ごとに個別に従来のスナバ回路
を設けることが望ましい。これによれば、個別スナバ回
路によって、各スイッチング素子の特性のばらつきを吸
収できる。

〔作用〕

このように構成される本発明によれば、次の作用により
上記目的が達成される。

すなわち、変成器がスナバ回路を形成する第１のコンデ
ンサを介して直流端に並列接続されていることから、第
１のコンデンサに蓄えられたスナバ吸収エネルギは、変
流器の１次巻線を介して直流端に接続される直流電源又
は負荷に放出される。また、変成器の２次巻線に誘起さ
れた電力は、直流電源などの電力回収負荷に有効に回収
される。一方、第２のコンデンサに蓄えられたスナバ吸
収エネルギは、変成器を介さず、交流端に接続される交
流電源又は負荷に回収され、有効に利用される。

この結果、変成器で処理されるエネルギ量は少なくな
り、その分だけ変成器を小形化することができる。

また、変成器１次巻線に抵抗又はインダクタンスを並列
又は直列接続したものによれば、変成器の励磁電流がそ
れらの抵抗等を流れることによって、変成器の鉄心をリ
セットするように動作するので、磁気飽和を防止でき、
変成器をさらに小形化できることになる。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例に基づいて説明する。

第１図は本発明を適用してなる一実施例電力変換装置の
１相分の主要部回路構成を示したものである。なお、動
作説明に関しては、以下本回路を交流電動機を負荷とす
るインバータ装置として説明するが、本回路はそのまま
コンバータ装置に適用可能である。

本実施例は、図示のように、主スイッチング回路10、一
括スナバ回路20、変成器30を含んで構成されている。主
スイッチング回路10はスイッチング素子11を有する正極
アームとスイッチング素子12を有する負極アームを直列
接続してなる。各スイッチング素子11,12はGTOサイリス
タが適用され、それぞれにはフリーホイールダイオード
13,14が逆並列接続されている。そして、主スイッチン
グ回路の正極端はリアクトル15を介して正の直流側端子
16に接続され、負極端は負の直流側端子17に接続され、
正・負アームの共通接続点は交流端子18に接続されてい
る。

一方、一括スナバ回路20は第１のコンデンサ21、第２の
コンデンサ22、順方向に直列接続された２個のダイオー
ド23,24を有して形成されている。直列ダイオード23の
アノードは、第１のコンデンサを介して主スイッチング
回路の正極端に接続されている。直列ダイオード24のカ
ソードは、主スイッチング回路の負極端に接続されてい
る。直列ダイオード23と24の共通接続点は、第２のコン
デンサを介して正・負アームの共通接続点に接続されて
いる。

また、変成器30の１次巻線は、一括スナバ回路20の直列
ダイオード23と24に並列接続されており、言い換えれば
第１のコンデンサ21を介して、主スイッチング回路10の
直流端に並列接続されている。一方、変成器30の２次巻
線は、逆流防止用のダイオード38を介して、直流端子1
6,17に接続されている。

なお、主スイッチング回路10に対する一括スナバ回路20
の接続関係は、第２図のように変形可能であり、この場
合は同図のように変成器30を接続する。

このように構成される実施例の動作を、第３図と第４図
を用いて説明する。

第３図（ａ）〜（ｅ）は、正極アームの通流状態から負
極アームの通流状態を経て、再び正極アームの通流状態
にもどるまでの回路動作を示したものである。同図
（ａ）の状態は、スイッチング素子11がオン状態にあ
り、直流電源から負荷へ負荷電流i_Lが供給されている。
この状態のときに、スイッチング素子11にオフゲート信
号が入ると、それまで流れていたi_Lは、同図（ｂ）に示
す経路（コンデンサ21→ダイオード23→コンデンサ22を
経由）で流れる。この際に、スイッチングサージが吸収
されるとともに、コンデンサ22に図示極性で蓄積されて
いたエネルギは負荷に放出される。この図（ｂ）の状態
は、スイッチング素子２がオフからオンに切り換えられ
るから、負荷電流i_Lの極性が正（流れ出す方向）のまま
で、出力電圧の極性が正から負に切り換わるため、等価
的に遅れ力率、すなわち遅相運転状態になっている。一
方、図（ｂ）において、コンデンサ21は過充電される。

次に、同図（ｃ）に示すように、負荷電流i_Lが負極アー
ムに転流する還流モードに移ると、コンデンサ21の電荷
は点線で示す経路で放電され、変成器30の１次側に放電
電流i_Sが流れる。これにより、変成器30の２次側に１次
巻線と２次巻線の巻数に逆比例した値の電流i_S2が流
れ、直流側電源ヘエネルギが回収される。

