DE69321280T2 - Rekonfigurierbarer Wechselstrom-Induktionsmotor für ein mit Batterie angetriebenes Fahrzeug - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft Antriebssysteme für batteriebetriebene Fahrzeuge. Im einzelnen betrifft die Erfindung einen batteriegespeisten Fahrzeugantrieb, der selektiv im normalen Antriebsmodus oder alternativ in einem Batterielademodus betrieben werden kann.
• Die Entwicklung von praktischen, batteriebetriebenen Fahrzeugen für den täglichen Gebrauch hat eine Anzahl technischer Herausforderungen lösen müssen. Es ist besonders wichtig, daß das Fahrzeug einen möglichst hohen Wirkungsgrad hat, um seinen Betriebsradius zu erweitern. Das hat dazu geführt, daß Gewichtseinsparung das Hauptanliegen ist. Auch muß das Fahrzeug in der Lage sein, in einem großen Geschwindigkeitsbereich zu operieren und Anforderungen an ein hohes Drehmoment zu genügen.
• Bekanntlich haben Drehstrom-Induktionsmotoren einen relativ hohen Wirkungsgrad. Solche Motoren lassen sich mit geeigneten Steuersystemen ausrüsten, um relativ schnell und genauen betrieben und gesteuert zu werden. Ein wirksames Steuersystem, das bei vielen Induktionsmotor-Anwendungen eingesetzt wird, ist die "Vektorsteuerung". In diesen Systemen werden in der Regel Motor-Istzustände mit Sofort-Anforderungssignalen verglichen. Auf diese Wiese erzeugte Fehlersignale werden verarbeitet und in Drehströme umgewandelt, die der Motor zum Erzeugen eines Drehmoments und einer Magnetflußdichte nach Wunsch zu veranlassen. Ungeachtet dessen, wie effektiv ein Elektrofahrzeug auch gestaltet wird, irgendwann muß die Speicherbatterie nachgeladen werden. Das verlangt in der Regel eine externe Ausrüstung. Damit also die Einsetzbarkeit eines solchen Fahrzeugs erhöht wird, ist es erwünscht, daß die zum Nachladen der Batterien erforderliche Schaltung "an Bord" vorhanden ist. Das ermöglicht es, daß das Fahrzeug praktisch an jedem Ort nachgeladen werden kann, wo elektrischer Strom zur Verfügung steht. In der Regel erhöhen Ladesysteme, die im Fahrzeug selbst untergebracht werden, ganz einfach das Gesamtgewicht. Somit ging die Steigerung der Bequemlichkeit immer auf Kosten des Gewichts, was eine Verlängerung der Beschleunigungszeiten und eine Verkürzung des Betriebsradius des Fahrzeugs zur Folge hatte.
• Antriebe für batteriebetriebene Fahrzeuge, die die vorliegende Erfindung einsetzen, weisen Schaltmittel auf, die einen selektiven Betrieb entweder im Antriebsmodus oder alternativ im Batterielademodus ermöglichen. Im Antriebsmodus wird ein Vektorsteuergerät benutzt, um die augenblicklichen Stator-Ströme im AC-Induktionsmotor zu steuern. In derzeit bevorzugten Ausführungsformen ist der Motor so gebaut, daß er ein Paar getrennt erregbare Dreiphasenwicklungen aufweist, die nicht direkt elektrisch verbunden sind und räumlich um dreißig Grad elektrisch versetzt sind. Diese Konfiguration ermöglicht es, den Motor mit den Ausgängen von zwei getrennten Dreiphasen-Wechselrichtern zu erregen. Auf diese Weise kann der Motor eine Energie erzeugen, die der Summe der Leistungsausgänge der beiden Wechselrichter entspricht, ohne die Notwendigkeit, Leistungsschaltungsvorrichtungen direkte parallel anzuschließen. In solchen Ausführungsformen benutzt das Vektorsteuergerät eine Motordrehmoment- und Flußsteuerung, um ein Paar Antriebsstrom-Referenzvektorsignale sowie auch ein Positionesreferenz-Schlupfwinkelsignal zu erzeugen. Die Stromreferenz-Vektorsignale weisen vorzugsweise eine Dreißiggrad-Phasenverschiebung auf, wenn ein Motor mit zwei Wicklungen benutzt wird.
• Die Antriebsstrom-Referenzvektorsignale werden an ein rekonfigurierbares Kompensationsmittel angelegt, wo sie mit Signalen, die für die Stator-Istströme repräsentativ sind, verglichen werden. Auf diese Weise generierte Fehlersignale ωerden in einem synchron rotierenden Bezugssystem kompensiert, um Wechselrichter-Spannungssteuersignale zu erzeugen. Zündschaltmittel nehmen die Wechselrichter-Spannungssteuersignale auf und erzeugen Schaltsignale zum Betrieb des rekonfigurierbaren Wechselrichtermittels. Wenn ein Zweiwicklungs- Motor benutzt wird, werden die Schaltsignale vorzugsweise von einem Paar Pulsbreitenmodulatoren an ein Paar Wechselrichter geliefert. Jeder Wechselrichter erzeugt Dreiphasen-Wechselstrom für eine zugehörige Motorwicklung. Die dreißig Grad Phasenverschiebung in den Antriebsstrom-Referenzvektorsignalen erzeugt Statorströme mit einer entsprechenden Phasenverschiebung. Das führt zum Zusammentreffen der MMFs der zwei Wicklungen.
• Im alternativen Batterielademodus werden viele der gleichen Komponenten benutzt, die schon im Antriebsmodus erzeugt werden, um das Nachladen der Speicherbatterien des Fahrzeugs an geeigneten Orten zu ermöglichen. Hier erzeugt ein Batterielade-Controller Ladereferenzvektorsignale. Vorzugsweise hat eines der Ladereferenzvektorsignale eine sich sinusförmig in der Frequenz des als Ladeenergiequelle benutzten Wechselstromversorgungsnetzes verändernden Größenordnung. Das andere Signal ist ein komplex-konstantes Vektor signal. Diese Signale werden dann verglichen mit Signalen, die für die Lade-Istzustände repräsentativ sind. Auf diese Weise erzeugte Fehlersignale werden kompensiert und in der Regel um negativ dreißig Grad phasenverschoben. Die verschobenen Fehlersignale werden dann an den Pulsbreitenmodulator gelegt. Zündsignale aktivieren die Wechselrichter, um AC-Energie aus dem AC-Versorgungsnetz zu ziehen und sie zunächst an einen Speicherkondensator zu legen. Dann wird Ladestrom vom Kondensator abgezogen und zum Laden der Fahrzeugspeicherbatterie angelegt.
• Fig. 1 zeigt schematisch eine derzeit bevorzugte Ausführungsform eines batteriebetriebenen Fahrzeugantriebs, der gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.
• Fig. 2A ist eine Vektordarstellung eines augenblicklichen Dreiphasenstroms, dargestellt als Phasenvariable.
• Fig. 2B ist eine graphische Darstellung des Stromvektors aus Fig. 2A, dargestellt in kartesichen Komponenten eines stationären Bezugssystems, und zeigt ferner den gleichen Stromvektor in einem rotierten Bezugssystem.
• Fig. 3 ist eine Diagrammdarstellung einer derzeit bevorzugten Ausführungsform eines umkonfigurierbaren Kompensationsmittels, das gemäß der Erfindung aufgebaut ist.
• Fig. 4 ist eine Diagrammdarstellung einer derzeit bevorzugten Übertragungsfunktion für ein Antriebsfehlervektorsignal.
• Fig. 5 ist eine graphische Darstellung für Wechselrichter- Ausgangsströme, die zum Laden der Batterie benutzt werden.
• Fig. 6A und 6B sind Diagrammdarstellungen derzeit bevorzugter Übertragungsfunktionen für erste und zweite Batterielade- Fehlervektorsignale.
• Erfindungsgemäß kann ein Antrieb für ein batteriebetriebenes Fahrzeug vorgesehen sein, der den Betrieb eines AC-Induktionsmotors steuert, um schnell und genau auf augenblicklich geforderte Bedingungen zur reagieren. Vorzugsweise ist der Motor so gebaut, daß er ein Paar getrennt erregbare Mehrphasenwicklungen aufweist, die räumlich um einen vorgegebenen Winkel versetzt sind und nicht direkt elektrisch miteinander verbunden sind. Der Antrieb ist selektiv umkonfigurierbar, so daß ein großer Teil des gleichen Schaltungsaufbaus benutzt wird, um das Nachladen der Speicherbatterien aus herkömmlichen AC-Energiequellen zu ermöglichen.
• Nehmen wir jetzt Bezug auf Fig. 1; hier wird ein derzeit bevorzugter Antrieb gezeigt. Der Antrieb benutzt ein Schaltmittel 10, um den Betrieb entweder im normalen Antriebsmodus, oder im alternativen Batterielademodus durchzuführen. Das Schaltmittel 10 beinhaltet verschiedene Schaltelemente, die die internen elektrischen Pfade im Antrieb umstellen. Im Antriebsmodus wird DC-Energie aus der Speicherbatterie 12 abgezogen und durch Wechselrichtermittel 13 in Drehstrom- Energie umgewandelt, um den Motor 14 zu speisen. Eine Vektorsteuerung sieht Betriebscharakteristika vor, die mit den klassischen Methoden der Spannungs- und Frequenzsteuerung nicht erreichbar sind. Die Vektorsteuerung benutzt einen Motor-Drehmoment/Fluß-Controller 18, um Antriebsreferenzsignale zu generieren. Die Antriebsreferenzsignale werden vom Kompensationsmittel 20 aufgenommen und verarbeitet. Die so erzeugten Steuersignale werden an Modulations- und Zündschaltmittel ausgegeben, die Wechselrichtermittel 13 steuern. Im alternativen Batterielademodus wird der Motor-Drehmoment/Fluß-Controller 18 aus der Schaltung abgeschaltet.
• Statt dessen werden Ladebezugssignale vom Batterielade- Controller 22 an das Kompensationsmittel 20 gelegt. In diesem Modus werden die Kompensationscharakteristika für Ladeanforderungen umkonfiguriert. Von der Kompensation erzeugte Steuersignale werden wie oben an die Modulation- und Zündschaltmittel gegeben. Ein Wechselrichtermittel 13, das durch das Schaltmittel 10 umkonfiguriert wurde, zieht AC-Leistung aus dem AC-Mittel 24, wandelt sie in DC-Ladestrom um und legt diesen an die Batterie 12.