次に、同図（ｄ）に示すように、スイッチング素子12に
オフゲート信号が入った後、スイッチング素子11に再び
オンゲート信号が入ると、コンデンサ22が充電されスイ
ッチングサージが吸収され、負荷電流がスイッチング素
子11に流入し、同図（ｅ）の状態に至り、最初の状態
（ａ）に戻る。

なお、同図（ｃ）〜（ｅ）への転流動作の場合、負荷電
流の極性が正のまま出力電圧極性が負から正へ切り換わ
るので、等価的に進み力率、すなわち進相運転状態にな
っている。

一方、第４図は、負極アームの通流状態から正極アーム
の通流状態を経て、再び負極アーム通流状態に至る場合
の回路動作を示したものである。同図（ａ）から（ｄ）
の転流動作は、第３図（ａ）から（ｃ）への動作と同じ
く遅相モードの転流動作である。また、（ｄ）から
（ｆ）への動作は第３図（ｃ）から（ｅ）への動作と同
じく進相モードの転流動作である。第４図（ｄ）から
（ｅ）へ移る場合、コンデンサ22の蓄積エネルギーは交
流端子９から流入する電流のため交流側端子18へ放出で
きないため、スイッチング素子12がターンオンした時に
同図（ｅ）のとに示した電流経路で直流電源に回収
される。

上述したように、第１図実施例によれば、スイッチング
素子のターンオフに伴い発生するサージエネルギは一括
スナバ回路のコンデンサに吸収され、その吸収エネルギ
は進相又は遅相のいずれの運転モードにあっても電源
（又は負荷）へ電力として回収でき、しかも、変成器を
介さずに回収する動作モードが存在するため、その分だ
け装成器を小形にすることができる。

例えば、第３図（ｄ）で充電されたコンデンサ22の蓄積
エネルギーは、コンデンサ容量をC₂₂、直流電源圧をEd
とすると、であり、同図（ｂ）において、このエネルギーは負荷へ
放出されるので、変成器を介さずに処理される。一方、
第４図（ｃ）で充電されたコンデンサ22の蓄積エネルギ
ーはであり、同図（ｅ）において、変成器を介して処理され
る。

第３図（ｃ）及び第４図（ｄ）において変成器が処理す
べきコンデンサ21に蓄積された過電圧エネルギーは、コ
ンデンサ21の容量をC₂₁、過充電電圧をΔＶとするととなる。以上から変成器を介して、処理されるエネルギ
ーと、処理すべき全体のエネルギーの比ａは、となる。従って、変成器は、この分だけ小形化できる。
例えば、C₂₁＝10C₂₂に選ぶとほぼΔＶ≒Ed/4にできるの
で、ａ≒0.69となり、変成器を69％に小形化することが
可能となる。

以下、本発明の他の実施例を説明する。

第５図は、変成器30の１次側に抵抗31を並列接続し、ス
ナバ回収のエネルギの放電電流の一部を並列抵抗31に分
流させて回収するようにし、変成器30の励磁電流を速や
かに減衰させて、鉄心の磁気飽和を防止させるようにし
たものである。これによれば、スナバ吸収エネルギを回
収してないときにも継続して流れる励磁電流を抵抗31に
よって速やかにリセットできるので、鉄心の磁気飽和が
防止でき、変成器を小形のものにすることが可能であ
る。

第６図は、変成器30の１次回路に抵抗32を直列に挿入し
て、それらに電圧を分担させ第５図と同様に励磁電流を
できるだけ早く減衰させるようにし、磁気飽和を防止で
きる。

第７図、第８図は、第３図（ｂ）及び第４図（ｅ）に示
した状態のとき、変成器30の励磁電流がダイオード23,2
4を介して還流する経路内に、インダクタンス33あるい
は18を直列接続した例である。本実施例によれば、還流
電流が流れるとダイオード23,24の順電圧降下に加えて
インダクタンス33あるいは18の電圧降下によって変成器
30をリセットするので、鉄心の磁気飽和防止に効果があ
る。

また、スナバコンデンサに蓄積されたエネルギを直流電
源へ回収するのに伴い、スイッチング素子11または12の
ターンオン時に流れる電流のピーク値を抑制することが
できる。

第９図（ａ）〜（ｄ）は、第５図と第６図に示した抵抗
31,32による実施例と、第７図と第８図に示したインダ
クタンス33,18による実施例とを組合わせたものであ
り、それぞれの実施例における効果を合わせた効果を持
たせることができる。