• Jede Wicklung des Motors 14 sollte vorzugsweise eine Dreiphasen-Sternschaltungskonstruktion sein. Die Dreiphasen- Istströme in einer solchen Wicklung lassen sich durch einen einzigen zweidimensionalen Vektor (oder eine komplexe Zahl) darstellen, wie in Fig. 2A gezeigt ist. Die durch diesen Vektor dargestellten Dreiphasenströme sind definitionsgemäß gleich den vertikalen Projektionen des Vektors auf die drei Achsen (A, B, C), die in der komplexen Ebene um 120º versetzt symmetrisch zueinander angeordnet sind. Unter ausgeglichenen Bedingungen rotiert der Stromvektor "i" mit Winkelgeschwindigkeit ω gleich der AC-Frequenz (ausgedrückt in rad/sec).
• Unter gleichmäßig ausgeglichenen sinusförmigen Bedingungen erzeugt dieser Drehstrom eine gleichumlaufende magnetische Bewegungskraft (MMF) im Stator des Induktionsmotors. Im allgemeinen entspricht ein bestimmter Winkel des Stomvektors in der komplexen Ebene einer bestimmten, eindeutigen Ausrichtung der MMF-Verteilung im Luftspalt des Motors 14. Wenn der Stator zwei Wicklungen, 26 und 27, aufweist, wie gezeigt wird, die im allgemeinen identisch, jedoch physikalisch um einen Winkel "a" 30º elektrisch (30eº) relativ zueinander verdreht sind, dann fallen die MMFs jeder Wicklung zusammen, vorausgesetzt die zwei Antriebsstromvektoren haben eine ähnliche 30º-Versetzung im entgegengesetzten Sinn in der komplexen Ebene. Wenn also beide Wicklungen 26 und 27 auf diese Weise unter Strom gesetzt werden, erreicht die kombinierte MMF-Grundwelle im Motor die maximale Amplitude. Zusätzlich werden auch bestimmte unerwünschte Oberwellen in der MMF-Verteilung durch diese Anordnung reduziert.
• Das durch einen Induktionsmotor erzeugte Drehmoment und die Magnetflußhöhe in der Maschine können beide dynamisch gesteuert werden durch richtiges Regeln des Statorstromvektors. Unter Verwendung moderner Steuertechniken läßt sich das bewirken durch eine rotierende Achsentransformation. Das Konzept der rotierenden Achsentransformation läßt sich verstehen anhand der Fig. 2B. Hier wird der in Fig. 2A gesehene Statorstromvektor "i" umdefiniert als direkte stationäre (ds) Achse und eine rechtwinklige stationäre (qs) Querachse mit den Komponenten ids bzw. iqs. Somit wird ein Strom, der vorher mit drei Variablen definiert wurde, jetzt mit zwei definiert. Diese Beziehung wird mathematisch illustriert wie folgt:
• Die zwei Komponenten ids und iqs können als der Realteil bzw. der Imaginärteil einer komplexen Zahl angesehen werden. Der Statorstromvektor i wird damit definiert als: i = (ids + jiqs). Unter ausgeglichenen Sinusbedingungen dreht sich der Stromvektor i in der komplexen Ebene mit einer Winkelgeschwindigkeit ω gleich der Erregungsfrequenz. Unter diesen Bedingungen ist i = i&sub0;ljωt, wobei 10 eine komplexe Konstante ist. Multiplikation des Stromvektors i mit einer komplexen Größe l-iωsynt ergibt die komplexe Größe i' = i&sub0;l(ω-ωsyn)t Das ist in seiner Wirkung gleichbedeutend mit Drehen der Koordinatenachsen der kom plexen Ebene mit der Winkelfrequenz ωsyn und dann Ausdrücken des Stromvektors i durch seine Koordinaten id und iq relativ zu den neuen Drehachsen.
• Die Winkelgeschwindigkeit ωsyn des Bezugssystems muß so gewählt werden, daß das Bezugssystem laut Definition immer mit einer Winkelgeschwindigkeit dreht, die um eine gewünschte Schlupffrequnez ωs, definiert durch den Motordrehmoment/Fluß- Controller 18, höher ist, als die elektrische Winkelgeschwindigkeit der Motorwelle. Wenn die Drehfrequenz ωsyn des Bezugssystems gleich der Drehfrequenz ω des Stromvektors i ist, dann ist der Stromvektor i' gleich der komplexen Konstanten i&sub0;. Um wieder die Dreiphasen-Istkoordinaten zu erhalten, kann die folgende Transformation verwendet werden:
• Wenn i' = (id +jiq), dann
• Da der Motor 14 getrennte Wicklungen 26 und 27 aufweist, sind viele Funktionen des Antriebs parallel angeordnet, wie nachstehend beschrieben wird. Wieder unter Bezugnahme auf Fig. 1 erzeugt der Motordrehmoment/Fluß-Controller 18 vorzugsweise ein Paar Antriebsreferenzstromvektorsignale, die im synchronen Bezugssystem rotieren. Das Stromvektorsignal i&sub1;* dient als Antriebsreferenzsignal für die Motorwicklung 26. Auf ähnliche Weise dient i&sub2;* als Antriebsreferenzsignal für die Wicklung 27. Vorzugsweise hat Signal i&sub2;* gegenüber i&sub1;* eine Phasendifferenz von 30eº. Das läßt sich erreichen durch Multiplizieren von 11* mit dem Vektoroperator e-j(π/6).