第10図は、変成器30の励磁電流を強制的にリセットする
ためのスイッチング素子34を直列接続した例である。本
実施例によれば、スイッチング素子34のゲート制御によ
り任意の時点でリセットできるという効果がある。スイ
ッチング素子34として逆電圧素子能力のないスイッチン
グ素子を使用する場合にはダイオード35を逆並列接続す
る。

すなわち、第４図（ｅ）から（ｆ）において変成器30の
１次側に流れる放電電流は第11図に示すようになる。図
示t₁時において正極アームのスイッチング素子11がオフ
し、t₂時において負極アームのスイッチング素子12がオ
ンすると、コンデンサ22の負荷による放電電流が流れ
（第４図（ｅ）のモード）、この放電が完了するころの
変成器30の励磁電流がの径路で流れる（第４図（ｆ）
のモード）。この励磁電流は変成器30とダイオード23,2
4からなる閉回路の循環電流となって継続して流れるか
ら、ダイオード23,24において順方向電圧降下による損
失が生ずる。本実施例では、スイッチング素子34をオフ
することで、上記循環電流を遮断することができ、損失
を低減できる。

第12図は第１図実施例を、三相インバータあるいは三相
コンバータに適用した例である。インバータの場合には
符号19で示したものは交流負荷、コンバータの場合には
交流電源となる。各相ごとに設けた変成器30a,30b,30c
により一括スナバ回路20a,20b,20cにそれぞれ蓄積され
るエネルギを直流電源へ回収する。本実施例によれば、
全アームの蓄積エネルギを回収することができるので回
収エネルギの総量が多くなる。

第13図は第12図に示した実施例における各相ごとの変成
器を一括した例である。本実施例によると変成器30が１
台でよいため電力変換器全体の寸法をさらに小形にでき
るという効果がある。

以上の実施例はエネルギの回収先が電力変換装置主回路
の直流側端子16,17であったが、第14図（ａ）（ｂ）に
示すように変成器２次側端子を分割された直流電源コン
デンサ41,42,43などの一部に接続してもよい。本実施例
では直流電源電圧が分圧されるため、変成器30の２次側
の絶縁耐圧及びダイオード38の逆方向耐電圧を低くでき
るという効果がある。

また、第12図に示した実施例と第14図に示した実施例を
組合せ、例えば、第15図に示すように各相の変成器30a,
30b,30cの２次側をそれぞれコンデンサ41,42,43へ接続
すれば、絶縁耐圧などを低く設計できる部品が多くなる
という効果もある。

以上の実施例は、エネルギの回収先が電力変換装置主回
路の直流電源であったが、他の直流電源でもよい。第16
図は、回収先としてスイッチング素子51を駆動するため
のゲートドライブ回路52で使用している直流電源部53に
充当する実施例を示したものである。変成器30の２次側
を電源コンデンサ54及び55の両端に接続している。回収
したエネルギはゲートドライブ回路52へ供給するドライ
ブエネルギとして有効に利用される。なお、通常、ゲー
トドライブ回路52の直流電源は、変圧器58で降圧した交
流電圧を整流器56,57で整流して供給される。本実施例
によると、ゲートドライブ回路52の電源電圧は通常数10
ボルト程度であるから、巻線の巻数を少なくかつ絶縁耐
圧を低く設計できるなど変成器30を小型化できるという
効果がある。同様に回収先電源を制御回路電源とするこ
ともでき、同様の効果を得ることができる。

上述した電力回収先の実施例は、直流電源等に回収する
ものとして説明したが、第17図に示すように、コンデン
サ等の独立した直流電源部60に回収し、これをインバー
タ61により電源周波数に等しい交流電力に変換して、交
流電源19又は任意の交換負荷に回収することも可能であ
る。これによれば、スナバ回収エネルギの利用範囲が広
くなる。

第18図は第１図実施例の主スイッチング回路が、多段接
続された複数のスイッチング素子から構成される場合の
実施例である。このような多段化は、高電圧大容量化等
に対応して採用される。図示のように、一括スナバ回路
20の他に多段接続された各スイッチング素子11a,11b,12
a,12bに、それぞれ個別スナバ回路70を設ける。各個別
スナバ回路はダイオード71、コンデンサ72、抵抗73から
形成された公知のものである。

本実施例によれば、各アームのスイッチング素子がター
ンオフするときのサージエネルギは一括スナバ回路20に
吸収され、スイッチング素子11aと11b（又は12aと12b）
のターンオフ特性のばらつきにより発生するエネルギは
個別スナバ回路70で吸収することができ、各スイッチン
グ素子の電圧分担の均一化を図ることができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、次の効果が得られる。