• Der Controller 18 erzeugt ferner ein Signal θs, das den sich ergebenden Schlupfwinkel des synchronen Bezugssystems relativ zur Winkelposition θm des Rotors des Motor 14 darstellt. Der Winkel Am wird durch direkte Messung von der Rotorwelle erhalten. Der Winkel θs wird in den Additionspunkt 29 eingespeist, wo er zu θm addiert wird, um den gesamten Synchronwinkel θsyn zu erhalten. Die Signale i&sub1;*, i&sub2;* und θsyn werden dann in das Kompensationsmittel 20 eingespeist. Ein derzeit bevorzugter Motordrehmoment- und Fluß-Controller, der für den erfindungsgemäßen Einsatz geeignet ist, wird in einer US- Patentanmeldung, laufende Eingangsnummer 07/870,645, mit dem Titel "Automatic Motor Torque and Flux Controller for Battery-Powered Vehicle Drive" von Colin D. Schauder geoffenbart.
• Nehmen wir jetzt Bezug auf Fig. 3; Subtraktionsmittel subtrahieren zunächst die Antriebsreferenzstromvektorsignale von den Signalen, die die aktuellen Statorströme darstellen. Spezifisch wird am Subtraktionspunkt 31 eine Differenz zwischen i&sub1;* und einem Stromvektorsignal i&sub1; erhalten, um das Stromfehlervektorsignal 11e zu erzeugen. Signal i&sub1; wird erhalten durch zunächst Messen der aktuellen Ströme in der A- und C-Phase der Wicklung 26. Spezifisch wird der A-Phasenstrom durch einen Stromgeber wie den Stromwandler 32 gemessen (Fig. 1). Auf ähnliche Weise kann der C-Phasenstrom durch den Stromwandler 33 (Fig. 1) gemessen werden. Dann läßt sich am Umformer 34 eine geeignete Umwandlung vornehmen, um das Stromvektorsignal i&sub1;' als stationäre Achsen ds und qs ausdrücken. Der Vektordreher 35 wirkt auf das Stromvektorsignal i&sub1;', um das synchron rotierende Signal i&sub1; zu erzeugen. Auf ähnliche Weise wird ein Stromfehlervektorsignal i2e am Subtraktionspunkt 38 durch die Subtraktion des Signals i&sub2;* und eines Stromvektorsignals i&sub2; erzeugt. Das Signal i&sub2; läßt sich über Stromgeber, wie die Stromumformer 39 und 40, erzeugen, die im Umformer 41 umgewandelt werden um das Stromvektorsignal i&sub2;' zu erzeugen. Dann wird dieses Signal durch den Vektordreher 42 geleitet, um das synchron rotierende Signal 12 zu erzeugen.
• Die Stromfehlersignale i1e und i2e werden kompensiert durch die Kompensatoren 45 bzw. 46. Die Kompensatoren 45 und 46 können identische Übertragungsfunktionen aufweisen, die im allgemeinen im Frequenzbereich als kd(s) ausgedrückt werden. Unter Bezugnahme auf Fig. 4 enthält die Übertragungsfunktion kd(s) aktuell zwei Übertragungsfunktionen, 48 und 49. Die Funktion 48 kompensiert die d-Achsenkomponente des Fehlersignals, um ein d-Achsen-Spannungsanforderungssignal Vd* zu erzeugen. Auf ähnliche Weise kompensiert die Funktion 49 die q-Achsenkomponente des Fehlersignals, um ein q-Achsen-Spannungsanforderungssignal vq* zu erzeugen. Die Vektorform der Anforderungsspannung, die von den Kompensatoren 45 und 46 abgeleitet werden, werden entsprechend mit v&sub1;*' und v&sub2;*' bezeichnet. Diese Signale werden dann durch die Vektoroperatoren 51 bzw. 52 geleitet, um die Steuervektorsignale v&sub1;* und v&sub2;* in einem stationären Bezugssystem zu erzeugen. Nehmen wir wieder besonders auf Fig. 1 Bezug; die Spannungssteuervektorsignale v&sub1;* und v&sub2;* werden dann in das Wechselrichter-Modulations- und Zündschaltungsmittel eingespeist, das die Pulsbreitenmodulatoren 54 bzw. 55 enthält. Ein derzeit bevorzugter Pulsbreitenmodulator zur Anwendung mit der vorliegenden Erfindung wird in einer US-Patentanmeldung mit der laufenden Eingangsnummer 07/870,646 mit dem Titel "Flat-Top Waveform Generator And Pulse Width Modulator Using Same" von Colin D. Schauder beschrieben. Die Pulsbreiten-Modulatoren 54 und 55 geben Schaltsignale an die Wechselrichtermittel aus.
• Vorzugswiese sind die Übertragungsfunktionen 48 und 49 Proportional-plus-Integral-Controller. Ein solcher Controller kann die folgende Form aufweisen: k1-(k2/p.), wobei k1 und k2 Konstante sind und p. d/dt (d.i. die Laplace-Variable "s") bedeutet. Das bedeutsame Merkmal dieses Controller-Typs ist, daß er eine theoretisch unendliche Verstärkung für Vektorkomponenten mit einer Drehwinkelfrequenz gleich dem Bezugssystem aufweist. Praktisch ist die Bedeutung dieser Anordnung, daß es null stationäre Zustandsfehler bei der Frequenz ωsyn gibt, sogar wenn die Proportionalverstärkung k1 sehr klein ist. Mit anderen Worten, der Controller ist in der Lage, Hochfrequenzstrom-Bezugnahmen mit null Grundfehler zu verfolgen, auch wenn die Rückkopplungssteuerung nur eine sehr kleine Bandbreite hat. Das setzt natürlich voraus, daß das Wechselrichtermittel die inhärente Fähigkeit aufweist, den gewünschten Hochfrequenzstrom zu erzeugen.