すなわち、変成器がスナバ回路を形成する第１のコンデ
ンサを介して直流端に並列接続されていることから、第
１のコンデンサに蓄えられたスナバ吸収エネルギは、変
流器の１次巻線を介して直流端に接続される直流電源又
は電荷に放出される。また、変成器の２次巻線に誘起さ
れた電力が、直流電源などの電力回収負荷に有効に回収
される。

また、第２のコンデンサに蓄積されるスナバ吸収エネル
ギを変成器を介さずに交流側へ放出して利用できる。

この結果、変成器の処理すべきエネルギ量が少なくなる
から、その分だけ変成器を小形化でき、これにより装置
全体の小形化を図ることができる。

また、変成器１次巻線に抵抗又はインダクタンスを並列
又は直列接続したものによれば、放電電流又は電圧が抵
抗に分流又は分圧されるので、変成器の磁気飽和を防い
て鉄心を小さくできるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の一相分の主回路構成図、第
２図は第１図実施例の変形例の構成図、第３図（ａ）〜
（ｅ）と第４図（ａ）〜（ｆ）は第１図実施例の動作を
説明するための図、第５図〜第８図はそれぞれ第１図に
対応する他の実施例の構成図、第９図（ａ）〜（ｄ）は
それぞれ第５図〜第８図実施例を組合せてなる実施例の
構成図、第10図は第１図に対応するさらに他の実施例の
構成図、第11図は第10図実施例の動作を説明する図、第
12図は第１図実施例を３相の電力変換装置に適用した実
施例の構成図、第13図は第12図実施例の変形例を示す
図、第14図（ａ）（ｂ）〜第17図はそれぞれ電力回収先
の変形例を示す図、第18図は主スイッチング回路が多段
スイッチング素子からなる実施例の構成図、第19図は従
来例のスナバ回路の構成図である。 10……主スイッチング回路、 11,12……スイッチング素子、 16,17……直流端子、18……交流端子、 20……一括スナバ回路、 21……第１のコンデンサ、 22……第２のコンデンサ、 23,24……ダイオード、30……変成器、 38……ダイオード、31,32……抵抗、 33……リアクトル、70……個別スナバ回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者地福順人茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者守永大策茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者小川昇茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (56)参考文献特開平２−51363（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】各相に対応させた主スイッチング回路と、
一括スナバ回路と、変成器とを含んで構成されてなり、前記主スイッチング回路は、それぞれ少なくとも１個の
スイッチング素子を有してなる正極アームと負極アーム
を直列接続し、該直列回路の両端を直流端とし、共通接
続点を交流端としてなり、前記一括スナバ回路は、第１のコンデンサと２個のダイ
オードの直列回路を前記正負アームの直列回路に並列接
続するとともに、該２個のダイオードの共通接続点を第
２のコンデンサを介して前記正負アームの共通接続点に
接続してなり、前記変成器は、１次側を前記一括スナバ回路の第１のコ
ンデンサを介して主スイッチング回路の直流端に並列接
続し、２次側を電力回収負荷に接続してなる電力変換装
置。
【請求項２】前記変成器の１次側に抵抗素子を並列接続
してなる請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】前記変成器の１次側回路にインピーダンス
素子を挿入接続してなる請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】前記変成器の１次側回路にスイッチング素
子を挿入接続し、該スイッチング素子により励磁電流を
リセットするようにしてなる請求項１記載の電力変換装
置。
【請求項５】前記電力回収負荷を前記主スイッチング回
路が接続される直流電源としたことを特徴とする請求項
1,2,3,4いずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】前記正極アームと負極アームが複数のスイ
ッチング素子を直列接続したものであり、該各スイッチ
ング素子に、それぞれダイオードとコンデンサの直列回
路を並列に接続するとともに、当該ダイオードに抵抗を
並列接続してなる個別スナバ回路を設けたことを特徴と
する請求項1,2,3,4,5いずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】第１と第２のコンデンサと、２個のダイオ
ードと、変成器とを具備してなり、それぞれ少なくとも
１個のスイッチング素子を有してなる正極アームと負極
アームが直列接続された主スイッチング回路のスイッチ
ングサージを吸収するスナバ回路であって、前記第１のコンデンサを前記２個のダイオードと直列に
接続して前記主スイッチング回路に対して並列接続し、前記第２のコンデンサを前記２個のダイオードの共通接
続点と前記正負アームの共通接続点との間に接続し、前記変成器の１次側を前記２個のダイオードからなる直
列回路に並列接続し、２次側を電力回収負荷に接続して
なるスナバ回路。