• Die Anwendung der getrennten Mehrphasenwicklungen 26 und 27 im Motor 14 hat ferner den Vorteil, daß die Wechselrichter 56 und 57, die den Energiefluß zum Motor steuern, in zwei Pakete aufgeteilt werden können. Dann kann jedes dieser Pakete einen gleichen Betrag Laststrom aufnehmen. Diese Konstruktion schließt die Notwendigkeit aus, parallele diskrete Leistungshalbleiterkomponenten vorzusehen, was der Fall wäre, wenn der Motor als herkömmliches Einwicklungsgerät konstruiert wäre. Die Parallelanordnung von diskreten Leistungshalbleiterkomponenten führt in der Praxis zu Schwierigkeiten, weil die Schaltzeitkonstante der beiden Pakete unabänderlich leicht unterschiedlich ist. Früher waren zusätzliche Komponenten erforderlich, um die Auswirkungen der Zeitkonstantenunterschiede zu reduzieren. Solche zusätzlichen Komponenten erübrigen sich bei der vorliegenden Erfindung.
• Die Wechselrichter 56 und 57 haben in den entsprechenden Wicklungen jeweils vorzugsweise eine Anzahl Pole entsprechend der Anzahl der Phasen. So hat in der gezeigten Ausführungsform jeder Wechselrichter drei Pole. Jeder Pol enthält ein Paar Transistoren oder sonstige Halbleiterschaltelemente mit entsprechenden antiparallelen Dioden. Die Transistoren sind in Reihe geschaltet, so daß der Kollektor des einen an eine positive DC-Schiene angeschlossen ist, die an der positiven Elektrode 58 der Batterie 12 liegt. Der Emitter der anderen liegt an einer negativen DC-Schiene, die an die negative Elektrode 59 der Batterie angeschlossen ist. Der Emitter des ersten Transistors ist elektrisch verbunden mit dem Kollektor der zweiten. Der Knoten, der die beiden Transistoren zusammenschaltet, dient als AC-Anschluß. Zündsignale von den Pulsbreitenmodulatoren 54 und 55 treiben die Transistoren so, daß sie in den Wicklungen 26 und 27 entsprechend Dreiphasen- AC-Ströme erzeugen. Wegen der Phasenverschiebung zwischen den Stromreferenz-Vektorsignalen i&sub1;* und i&sub2;* fallen die MMFs der zwei Wicklungen räumlich im Motor 14 zusammen. Dieser Antrieb ist schnell und genau, und erlaubt den Betrieb des Motors 14 bei Drehzahlen in der Nähe von 12 000 U/Min.
• Im alternativen Batterielademodus wird ein Großteil der gleichen Schaltungsanordnung benutzt. Jedoch verändern Schaltmittel 10 die elektrischen Pfade innerhalb des Antriebs, so daß die Batterie 12 leicht und bequem geladen werden kann. Wechselrichtermittel 13 sind von einer umkonfigurierbaren Konstruktion, die in der Lage ist, Energie aus einem AC-Stromversorgungsnetz 24 zu ziehen. Ein derzeit bevorzugtes Umkonfigurierungsmittel für diesen Zweck wird besonders gezeigt in Fig. 3 einer US-Patentanmeldung mit der laufenden Eingangsnummer 07/870,644 mit dem Titel "Reconfigurable Inverter Apparatus for Battery-Powered Vehicle Drive" von Theodore M. Heinrich. Dieser Lader ist in der Lage, im wesentlichen sinusförmige Leistung aus dem AC- Versorgungsstromnetz 24 zu ziehen, im allgemeinen mit Leistungsfaktor Eins. Funktionell werden einpolige Umschalter 60 und 61 in ihre entsprechenden Umschaltpositionen gestellt, und verbinden somit das AC-Stromversorgungsnetz 24 mit den A- und B-Polen der Wechselrichter 57 wie gezeigt. Auch Schalter 62 wird geöffnet, und unterbricht somit die direkte elektrische Verbindung der positiven Elektrode 58 mit der positiven DC-Schiene 64. Statt dessen wird die AC-Klemme des Pols A in Wechselrichter 56 über die Diode 65 mit der Elektrode 58 elektrisch verbunden. Die Diode 65 ist gegenüber der Elektrode 58 umgekehrt vorgespannt, und verhindert somit die Leitung während der normalen Antriebsmodusoperation. In dieser Konfiguration funktionieren die Pole A und B des Wechselrichters 57 als H-Brücken-Umkehrglied, und ziehen Leistung aus dem AC-Stromversorgungsnetz 24 und legen sie als Gleichstrom auf die positive DC-Schiene 64, wo er sich im Kondensator 66 sammelt. Der Pol A des Wechselrichters 56 funktioniert dann als einpoliger Zerhacker, und zieht einen Gleichstrom bei höherer Spannung aus dem Kondensator und schickt ihn mit niedrigerer Spannung durch die Diode 65 in die Batterie 12.
• Damit das umkonfigurierbare Wechselrichtermittel als Batterielader ordentlich arbeiten kann, müssen die Wechselrichter 56 und 57 gesteuert werden. Diese Steuerung wirkt sich im allgemeinen auf zwei Funktionen aus. Erstens muß der Ladestrom auf einer geforderten Höhe gehalten werden. Zweitens muß der vom AC-Stromversorgungsnetz 24 gezogene Strom auf einer Höhe gehalten werden, die gerade ausreicht, die an den Kondensator 66 gelegte DC-Spannung auf konstantem Wert zu halten, der etwas höher ist, als die Ladespannungsspitze. Damit dieses Ziel erreicht wird, produziert der Batterielade-Controller 22 ein paar Ladereferenzsignale iDC* und iAC* für die Wechselrichter 56 bzw. 57. Diese Ladestromreferenzsignale drehen nicht in einem drehenden Bezugssystem. Die Amplitude des Signals iAC* variiert sinusförmig mit der Frequenz des AC-Stromversorgungsnetzes 24. Signal iDC* ist ein konstantes Vektorsignal. Sowohl iDC* als auch iAC* sind in diesem Modus realwertig, d. h. ihre Imaginärwerte sind Null.
• Nehmen wir nun Bezug auf Fig. 3; die Schalter 70 bis 74 sind durch Schaltmittel 10 in ihre Umkehrstellung in den Batterielademodus gestellt. Hier werden die Vektoroperatoren 35, 42, 51 und 52 mit den Daten gesetzt, die einen Winkel von -π/6 (dreißig Grad negativ) darstellen. Das Signal iDC* wird mit einem aktuellen Ladestrom verglichen, der vom gleichen Vektorsignal 12 dargestellt wird, das im Antriebsmodus benutzt wird, um ein Ladefehlerstromvektorsignal zu erzeugen. Das Ladefehlerstromvektorsignal wird dann vom Kompensator 77 kompensiert, um ein Ladespannungsanforderungssignal zu erzeugen. Auf ähnliche Weise wird das Signal iAC* verglichen mit einem Signal, das repräsentativ für den Strom ist, der aktuell aus dem AC-Stromversorgungsnetz 24 gezogen wird. Dieser aktuell gezogene Strom wird dargestellt durch das gleiche gemessene Stromvektorsignal 11, das im Antriebsmodus benutzt wird. Das so erzeugte zweite Ladefehlervektorsignal wird vom Kompensator 79 kompensiert.
• Nehmen wir Bezug auf Fig. 5; die Gründe für das Setzen des Vektoroperators auf -π/6 sind offensichtlich. Die förmige Veränderung des realwertigen iAC* produziert gleiche und entgegengesetzte sinusförmige Betriebsströme an den Polen A und B des Wechselrichters 57. Pol C erhält keine Stromanforderung und bleibt wunschgemäß deaktiviert. Auf ähnliche Weise produziert iDC* einen DC-Strom aus dem Pol A des Wechselrichters 56. Nominal fordert diese Referenz aktuell einen Rückstrom zum B-Pol des Wechselrichters 56. Da aber dieser Pol deaktiviert ist und die Stromrückkopplung dafür nicht direkt gemessen wird, sondern aus den A- und C- Phasenströmen rechnerisch abgeleitet wird, ist der Controller zufriedengestellt, solange der Strom im A-Pol den korrekten Wert annimmt.
• Fig. 6A illustriert die bevorzugte Übertragungsfunktion kb2(s) des Kompensators 77. Die d-Achsenkomponente i2ed des Fehlervektorsignals i2e wird kompensiert durch Verwendung einer Proportional-plus-Integral-Übertragungsfunktion k1+(k2/p.) zur Ableitung einer Anforderungsspannung V2d*. Wie in Fig. 5 offensichtlich ist, muß die q-Achsenkomponente v2q* des Anforderungsspannungsvektors v2* vorzugsweise immer Null sein. Somit liegt der Ausgang dieser Komponente an Erde. Die Übertragungsfunktion kb1(s) des Kompensators 79 ist in Fig. 6B dargestellt. Die d-Achse des Fehlervektorsignals iled wird kompensiert unter Verwendung einer Nacheilungs-Netzübertragungsfunktion mit dem Wert k3/(1+p.T3) und ergibt eine d- Komponente v1d* des Anforderungsspannungssignals v1*. Der Faktor k3 ist eine Konstante und T3 ist eine Zeitkonstante, die genügend Filteraktion liefert. Die q-Achsenkomponente v19* des Anforderungsspannungsvektorsignals v1* wird auf Null gesetzt. Die Spannungssteuervektorsignale v&sub1;* und v&sub2;* werden dann in die Pulsbreitenmodulatoren 54 bzw. 55 eingespeist. Die Pulsbreitenmodulatoren 54 und 55 generieren die Schaltsignale zur Durchführung des Batterieladens.
• Die Erfindung stellt auf diese Weise ein Antriebssystem für ein batteriebetriebenes Fahrzeug bereit, das selektiv entweder in einem normalen Antriebsmodus oder in einem alternativen Batterielademodus betreibbar ist. Das System ist kompatibel mit 110 V oder 220 V Ladespannung. Ferner kann im wesentlichen jede beliebige Ladefrequenz verwendet werden. Die Erfindung benutzt einen einzigartigen AC-Induktionsmotor mit getrennt erregbaren Drehstromwicklungen, die räumlich getrennt sind, vorzugsweise um einen Winkel 30eº. Im Antriebsmodus ist das Gerät in der Lage, schnell und genau über einen weiten Bereich auf Drehmoment und Drehzahl-Anforde rungen anzusprechen. Die Erfindung reduziert ferner das Gewicht, weil weitgehend die gleiche Schaltungsanordnung auch für Batterieladezwecke benutzt wird.
• Zwar wurden vorstehend gewisse bevorzugte Ausführungsformen beschreiben und gezeigt, es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß auch verschiedene andere Ausführungsformen und Veränderungen möglich sind, die unter den Schutzumfang der nachstehenden Ansprüche fallen.

Claims (12)

1. Rekonfigurierbare Fahrsteuereinrichtung für ein batteriebetriebenes Fahrzeug, die selektiv entweder in einen Ansteuermodus zur Versorgung eines AC Induktionsmotors (14) oder in einem alternativen Batterielademodus betreibbar ist, wobei die Steuereinrichtung umfaßt:

eine Schalteinrichtung (10) zum Bereitstellen einer selektiven, elektrischen Verbindung, um die Steuereinrichtung in einem Ansteuermodus oder einem alternativen Batterielademodus zu betreiben;

eine rekonfigurierbare Wechselrichtereinrichtung (56, 57), die mit wenigstens einer Batterie (12) zum Betrieb in dem Ansteuermodus zur Wechselrichtung von Gleichstrom von der Batterie (12) in einen Mehrphasen-Wechselstrom zum Ansteuern des Motors (14) verbindbar ist, wobei die Wechselrichtereinrichtung ferner in dem alternativen Batterielademodus mit einer Quelle einer AC Energie (24) zum Zuführen eines Ladestroms an die Batterie (12) verbindbar ist;

eine Auslöse-Schaltungseinrichtung (54, 55) zum Bereitstellen von Schaltsignalen zum Betreiben der rekonfigurierbaren Wechselrichtereinrichtung (56, 57);

eine Motordrehmoment- und Flußsteuereinrichtung (18), die in dem Ansteuermodus betreibbar ist, um wenigstens ein Ansteuerreferenz-Vektorsignal und ein Winkelverschiebesignal zu erzeugen;

eine Batterielade-Steuereinrichtung (22), die in dem alternativen Batterielademodus betreibbar ist, um wenigstens zwei Ladereferenz-Vektorsignale zu erzeugen;

dadurch gekennzeichnet, daß eine rekonfigurierbare Kompensationseinrichtung (20) zur Verarbeitung von Signalen von den Steuereinrichtungen (18, 22) vorgesehen ist, wobei die

Kompensationseinrichtung (20) eine Differenzeinrichtung (31,.38) zur Verwendung in dem Ansteuermodus umfaßt, um wenigstens ein Ansteuerfehler-Vektorsignal auf Grundlage einer Differenz zwischen dem wenigsten einen Ansteuerreferenz-Vektorsignal und einem Signal, das tatsächliche Bedingungen in dem Motor darstellt, zu erzeugen, wobei die Differenzeinrichtung (31, 38) zur Verwendung in dem alternativen Batterielademodus vorgesehen ist, um wenigstens zwei Batterielade- Fehlersignale auf Grundlage einer Differenz zwischen den Ladereferenzsignalen und Signalen, die tatsächliche Ladebedingungen darstellen, zu erzeugen, wobei die Kompensationseinrichtung (20) ferner umfaßt:

eine erste Kompensationseinrichtung (45, 46) mit wenigstens einem Kompensator (45), der das wenigstens eine Ansteuerfehler-Vektorsignal von der Differenzeinrichtung (31, 38) in dem Ansteuermodus empfängt und eine Übertragungsfunktion eines ersten Typs zum Kompensieren sowohl einer d-Achsen-Komponente als auch einer q-Achsen-Komponente des wenigstens einen Fehlersignals und zum Erzeugen von d-Achsen- und q- Achsen-Komponenten von wenigstens einem Anforderungsspannungssignal aufweist;

eine zweite Kompensationseinrichtung (77, 79) mit einem Paar von Kompensatoren, die die wenigstens zwei Batterielade-Fehlersignale von der Differenzeinrichtung (31, 38) in dem alternativen Batterielademodus empfangen, wobei ein Kompensator (77) des Paars von Kompensatoren eine Übertragungsfunktion des besagten ersten Typs zum Kompensieren einer d-Achsen-Komponente von einem der zwei Batterielade-Fehlersignale, während eine q-Achsen- Komponente davon auf 0 gebracht wird, und dadurch zum Erzeugen eines ersten Spannungsanforderungssignals aufweist und der andere Kompensator (79) des Paars von Kompensatoren eine Übertragungsfunktion eines zweiten Typs zum Kompensieren einer d-Achsen-Komponente des anderen der zwei Batterielade-Fehlersignale, während eine q-Achsen-Komponente davon auf 0 gesetzt wird und dadurch zum Erzeugen eines zweiten Spannungsanforderungssignals aufweist; und

eine Vektoroperatoreinrichtung (51, 52), die mit den ersten und zweiten Kompensationseinrichtungen gekoppelt ist und wenigstens ein Steuervektorsignal im Ansprechen auf das wenigstens eine Anforderungsspannungssignal zum Betreiben der Auslöseschaltungseinrichtung (54, 55) in dem Ansteuermodus erzeugt und zwei Steuervektorsignale im Ansprechen auf die ersten und zweiten Spannungsanforderungssignale zum Betreiben der Auslöseschaltungseinrichtung (54, 55) in dem Batterielademodus erzeugt.

2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes der wenigstens zwei Ladereferenz-Vektorsignale eine Amplitude aufweist, die sich sinusförmig bei einer Frequenz verändert, die gleich zu der Frequenz der Quelle der AC Energie ist.

3. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der AC Induktionsmotor (14) ein Paar von getrennt erregbaren Mehrphasentwicklungen (26, 27) aufweist, die zueinander um einen vorgegebenen Winkel versetzt sind, wobei die rekonfigurierbare Wechselrichtereinrichtung einen ersten Wechselrichter (56) zum Ansteuern einer ersten des Paars von Mehrphasen- Wicklungen (26) und einen zweiten Wechselrichter (57) zum Ansteuern einer zweiten Wicklung des Paars von Mehrphasen-Wicklungen (27) aufweist.

4. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Paar von Mehrphasen-Wicklungen (26, 27) zueinander räumlich in dem Stator durch 30 elektrische Grade versetzt sind.

5. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung (20) funktionell in dem Ansteuermodus in einem Referenzrahmen ist, der sich mit einer Frequenz dreht, die proportional zu einer Winkelgeschwindigkeit des Rotors plus einer Verschiebefrequenz ist.

6. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung (20) ferner in dem alternativen Batterielademodus arbeitet, um die Steuersignale um einen Winkel von negativen 30 in einem stationären Referenzrahmen zu drehen.

7. Steuerung nach einem der Ansprüche 1-6, dadurch gekennzeichnet, daß die Auslöseschaltungseinrichtung (54, 55) Impulsbreitemodulatoren sind.

8. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Übertragungsfunktion des ersten Typs eine Übertragungsfunktion des proportionalen-plusintegralen Typs umfaßt und die Übertragungsfunktion des zweiten Typs eine Übertragungsfunktion des Verzögerungs- Typs umfaßt.

9. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Motordrehmoment- und Flußsteuereinrichtung (18) zwei Ansteuerreferenz- Vektorsignale erzeugt und die erste Kompensationseinrichtung zwei Kompensatoren (45, 46) für die zwei Ansteuerreferenz-Vektorsignale umfaßt und identische Übertragungsfunktionen des ersten Typs aufweist.

10. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des ersten Typs eine Übertragungsfunktion des proportionalen-plusintgralen Typs umfaßt.

11. Steuereinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des proportionalen-plusintegralen Typs folgende Form aufweist: k&sub1;+(k&sub2;/p.), wobei k&sub1; und k&sub2; Konstanten sind und p. d/dt oder die Laplace-Variable s ist.

12. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des zweiten Typs eine Übertragungsfunktion des Verzögerungs-Typs mit folgender Form aufweist: k&sub3;/(1+p.T&sub3;), wobei k&sub3; eine Konstante ist, p. d/dt oder die Laplace-Variable (5) und T&sub3; eine Zeitkonstante ist.